JP6196212B2 - 電力変換器 - Google Patents

Description

本発明は、バッテリ、スーパーキャパシタ・モジュール、燃料セル等のような電力貯蔵素子といった電源の分野に関し、特に、かかるエネルギ格納源のインピーダンスの測定に関する。

電源のようなインピーダンスの測定は、充電状態、動作条件、劣化状態および／または経年状態の点から当該電源の状態を特徴付けるのに有用である。
従来、この測定はインピーダンス分光器を用いて行われている。しかし、かかる装置は、高価で巨大な装置であり、一般に研究所でのオフラインの動作モードを必要とし、エネルギ源のオンラインかつリアルタイムな特性評価を妨げるものである。
さらに、第１のモードで、第１のデバイスから電圧量および／または電流量を、第２のデバイスに固有な測定値と制約とに基づいて当該電気量を測定し当該電気量をサーボ制御することが可能な処理手段を用いて上記電圧量および／または電流量を処理するための入力として受信し、適応させた電圧量および／または電流量を当該第２のデバイスに提供するのに適した電力変換器が知られている。

第１の態様によれば、本発明は、上述の種類の電力変換器であって、当該電力変換器は、当該変換器の第２のモードの第１の状態において、第１のデバイスと第２のデバイスのうち１つが電源であるとき、所定の値を有する直流を前記エネルギ源の端子に負担させるのに適しており、当該電力変換器はさらに、当該第２のモードの当該第１の状態の間に当該エネルギ源の端子の電流値と電圧値を測定し、測定した当該電流値の関数として電流オフセット値を決定し、測定した当該電圧値の関数として電圧オフセット値を決定するのに適しており、当該電流オフセット値と電圧オフセット値は当該処理手段の動作範囲の関数でもあり、当該電力変換器は当該第２のモードの第２の状態において、少なくとも１つの固定励起周波数で交流を投入することによって当該エネルギ源を励起するのに適しており、当該交流は決定された負担された当該直流に重ね合わせられ、当該処理手段は、当該第２のモードの当該第２の状態において、当該電流値、電圧値を決定された当該電流オフセット値の関数、決定された当該電圧オフセット値の関数としてそれぞれオフセットした後、当該励起周波数での励起に続いて当該エネルギ源の当該端子の連続的な電流値および電圧値を測定するのに適しており、当該電力変換器はさらに、連続的に測定した当該電流値と当該電圧値の関数として、当該固定励起周波数で当該エネルギ源の当該インピーダンスを決定するための手段を備えることを特徴とする、電力変換器に関する。

本発明ではしたがって、電気エネルギを伝送するのに適した電力変換器においてインピーダンス分光器の機能を考慮することができる。

本発明では、何ら機器を追加することなく、かつ、変換器を大幅に変更することなく、エネルギ源のスペクトル・インピーダンス測定をそのままで実施することができる。本発明は、オンボード・システムの場合、例えば、電気自動車またはハイブリッド自動車の場合に特に有利である。これらの場合では、コストと容積が支配的な因子である。実際、本発明では、自動車のバッテリのオンボード診断を容易にすることができ、低コストでの保守が容易になる。

様々な実施形態では、本発明に従う電力変換器はさらに、以下の特徴のうち１つまたは複数を含む。
電流オフセット値、電圧オフセット値に加えられた、第２のモードの第１の状態の間にエネルギ源の端子で測定された電圧、電流が処理手段の動作範囲の中心点に等しいように、電流オフセット値、電圧オフセット値がそれぞれ決定される。
当該変換器は、当該第２のモードの当該第２の状態において、幾つかの連続的な固定励起周波数で、所定の値の直流に重ね合わせられる交流を投入することによって当該エネルギ源を励起するのに適している。
当該処理手段は、電流値、電圧値をそれぞれ決定された電流オフセット値、決定された電圧オフセット値の関数としてオフセットした後、各励起周波数の励起に続いて当該エネルギ源の端子の連続的な電流値と電圧値を測定することができる。
当該インピーダンスを決定するための手段は、連続的に測定した電流値と電圧値の関数として、固定励起周波数ごとに当該エネルギ源の当該インピーダンスを決定するのに適している。
当該処理手段は、当該第２のモードの当該第２の状態において、電流値、電圧値をそれぞれオフセットし、当該第１の手段の測定値と動作範囲の偏差の関数として決定された倍数値をそれぞれ当該電流値と当該電圧値にそれぞれ適用した後に、当該励起周波数での励起に続いて当該エネルギ源の端子の連続的な電流値と電圧値を測定することができる。
当該電力変換器は、当該第１のモードと当該第２のモードにおいて、所与の指令周波数のデューティ比（ｃｙｃｌｉｃ ｒａｔｉｏ）に対応する正方波によって指令される少なくとも１つのスイッチを備え、当該第２のモードの当該第１の状態において、決定された直流値が当該エネルギ源の当該端子で取得されるまで当該デューティ比の値を変化させるのに適している。
当該電力変換器は、当該第１のモードおよび当該第２のモードにおいて、所与の指令周波数で正方波により指令された少なくとも１つのスイッチを備え、当該第２のモードの当該第２の状態において、当該指令周波数または当該指令周波数の約数全体に等しい標本化周波数で、当該励起周波数での励起に続いて当該エネルギ源の当該端子で連続的な電流値と電圧値を測定することができる。
Ｆ_ｅｘｃを励起周波数、Ｆ_ｅを標本化周波数、Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}を期間あたりに当該励起周波数で測定される値の数、Ｆ_ｅｘｃおよびｋを１以上の整数として、励起周波数が、

の関係により定義される

下記の説明を読み、添付図面を検討すれば、本発明はより良く理解される。これらの図面は例示として提供したものであって本発明を限定するものではない。これらの図面は以下の通りである。

本発明の１実施形態における電力変換器の線図である。 図１の電力変換器のエネルギ伝送機能を示す図である。 時刻ｔの関数として、スイッチＴ１の指令信号を上部に示し、当該指令信号の関数として取得された電流Ｉ_Ｌを下部に示すグラフである。 バッテリＳの線図である。 電力変換器１による測定値の較正を示す図である。 図５に示す測定値と較正値のための電力回路図の図である。 図５に示す測定値と較正値のための電力回路図の図である。 本発明の１実施形態における変換器によるインピーダンス測定中に、時間の関数として出力Ｉ＿ｏｕｔで取得された信号を示す図である。 本発明の１実施形態における変換器によるインピーダンス測定中に、時間の関数として出力Ｉａｌｔ＿ｏｕｔで取得された信号を示す図である。 測定される信号のスペクトルを示す図である。 部分アンチエイリアシング・フィルタリングの後に測定される信号のスペクトルを示す図である。 部分アンチエイリアシング・フィルタリングおよび標本化周波数Ｆｅ＝Ｆ_ＰＷＭでの標本化の後に測定される信号のスペクトルを示す図である。 時刻を示す同じＸ軸に対して、調整信号の発生（曲線１００）、スイッチＴ_１の指令信号（曲線１０１）、ソース内電流（曲線１０２）、およびＦ_ｅ＝Ｆ_ＰＷＭで標本化した信号を示す図である。 バッテリＳに投入された励起電流を支配する原理を示す図である。 １０２４Ｈｚの実行周波数に対する電圧（Ｖ）および電流（Ｉ）の交流成分の測定結果を示す図である。 ０．３２Ｈｚの励起周波数に対する電圧（Ｖ）および電流（Ｉ）の交流成分の測定結果を示す図である。

図１は、本発明の１実施形態における電力変換器１の線図である。

従来、電力変換器１は、ソースＳ（バッテリ、スーパーキャパシタ、燃料セル）と負荷Ｃ、例えば直流電力グリッド、モータ等の間のエネルギ伝送機能を実施する。

ソースＳが可逆であるときは（例えば、バッテリおよびスーパーキャパシタ）、エネルギ伝送は双方向であってもよい。電力変換器１は、電圧および／または電流のタイプの入力電気量を出力電気量に適合させることができる（現在のケースでは、直流・直流変換）。

公知な方法で、変換器は、例えば半導体を用いて製造されたスイッチ（図１では図示せず）を備え、エネルギを保存しつつ電圧および／または電流を修正することができる。当該スイッチを用いると、電圧および／または電流が（変換器の入力周波数または出力周波数と比べて）非常に高い周波数でカットされ、取得された結果が平滑化されてそこから平均値が抽出される。

変換器１はさらにマイクロ・コントローラ１０を備える。マイクロ・コントローラ１０は変換器１を制御する。マイクロ・コントローラ１０は、監視する電気量を支配するのに必要な測定を実施して、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で変換器１の半導体に指令し、当該変換器の安全性を保証することができる。

図２は、本発明の１実施形態における電力変換器１のエネルギ伝送機能を示す電気回路図である。ここで検討するケースでは、ソースＳはバッテリであり、電力変換器１の手段により負荷Ｃに接続され、負荷Ｃは直流グリッドに対応し、電力変換器１はここでは電流可逆漸増タイプの直流・直流変換器であって、エネルギの双方向伝送（バッテリの充電と放電）を可能とする。

この種の変換器１は、その電圧漸増関数によりハイブリッド自動車の適用事例に使用される変換器を最も代表するものであり、直流グリッドの電圧は一般にバッテリの電圧よりも高い。変換器１は、平滑化インダクタンスＬおよび逆並列ダイオードを有する２つのＩＧＢＴトランジスタＴ_１およびＴ_２から構成される。トランジスタＴ_１およびＴ_２は補完的に指令される。スイッチＴ_１の指令信号Ｃ_Ｔ１は、図３の上部に示されており、ノッチの形状であり、Ｔ_ＰＷＭの期間を有する。Ｔ_１の指令信号のデューティ比はαで示されている。図３の下部には、図３の上部に示したスイッチＴ_１の指令に続いて得られた、ソースＳ内の電流Ｉ_Ｌの形状が示されている。

ソースと直流グリッドＣの電流および電圧の平均値は、関係

により結び付けられる。ここで、Ｖ_Ｂは負荷Ｃの端子の電圧であり、Ｖ_１はソースＳの端子の電圧であり、Ｉ_Ｂは負荷Ｃでの電流であり、Ｉ_ＬはソースＳ内の電流である。

期間Ｔ_ＰＷＭにおける電流変動Ｉ_Ｌを、誘導コイルＬのインダクタンスの値を増大させることにより、または、カット周波数１／Ｔ_ＰＷＭを増大させることにより、減少させてもよい。

したがって、インダクタンスはそのコスト、重量、および容量を損ねるまで増大し、カット周波数を増大させることは、半導体におけるジュール効果による損失の増大に寄与することとなる。

エネルギ伝送機能の他に、本発明に従う電力変換器１はさらにソースのインピーダンス測定のための機能を備える。したがって、電力変換器の典型的な機能に関連して、本発明に従う変換器は、
ソースの周波数電気的励起を可能とする補完的な監視アルゴリズムの実装と、
周波数インピーダンス測定に有効な量の抽出を可能とするための、マイクロ・コントローラ１０による測定電子機器の適応化およびその制御と、
信号をリアルタイムに処理してインピーダンス・スペクトルの計算を可能とするためのアルゴリズムの実装と、
を用いてインピーダンス分光器の機能を実現する。

ここで検討する実施形態では、エネルギ管理（変換器の主要機能）を可能とする変換器１の監視、インピーダンス分光器の制御、および関連する信号の処理は、例えば、ＣＰＵ周波数が３０ＭＨｚである固定小数点の１６ビットＤＳＰタイプの単一マイクロ・コントローラ１０によって行われる。

使用されるマイクロ・コントローラ１０はＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７であり、産業用の監視アプリケーションに特化したものである。本発明と電力変換器１を実現するために使用される、マイクロ・コントローラ１０に組み込まれた主要なハードウェア機能は、
電力変換器１のトランジスタを制御するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）出力またはＭＬＩ出力と、
アナログ量を測定するための、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）および関連するアナログ入力と、
測定電子機器を制御（プログラム可能な利得とシフトを監視）するためのＳＰＩ（Ｓｅｒｉａｌ Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）または同期シリアル・コントローラと、
外部インタフェース（ＰＣ、端子）と通信するためのＳＣＩ（Ｓｅｒｉａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）コントローラまたはＲＳ２３２コントローラと、
である。

図４に示すように、バッテリＳをインピーダンスと直列な電動力（ＥＭＦ）によりモデル化することができる。このモデルを、スーパーキャパシタおよび燃料セルのケースで使用することもできる。

インピーダンス分光器は、観測される現象に依存する周波数範囲でバッテリのインピーダンスＺ_ｂａｔを測定することから構成される。当該インピーダンスは、Ｚ_ｂａｔで循環する電流スペクトルＩ_ｂａｔの各周波数成分と、Ｚ_ｂａｔの端子の電圧Ｖ_Ｚとを測定することで決まる。周波数ｆのインピーダンスの各成分は、式

によって与えられる。

ＥＭＦと、バッテリＳ内部にありしたがって物理的にアクセス不可能であるインピーダンスとの間の中間点Ａについては、以下の難点を解決する必要がある。即ち、
Ｚ_ｂａｔの端子の電圧は無負荷のＥＭＦと比べて非常に低い振幅を有し、合理的な精度で測定しなければならない。一方、Ｅ_ｂａｔおよびＶ_Ｚは物理的に分離不可能であること（無負荷のＥＭＦは、単一素子に対する数ボルトから素子の関連付け後の数百ボルトまで（例えば、１Ｖから６００Ｖまで）変化し、インピーダンスＺ_ｂａｔは数ｍＯｈｍから数百ｍＯｈｍまで変化し、一般にＶｚは高々Ｅ_ｂａｔの０から５％の間にある）、
無負荷のＥＭＦのＥ_ｂａｔはバッテリの充電状態とともに変化し、これがＺ_ｂａｔの端子の電圧測定中の補償を困難にすること（適応的な補償の必要性）、
Ｚ_ｂａｔの電流周波数成分は、バッテリ内を循環する平均電流と比べて低い振幅を維持しなければならず、合理的な精度（動作点周りの測定）で測定しなければならないこと（平均電流は、関連素子の数に依存し、適用事例に応じて数アンペアから数百アンペア（例えば、１Ａから２００Ａ）まで変化する）、および、分光器が有効でありソースの損傷を回避するために、交流を低く保たねばならないこと（振幅は、例えば、ソースの名目電流の１％から１０％の間に保たれる）、
バッテリ内の電流の平均値が、バッテリの所望の充電レベルと放電レベルに応じて変化する可能性があり、それがＺ_ｂａｔでの電流測定中の補償を困難にすること、
電力変換器１のＩＧＢＴトランジスタのスイッチングが、特定の周波数範囲でバッテリの電流と電圧に強い寸断をもたらし、これがインピーダンス分光分析に有用な成分の測定を困難にすること、
である。

本発明の１実施形態における電力変換器１の測定電子機器はしたがって、以下の機能を実施するように生成される。即ち、
ホール効果プローブ（帯域幅は１００ｋＨｚで０．５ｄＢ）によるバッテリ電流の測定。
ガルバニック絶縁なしの直接的な関連における電圧Ｖ_１の測定。
オフセット補償および利得による電流と電圧の較正。当該オフセットと利得は、直流成分（Ｅ_ｂａｔおよび平均電流Ｉ_０）を補償しインピーダンス分光器に有用な交流成分を抽出するためにマイクロ・コントローラ１０によりプログラム可能である。

図５は、電力変換器１の測定電子機器によるソースＳに関連する電圧量／電流量の測定と、電力変換器１によるこれらの測定の較正とを示すブロック図である。

電力量Ｘ（Ｖ_１、Ｉ_Ｌ）は、測定センサ２０（例えば、電流Ｉ_Ｌに対するホール効果センサＬＴＳ１５ＮＰ）により測定され、固定較正２１が測定量に対して（固定された利得値およびオフセット値で）実施され、所望の量（バッテリＳの電流に対してはＩ＿ｏｕｔ、電圧に対してはＶ＿ｏｕｔ）のイメージを提供する。このイメージは、エネルギ伝送機能により使用される。インピーダンス分光器の機能が電力変換器１によってエネルギ伝送の代わりに実現される場合、適切なプログラム可能な較正が、（測定値を増幅または減少させるために）利得値による乗算演算２２と、乗算された測定値のオフセット演算２３とを通じて行われる。次いで、所望の量（バッテリＳの電流に対してはＩ＿ｏｕｔ、電圧に対してはＶ＿ｏｕｔ）のイメージを取得する。利得値とオフセット値は、ＳＰＩコントローラを介して、後に示すようにマイクロ・コントローラ１０によりリアルタイムでプログラムされる。

図６Ａおよび図６Ｂは、これらの測定と較正を可能にする電力変換器１の電子ボード１２の図を示す。

電子成分の値は、
初期利得を適用事例（名目電圧と電流ソースＳ、測定すべきインピーダンスの桁数）の関数として調節し、
アンチエイリアシング・フィルタのカットオフ周波数を調節し、
交流電圧と交流の成分の測定のライン・インピーダンスをバランスして、これらのラインの間の寄生位相シフトの発生を回避する（位相の較正。インピーダンスは、交流電圧と交流の成分の振幅と位相により特徴付けられる）
ために定義される。

これらの測定電子機器１２は、ソースＳの電流と電圧に対して、前述のようにＡ／ＤＣによるデジタル化の前に２つのアナログ「イメージ」（または代表値）、即ち、
エネルギ伝送機能の状況でエネルギ伝送に使用される、ソースＳでの電流および／または電圧の絶対的なサイズを評価可能とする、固定較正から生じたイメージ（Ｉ＿ｏｕｔおよびＶ＿ｏｕｔの出力）と、
当該量の交流成分のみを測定しインピーダンス分光分析で使用することができる、プログラム可能な可変な較正から生じたイメージ（Ｉａｌｔ＿ｏｕｔおよびＶａｌｔ＿ｏｕｔの出力）と、
を復元することができる。

当該較正は、マイクロ・コントローラ１０の測定範囲におけるアナログ電圧を適応させるように行われる。ここで検討するケースでは、この範囲は［０；３．３Ｖ］である。中間値１．６５Ｖは参照として使用され、０Ｖに等しいソースの端子で測定した電圧または０Ａに等しいソースを循環する電流に対応しなければならない。

当該利得とオフセットは、（例えば、ＳＰＩインタフェースを有するＭＣＰ４９２２のタイプの）デジタル・アナログ変換器を用いてデジタル的に調節される。それらは以下のように定義される。

ここで、Ｄ_ａおよびＤ_ｂは０から４０９５の値（１２ビットの精度）である。
測定値Ｘに対して、対応する較正値はＧ．Ｘ−Ｖ_０に等しいであろう。

図７および８はそれぞれ、２つの出力Ｉ＿ｏｕｔ、Ｉａｌｔ＿ｏｕｔに対して期待される結果を、分光分析中の時刻（ｉｎｓ）の関数として示し、電流（Ｉ＿ｏｕｔ）の直流成分、交流励起（Ｉａｌｔ＿ｏｕｔ）、変換器のスイッチＴ_１、Ｔ_２により行われたカットに起因する寸断を示す。

必要に応じて、交流成分Ｉａｌｔ＿ｏｕｔは［０−３．３］の範囲に良く集約され、行われた較正による利用可能な範囲を占有する。

マイクロ・コントローラ１０を用いて実装された、電力変換器１に組み込まれたインピーダンス分光分析プロセスを以下でより厳密に説明する。

フェーズＡ：エネルギ伝送、即ち、分光分析なし。
特に電力変換器１内のコントローラ１０により行われるエネルギ伝送向けの通常の監視アルゴリズムがアクティブである（動作中のバッテリの充電／放電、場合によっては、アイドル時の充電の維持）。

フェーズＢ：分光分析の前、インピーダンス分光分析を変換器１により実現する時点
・インピーダンス測定を実行する前に、エネルギ伝送の監視を停止する。
・バッテリＳの所望の動作点は、バッテリＳ内を循環する直流を調節することによって調節される。スイッチＴ_１のデューティ比α_０は、所望の値の電流Ｉ_０（例：Ｉ_０＝１Ａ）が得られるように定義される。インピーダンス・スペクトルが、当該特定の動作点に対して定義される。
・測定値Ｉａｌｔ＿ｏｕｔおよびＶａｌｔ＿ｏｕｔに対するオフセット補償が、その較正を可能とするように、このフェーズＢの間に連続的に実施される。値Ｉａｌｔ＿ｏｕｔおよびＶａｌｔ＿ｏｕｔが１．６５Ｖ、即ち、それぞれ０Ａと０Ｖに対応する中間軸に保たれるように、したがってその変動間隔に対して集約されるように、オフセットが計算される。

フェーズＣ：インピーダンス分光分析の間
・リアルタイムなオフセット補償を停止する。実現されるオフセットは、フェーズＢの終了時に決定されたものである。
・ソースＳは、動作点を特徴付ける電流Ｉ_０に重ね合わせられた交流励起周波数電流ｆ_ｉを投入することによって励起される。励起周波数ｆ_ｉにより、インピーダンス・スペクトルを連続的に走査することができる。各周波数の励起期間は、幾つかの信号期間によって定義される。この値は構成可能である。
・投入中に、交流信号Ｉａｌｔ＿ｏｕｔおよびＶａｌｔ＿ｏｕｔが、安定化を待機した後に構成可能な長さで標本化されデジタル化される。当該標本化モーメントは、取得ごとに等しく同期され、励起周波数の関数として二次標本化される。
・信号の測定中は、以下の原理に従ってインピーダンスを計算する。即ち、
・電圧と電流の複素表現の計算は、測定の揺らぎや残差直流成分をフィルタするために、考えられる周波数ｆｉで離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって行われる。
・考えられる周波数ｆｉのインピーダンスの複素表現を計算する。
・インピーダンス・スペクトルからの値をマイクロ・コントローラ１０のインタフェースＲＳ２３２に転送する。

エネルギ伝送の監視をインピーダンス・スペクトルの測定の全期間にわたって停止し、バッテリＳの安定状態を、分光器の状態を特徴付ける決定された値（Ｉ_０）に保たなければならない。

当該インピーダンス・スペクトルは実際、ソース内を循環する電流レベルとともに変化する。ソースの無故障特性を可能とするため、直流を既知の値Ｉ_０に保たなければならない。したがって、各インピーダンス・スペクトルが既知の電流Ｉ_０に対して定義される。

さらに、ソースＳのインピーダンスの無故障測定を可能とするために、考えられる周波数成分の近傍またはそれ未満での寄生周波数の寸断を回避する必要がある。したがって、エネルギ伝送に対する監視アルゴリズムを停止して、系を安定状態に保たなければならない（停止した直流グリッドの電流または電圧の支配）。所望の動作点したがって電流Ｉ_０に到達したとき、変換器の指令のデューティ比α_０は、インピーダンス分光分析が動作点周りで行われるように固定される。

負荷に関して遷移状態にあるケースでは、負荷の電圧（即ち、直流グリッドの電圧）はその参照値から離れることがある。直流グリッドの電圧の安定性に優先度が与えられる場合には、振幅が大きい遷移が現れたときにインピーダンス分光分析を停止して、それに関連する支配を再起動することによってエネルギ伝送の監視を再開するのが適切であろう。

この条件は、直流グリッドの電圧を測定することによって容易に実現される。

インピーダンス測定の状況では、マイクロ・コントローラ１０のＡ／ＤＣ機能によって行った取得アナログ信号Ｉａｌｔ＿ｏｕｔ、Ｖａｌｔ＿ｏｕｔの標本化により、アンチエイリアシング現象を回避しつつ、かつ、マイクロ・コントローラに過負荷をかけないように、十分に忠実なデジタル信号を取得できるようにしなければならない。

変換器１のカット周波数は、スイッチのスイッチング周波数であり、Ｆ_ＰＷＭ＝１／Ｔ_ＰＷＭであって、デューティ比の調整周波数を定義し、したがって、分光器に使用される励起信号の調整限界を定義する。

したがって、標本化周波数はＦ_ＰＷＭより大きい必要はない。したがって、パルス幅変調から生じた測定すべき信号とそのスペクトルは本質的に、ｘ軸を周波数としｙ軸を振幅とした図９ａのグラフに示すように形成される。当該振幅は、プログラム信号の周波数ｆ_ｉ（励起周波数）にある主線と、アンチエイリアシング・フィルタリングでは排除困難な周波数Ｆ_ＰＷＭにある有意振幅線と、周波数Ｆ_ＰＷＭ±ｎ＊ｆ_ｉにある幾つかの低振幅線から構成される。

上記の課題は、標本化周波数を２＊Ｆ_ＰＷＭを超えて押し戻し、デジタル・フィルタリングの後に標本化信号を場合によっては第２のステップで間引き（または二次標本化）することによって解決することができる。この戦略には、計算負荷が大幅に増大し、より大型のしたがってより高価な電力マイクロ・コントローラが必要になるという欠点がある。

ここで検討する実施形態で使用する標本化原理により、低標本化周波数Ｆ_ｅ＝Ｆ_ＰＷＭを保存しつつ調波を排除することができる。

これは、先ず、Ｆ_ｅ／２より大きい周波数ではあまり問題にならない低振幅調波を排除する部分アンチエイリアシングアナログフィルタリングを実施することから成る。部分アンチエイリアシング・フィルタリングの後に測定される信号（Ｉａｌｔ＿ｏｕｔまたはＶａｌｔ＿ｏｕｔ）のスペクトルを図９ｂに示す。このフィルタリング機能は、図６Ａおよび図６Ｂを参照して説明したアナログ測定電子機器によって実施される。

次に、標本化がスイッチＴ_１、Ｔ_２のスイッチングと同期して行われる。これにより、０Ｈｚに等しい周波数で、Ｆ_ＰＷＭに位置する線のエイリアシングを較正し、当該エイリアシングがインピーダンス分光器（ｆ_ｉ）に有用な励起線の測定を妨げないようにすることができる。周波数Ｆ_ｅ＝Ｆ_ＰＷＭで標本化した信号のスペクトルを図９ｃに示す。矢印Ｒは、Ｆ_ＰＷＭに位置する線の、０Ｈｚへのエイリアシングを示す。

したがって、臨界Ｎｙｑｕｉｓｔ周波数Ｆ_ｅ／２により制限される離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の正当領域ＶＡＬは、励起周波数ｆ_ｉにある線と間隔Ｔ_ｅ＝Ｔ_ＰＷＭ内の標本化モーメントに依存する直流成分とのみを含む。したがって、電圧および電流周波数ｆ_ｉにある線をＤＦＴのエラーなしで測定することができる。

図１０は、時刻ｔを示す同じｘ軸に対して、調整信号の発生（曲線１００）、スイッチＴ_１の指令信号（曲線１０１）、ソースＳ内の電流（曲線１０２）、およびＦ_ｅ＝Ｆ_ＰＷＭで標本化した信号を示す。

曲線１００を参照すると、カウンタおよび比較器を使用してＦ_ＰＷＭおよびデューティ比αが調節され、それにより、図１０に示すように電流の変動を制限することができる。

曲線１０１は、曲線１００の周波数Ｆ_ＰＷＭおよびデューティ比αの値に対して取得した指令信号スイッチＴ１を示す。

曲線１０２は、かかる指令信号の印加から生ずるソース内電流を示す。

曲線１０３は、スイッチが行うカットと同期した標本化のケースにおいてＦ_ｅ＝Ｆ_ＰＷＭで標本化した信号を示す。

取得した信号を、低標本化周波数を必要とする低周波数励起信号のケースにおいて、エイリアシングのリスクなしに二次標本化してもよい。

ここで検討する実施形態では、単一のプロセッサが電力変換器を監視するために、かつ、インピーダンス分光分析に対して使用され、それにより、ハードウェアとソフトウェアの動作を最小限にすることができる。

上述のように、統合分析アルゴリズムのタイミングを、変換器（Ｆ_ＰＷＭ）のスイッチのスイッチング周波数に等しい標本化周波数Ｆ_ｅにより取る。この取得の全ては周波数Ｆ_Ｅ＝Ｆ_ＰＷＭで行われ、場合によっては次いで二次標本化を行う。

励起周波数ｆ_ｉに厳密に従うことができるようにするために、後者を以下の関係により定義する。即ち、

である。ここで、Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}は測定すべき信号の期間ごとの点の数であり、ｋは整数であり、線の周波数を定義できるようにするものである（ｋ≧１）。積ｋ・Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}は、アルゴリズムの１６ビット符号化を保つため（および３２ビット符号化により生ずるＣＰＵ負荷の増大を防ぐため）に２^１６に制限される。このケースにおける観測可能な周波数領域はしたがって、

により与えられる。
例えば、Ｆ_ｅ＝２０４８０Ｈｚ、Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}＝２０とすると、

が得られる。

エネルギ伝送を監視するためのアルゴリズムが停止されると、上述のように、考えられる周波数帯で連続的な周波数が選択され動作点を定義する直流Ｉ_０に重ね合わせられた、一定の振幅の電流を投入することによって、ソースＳの励起が行われる。

励起電流が、その振幅とその周波数に従うことを保証する比例補正器（Ｐ）により監視される。当該励起電流を監視するデューティ比ｄ_αの指令が、動作点をＩ＝Ｉ_０に調整した後に一定に保たれる値α_０に重ね合わせられる。

対応する支配原理を図１１に示す。
重ね合わせられる交流Ｉ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ＿ｒｅｆ}の周波数を、考えられる周波数線の周波数ｆ_ｉにより定義する。その振幅Ｉ_ｍａｘはソースの名目電流Ｉ_０と比べて比較的低く定義され（例えば、Ｉ_ｍａｘはソースの名目電流の１％から１０％の間である）、当該線と無関係に不変のままである。Ｉ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ＿ｒｅｆ}は、角度精度２π／１０００および振幅精度１／５００^ｔｈである予め計算された正弦曲線信号のテーブルから構築される。

励起周波数ごとに、電圧Ｖ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ}および電流Ｉ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ}の値が、励起周波数により以下のパラメータを定義することによって測定される。即ち、測定期間の数と、期間ごとの点の数（Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}）である。

期間ごとの一定数の測定点で、分光分析に使用される信号の標本化周波数は線の周波数、したがってｋの関数として変化する。即ち、

したがって、分光分析に対して、考えられる線の周波数ｆ_ｉの関数として、信号がＦ_ｅで標本化され、次いで二次標本化される。

数ｋにより、（線の周波数が変化したときでも、期間ごとのＮｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ個の点を常に有するように）二次標本化を線の周波数の関数として調節することができる。

整数個の期間（複数可）における取得の前にバッテリを励起することによって、投入の開始またはその周波数の変化に起因する遷移現象が測定されるという潜在的なリスクを排除することができる。

図１２、図１３は、それぞれ、x軸上の標本数およびy軸上のアナログ／デジタル変換のデジタルな結果とともに、５つの期間、期間ごとに２０個の点で、それぞれ１０２４Ｈｚ、０．３２Ｈｚの励起周波数で取得した電圧（Ｖ）および電流（Ｉ）の交流成分の測定結果を示す。

特に、周波数Ｆ_ＰＷＭの調波の排除を効果的に行えることに留意されたい（図８の曲線で確認できる揺らぎは図１２と図１３の曲線では排除されている。当該曲線は、準正弦曲線である）。

上述のように、それぞれの電流線と電圧線はＤＦＴにより測定信号から抽出されている。周波数ｆ_ｉでの励起に続いて取得された信号のＮ個の標本により、階数ｋ_ｈおよび周波数ｆ_ｉの調波の実部と虚部を取得することができる。当該励起周波数を有する線の階数ｋ_ｈはまた、測定期間の数を表す（即ち、Ｎ＝ｋ_ｈ・Ｎ_{ｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔ}が、期間ごとの標本数に期間の数を乗じたものに等しい標本の総数である）。即ち、

である。次いで、インピーダンスが電流と電圧の複素表現から推定される。即ち、

である。

当該計算はスペクトルの線ごとに行われる。したがって、所望のスペクトル幅を走査するように選択された異なる周波数ｆ_ｉでソースが連続的に励起され、Ｉ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ}およびＶ_{ａｌｔ＿ｏｕｔ}が測定され、これらの周波数の各々のインピーダンスが計算され、考えられるスペクトル幅に対してインピーダンス・スペクトルを構成することができる。

産業界において、本発明を、電流プロセッサを備えるマイクロ・コントローラにより低コストで実装することができる。

本発明により、インピーダンス値の正確な測定が可能となる。本発明は特に、オンボードのエネルギ源のケースで興味深いものである。なぜならば、測定をそのままで実施できるからである。

１０ マイクロ・コントローラ
２０ 測定センサ
２１ 固定較正
２２ 乗算演算
２３ オフセット演算

Claims (7)

1. 第１の動作モードで、電源（Ｓ）から電圧量および／または電流量を入力として受信し、前記電圧量および／または電流量を測定できる処理手段（１０、１２）を用いて前記電圧量および／または電流量を処理し、前記前記電圧量および／または電流量を測定値と負荷に固有な制約とに基づいてサーボ制御し、適合された電圧量および／または電流量を前記負荷に出力として提供することによって、エネルギを伝送することが可能な電力変換器（１）であって、
   前記電力変換器は、第２の動作モードで、
   前記第２の動作モードの第１の状態において、所定の値（Ｉ０）を有する直流を前記電源（Ｓ）の端子に負担させることによって前記電源のインピーダンスを測定することも可能であって、
   前記電力変換器はさらに、前記第２のモードの前記第１の状態の間に前記電源の前記端子の電流値と電圧値を測定し、測定した前記電流値の関数として電流オフセット値を決定し、測定した前記電圧値の関数として電圧オフセット値を決定し、前記電流オフセット値と前記電圧オフセット値はさらに前記処理手段の動作範囲の関数であり、
   前記第２の動作モードの第２の状態において、少なくとも１つの固定励起周波数で交流を投入することによって前記電源を励起し、前記交流は決定された負担された前記直流に重ね合わせられ、
   前記処理手段は、前記電流値、電圧値を決定された前記電流オフセット値の関数、決定された前記電圧オフセット値の関数としてそれぞれオフセットした後、前記固定励起周波数での励起に続いて前記電源の前記端子の連続的な電流値および電圧値（Ｉａｌｔ−ｏｕｔ、Ｖａｌｔ−ｏｕｔ）を測定し、
   前記電力変換器はさらに、連続的に測定した前記電流値と前記電圧値の関数として、前記固定励起周波数で前記電源のインピーダンスを決定するための手段を備える、
   電力変換器。
2. 前記電流オフセット値、前記電圧オフセット値はそれぞれ、第２の動作モードの第１の状態の間に前記電源の前記端子でそれぞれ測定された電圧、電流を前記電流オフセット値、前記電圧オフセット値に加えたものが前記処理手段の動作範囲の中心点に等しい、請求項１に記載の電力変換器。
3. 前記第２の動作モードの前記第２の状態において、幾つかの連続的な固定励起周波数で、前記所定の値の前記直流に重ね合わせられる交流を投入することによって前記電源（Ｓ）を励起することが可能であって、
   前記処理手段は、前記電流値、電圧値をそれぞれ決定された電流オフセット値、決定された前記電圧オフセット値の関数としてオフセットした後、各励起周波数の励起に続いて前記電源の前記端子の連続的な電流値と電圧値を測定することができ、
   前記インピーダンスを決定するための前記手段は、連続的に測定した前記電流値と前記電圧値の関数として、固定励起周波数ごとに前記電源の前記インピーダンスを決定する、
   請求項１または２に記載の電力変換器。
4. 前記処理手段は、前記第２の動作モードの前記第２の状態において、前記電流値、電圧値をそれぞれオフセットした後、かつ、第１の手段の前記測定値と前記動作範囲の偏差の関数として決定された倍数値をそれぞれ前記電流値と前記電圧値にそれぞれ適用した後に、前記励起周波数での励起に続いて前記電源の前記端子の連続的な電流値と電圧値を測定することができる、請求項１乃至３の何れか１項に記載の電力変換器。
5. 前記第１の動作モードおよび前記第２の動作モードにおいて、所与の指令周波数のデューティ比に対応する正方波によって指令される少なくとも１つのスイッチを備え、前記第２の動作モードの前記第１の状態において、前記直流の決定された前記値が前記電源の前記端子で取得されるまで前記デューティ比の値を変化させる、請求項１乃至４の１項に記載の電力変換器。
6. 前記第１の動作モードおよび前記第２の動作モードにおいて、所与の指令周波数で正方波により指令された少なくとも１つのスイッチを備え、前記処理手段は、前記第２の動作モードの前記第２の状態において、前記指令周波数または前記指令周波数の約数全体に等しい標本化周波数で、前記励起周波数での励起に続いて前記電源の前記端子の連続的な電流値と電圧値を測定することができる、請求項１乃至５の１項に記載の電力変換器。
7. Ｆｅｘｃを励起周波数、Ｆｅを前記標本化周波数、Ｎｐｔｓ＿ｓｐｅｃｔを期間あたりに前記励起周波数Ｆｅｘｃで測定される値の点の数、ｋを１以上の整数として、励起周波数が、
   

   

   の関係により定義される、請求項６に従う電力変換器。

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