JP6184141B2 - 光弾性変調器の変調信号検出装置 - Google Patents
光弾性変調器の変調信号検出装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6184141B2 JP6184141B2 JP2013058060A JP2013058060A JP6184141B2 JP 6184141 B2 JP6184141 B2 JP 6184141B2 JP 2013058060 A JP2013058060 A JP 2013058060A JP 2013058060 A JP2013058060 A JP 2013058060A JP 6184141 B2 JP6184141 B2 JP 6184141B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- sampling
- circular dichroism
- modulation frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28F—DETAILS OF HEAT-EXCHANGE AND HEAT-TRANSFER APPARATUS, OF GENERAL APPLICATION
- F28F1/00—Tubular elements; Assemblies of tubular elements
- F28F1/10—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses
- F28F1/12—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses the means being only outside the tubular element
- F28F1/24—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses the means being only outside the tubular element and extending transversely
- F28F1/32—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses the means being only outside the tubular element and extending transversely the means having portions engaging further tubular elements
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28D—HEAT-EXCHANGE APPARATUS, NOT PROVIDED FOR IN ANOTHER SUBCLASS, IN WHICH THE HEAT-EXCHANGE MEDIA DO NOT COME INTO DIRECT CONTACT
- F28D1/00—Heat-exchange apparatus having stationary conduit assemblies for one heat-exchange medium only, the media being in contact with different sides of the conduit wall, in which the other heat-exchange medium is a large body of fluid, e.g. domestic or motor car radiators
- F28D1/02—Heat-exchange apparatus having stationary conduit assemblies for one heat-exchange medium only, the media being in contact with different sides of the conduit wall, in which the other heat-exchange medium is a large body of fluid, e.g. domestic or motor car radiators with heat-exchange conduits immersed in the body of fluid
- F28D1/04—Heat-exchange apparatus having stationary conduit assemblies for one heat-exchange medium only, the media being in contact with different sides of the conduit wall, in which the other heat-exchange medium is a large body of fluid, e.g. domestic or motor car radiators with heat-exchange conduits immersed in the body of fluid with tubular conduits
- F28D1/047—Heat-exchange apparatus having stationary conduit assemblies for one heat-exchange medium only, the media being in contact with different sides of the conduit wall, in which the other heat-exchange medium is a large body of fluid, e.g. domestic or motor car radiators with heat-exchange conduits immersed in the body of fluid with tubular conduits the conduits being bent, e.g. in a serpentine or zig-zag
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28F—DETAILS OF HEAT-EXCHANGE AND HEAT-TRANSFER APPARATUS, OF GENERAL APPLICATION
- F28F1/00—Tubular elements; Assemblies of tubular elements
- F28F1/10—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses
- F28F1/40—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses the means being only inside the tubular element
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28F—DETAILS OF HEAT-EXCHANGE AND HEAT-TRANSFER APPARATUS, OF GENERAL APPLICATION
- F28F1/00—Tubular elements; Assemblies of tubular elements
- F28F1/10—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses
- F28F1/42—Tubular elements and assemblies thereof with means for increasing heat-transfer area, e.g. with fins, with projections, with recesses the means being both outside and inside the tubular element
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28F—DETAILS OF HEAT-EXCHANGE AND HEAT-TRANSFER APPARATUS, OF GENERAL APPLICATION
- F28F21/00—Constructions of heat-exchange apparatus characterised by the selection of particular materials
- F28F21/08—Constructions of heat-exchange apparatus characterised by the selection of particular materials of metal
- F28F21/081—Heat exchange elements made from metals or metal alloys
- F28F21/085—Heat exchange elements made from metals or metal alloys from copper or copper alloys
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28D—HEAT-EXCHANGE APPARATUS, NOT PROVIDED FOR IN ANOTHER SUBCLASS, IN WHICH THE HEAT-EXCHANGE MEDIA DO NOT COME INTO DIRECT CONTACT
- F28D21/00—Heat-exchange apparatus not covered by any of the groups F28D1/00 - F28D20/00
- F28D2021/0019—Other heat exchangers for particular applications; Heat exchange systems not otherwise provided for
- F28D2021/0068—Other heat exchangers for particular applications; Heat exchange systems not otherwise provided for for refrigerant cycles
- F28D2021/007—Condensers
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28D—HEAT-EXCHANGE APPARATUS, NOT PROVIDED FOR IN ANOTHER SUBCLASS, IN WHICH THE HEAT-EXCHANGE MEDIA DO NOT COME INTO DIRECT CONTACT
- F28D21/00—Heat-exchange apparatus not covered by any of the groups F28D1/00 - F28D20/00
- F28D2021/0019—Other heat exchangers for particular applications; Heat exchange systems not otherwise provided for
- F28D2021/0068—Other heat exchangers for particular applications; Heat exchange systems not otherwise provided for for refrigerant cycles
- F28D2021/0071—Evaporators
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F28—HEAT EXCHANGE IN GENERAL
- F28F—DETAILS OF HEAT-EXCHANGE AND HEAT-TRANSFER APPARATUS, OF GENERAL APPLICATION
- F28F2275/00—Fastening; Joining
- F28F2275/12—Fastening; Joining by methods involving deformation of the elements
- F28F2275/125—Fastening; Joining by methods involving deformation of the elements by bringing elements together and expanding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Thermal Sciences (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Geometry (AREA)
- Spectrometry And Color Measurement (AREA)
- Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
Description
本発明は、ＦＴ−ＩＲ型円二色性分光装置に関し、特に光弾性変調器の変調周波数に対応する信号を高精度に検出するための装置の改良に関する。
測定試料の円二色性は、その測定試料に対して左円偏光を照射した時に得られる吸光度と、右円偏光を照射した時に得られる吸光度との間で差を求める（または、対比する）ことによって得られる。
そこで、円二色性分光装置では、光弾性変調器（以下、ＰＥＭと略す）を用い、偏光子により直線偏光化された測定光を、左回り・右回りの円偏光へ連続、かつ周期的に偏光させている。
そのようにして生成される左回り・右回りの円偏光のそれぞれを、測定試料に照射し、その透過光を検出信号として取得し、上述した吸光度の対比を行うことによって、測定試料の円二色性を得ることができる。
そこで、円二色性分光装置では、光弾性変調器（以下、ＰＥＭと略す）を用い、偏光子により直線偏光化された測定光を、左回り・右回りの円偏光へ連続、かつ周期的に偏光させている。
そのようにして生成される左回り・右回りの円偏光のそれぞれを、測定試料に照射し、その透過光を検出信号として取得し、上述した吸光度の対比を行うことによって、測定試料の円二色性を得ることができる。
測定試料が円二色性を有しているような場合は、ＰＥＭの変調に従った吸光度の変動が、その円二色性分光装置によって検出されることになるが、通常、その吸光度の変動の検出には、ロックインアンプが用いられている。
ここで、そのロックインアンプの機能は信号増幅の他、所望とする特定周波数の信号のみを検出させること等が挙げられる。
ここで、そのロックインアンプの機能は信号増幅の他、所望とする特定周波数の信号のみを検出させること等が挙げられる。
ここで、上述の吸光度の検出に用いるロックインアンプには、上記ＰＥＭとは別の機器によって作成されるＰＥＭの変調周波数と同一の周波数を持つ同期信号が、入力信号と共に入力される。なお、その同期信号の位相は事前にＰＥＭの変調に合わせて調整されているため、通常、その形状は矩形波となっている。
そして、ロックインアンプに、上記の入力信号と同期信号とが共に入力されることによって、それらの信号はロックインアンプ内のマルチプライヤによって乗算が行われる。この時の入力信号の形状は、サイン波の負の部分がちょうど折り返された形となっている（図３Ａ参照）。
そして、その乗算された信号が、ロックインアンプ内のローパスフィルタを経由することによってノイズ成分が除去された後、ＡＣ信号として検出される。
そして、ロックインアンプに、上記の入力信号と同期信号とが共に入力されることによって、それらの信号はロックインアンプ内のマルチプライヤによって乗算が行われる。この時の入力信号の形状は、サイン波の負の部分がちょうど折り返された形となっている（図３Ａ参照）。
そして、その乗算された信号が、ロックインアンプ内のローパスフィルタを経由することによってノイズ成分が除去された後、ＡＣ信号として検出される。
＜分散型、およびＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置＞
円二色性スペクトルを測定する方法には、分光器によって単色光化された赤外光を測定試料に照射する方法（分散型）、または、干渉計を使用して特定波長の赤外光を強調または減算させた干渉光を測定試料に照射する方法（ＦＴ−ＩＲ型）に、分類される。
分散型
分散型の場合、まず、上記の単色光を左・右円偏光として測定試料に照射し、その測定試料を透過した透過光を、検出信号として取得する。
その検出信号を、ＰＥＭの変調周波数を透過周波数とするバンドパスフィルタに通過させた後、ロックインアンプを使用して、ＰＥＭの変調周波数の信号（以下、ＡＣ信号と略す）を用いたロックイン検出を行う。
これによって、左・右円偏光の吸光度差、つまり、円二色性（εＬ−εＲ）が求められる。そして、測定試料に照射する単色光の波長を変更し、各波長ごとに円二色性を求めていくことによって、円二色性スペクトルを得ることが出来る。
円二色性スペクトルを測定する方法には、分光器によって単色光化された赤外光を測定試料に照射する方法（分散型）、または、干渉計を使用して特定波長の赤外光を強調または減算させた干渉光を測定試料に照射する方法（ＦＴ−ＩＲ型）に、分類される。
分散型
分散型の場合、まず、上記の単色光を左・右円偏光として測定試料に照射し、その測定試料を透過した透過光を、検出信号として取得する。
その検出信号を、ＰＥＭの変調周波数を透過周波数とするバンドパスフィルタに通過させた後、ロックインアンプを使用して、ＰＥＭの変調周波数の信号（以下、ＡＣ信号と略す）を用いたロックイン検出を行う。
これによって、左・右円偏光の吸光度差、つまり、円二色性（εＬ−εＲ）が求められる。そして、測定試料に照射する単色光の波長を変更し、各波長ごとに円二色性を求めていくことによって、円二色性スペクトルを得ることが出来る。
ＦＴ−ＩＲ型
ＦＴ−ＩＲ型の場合、上記の干渉光を左・右円偏光として測定試料に照射し、その測定試料を透過した透過光を、検出信号として取得する。
その後、その検出信号は以下の２つのルートで情報処理が行われる。
一方のルートでは、ロックインアンプおよびバンドパスフィルタを介すことでＡＣ信号が検出される。
他方のルートでは、ローパスフィルタを介して干渉光のインターフェログラムに係る信号（以下、ＤＣ信号と略す）が抽出される。
ＦＴ−ＩＲ型の場合、上記の干渉光を左・右円偏光として測定試料に照射し、その測定試料を透過した透過光を、検出信号として取得する。
その後、その検出信号は以下の２つのルートで情報処理が行われる。
一方のルートでは、ロックインアンプおよびバンドパスフィルタを介すことでＡＣ信号が検出される。
他方のルートでは、ローパスフィルタを介して干渉光のインターフェログラムに係る信号（以下、ＤＣ信号と略す）が抽出される。
そして、得られたＡＣ信号、およびＤＣ信号について、それぞれフーリエ変換を行った後、両信号間で比をとることによって、円二色性スペクトルが求められる。
特に、測定装置にＦＴ−ＩＲ型を用いた場合、一度の測定において広い波数域のデータが得られるため、効率よく円二色性スペクトルを求めることが可能である。そのため、円二色性スペクトルの測定分野では、ＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置が広く普及している。ここで、それに関連する技術として特許文献１が挙げられる。
以下、特許文献１に開示されているＦＴ−ＩＲ型の円二色性スペクトル測定装置を用いて、検出信号の取得から円二色性スペクトル演算までの経緯を一層具体的に説明する。
特に、測定装置にＦＴ−ＩＲ型を用いた場合、一度の測定において広い波数域のデータが得られるため、効率よく円二色性スペクトルを求めることが可能である。そのため、円二色性スペクトルの測定分野では、ＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置が広く普及している。ここで、それに関連する技術として特許文献１が挙げられる。
以下、特許文献１に開示されているＦＴ−ＩＲ型の円二色性スペクトル測定装置を用いて、検出信号の取得から円二色性スペクトル演算までの経緯を一層具体的に説明する。
＜ＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置の構成＞
ＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置の構成を、図１を用いて説明する。
まず、測定試料の円二色性を測定する機構（図１Ａ；上部、実線四角で囲んだ部分）は、赤外光を放射する赤外光源１０と、その赤外光を干渉光とするマイケルソン干渉計１２と、その干渉光を集光する集光レンズ１４と、測定波長域の光のみを透過させる光学フィルタ１６と、その光学フィルタ１６を透過した光を直線偏光とする偏光子１８と、その直線偏光を偏光させて左・右円偏光を所定の周期で、交互に作り出すＰＥＭ（光弾性変調器）２１と、測定試料を透過した光を集光する集光レンズ２２と、集光レンズ２２によって集光される光を検出する検出器２４と、を備えている。
ＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定装置の構成を、図１を用いて説明する。
まず、測定試料の円二色性を測定する機構（図１Ａ；上部、実線四角で囲んだ部分）は、赤外光を放射する赤外光源１０と、その赤外光を干渉光とするマイケルソン干渉計１２と、その干渉光を集光する集光レンズ１４と、測定波長域の光のみを透過させる光学フィルタ１６と、その光学フィルタ１６を透過した光を直線偏光とする偏光子１８と、その直線偏光を偏光させて左・右円偏光を所定の周期で、交互に作り出すＰＥＭ（光弾性変調器）２１と、測定試料を透過した光を集光する集光レンズ２２と、集光レンズ２２によって集光される光を検出する検出器２４と、を備えている。
その測定試料にはマイケルソン干渉計１２によって生成される干渉光が照射され、検出器２４は測定試料を透過した干渉光を、インターフェログラムとして検出する。その後、検出したインターフェログラムをフーリエ変換することによって、測定試料の吸収スペクトルを取得することが出来る。
ここで、その測定試料が円二色性を有している場合には、上記のようにＰＥＭ２１の変調周波数（ＡＣ信号）を使用することで、測定試料の吸光度の周期的な変動を観測することが出来るが、その吸光度の変動は微弱でありかつ干渉光（可動鏡１２ａの可動による波長の変動）よりも高周波であるため、干渉光の変動値としてインターフェログラム（ＤＣ信号）上に重畳された状態となる。
すなわち、検出器２４では、ＤＣ信号にＡＣ信号が重畳した状態の検出信号が取得される。
ここで、その測定試料が円二色性を有している場合には、上記のようにＰＥＭ２１の変調周波数（ＡＣ信号）を使用することで、測定試料の吸光度の周期的な変動を観測することが出来るが、その吸光度の変動は微弱でありかつ干渉光（可動鏡１２ａの可動による波長の変動）よりも高周波であるため、干渉光の変動値としてインターフェログラム（ＤＣ信号）上に重畳された状態となる。
すなわち、検出器２４では、ＤＣ信号にＡＣ信号が重畳した状態の検出信号が取得される。
続いて、上記の検出信号から円二色性スペクトルを求めるための処理機構について図１（図１Ｂ；下部点線四角で囲んだ部分）を用いて説明する。
上記の検出器２４を使用して検出信号を取得した後、その検出信号は図１に示す処理機構へと出力されるが、その処理機構は、検出信号を増幅するプリアンプ４２と、検出信号に含まれるＰＥＭ２１の変調周波数を透過周波数とする電気フィルタ（バンドパスフィルタ）４０と、ＰＥＭ２１と同一の変調周波数、かつ同一位相を持つ同期信号を生成するＰＥＭコントローラ３６と、前述の検出信号および前述の同期信号が入力されることによって、その検出信号中のＡＣ信号をロックイン検出するロックインアンプ３８と、上記のプリアンプ４２から出力される検出信号を入力し、その検出信号に含まれる高周波信号を除去することによって、ＤＣ信号のみを抽出するローパスフィルタ３９と、ロックインアンプ３８から出力されるＡＣ信号、およびローパスフィルタ３９から出力されるＤＣ信号が入力され、それぞれの信号についてフーリエ変換を行った後、両信号間の比を演算することによって円二色性スペクトルを演算するデータ処理回路３４と、円二色性スペクトルを画像データに変換して表示するＰＣ３０と、を備えている。
なお、制御用Ｉ／Ｏ３２は各機器の動作を制御している。
上記の検出器２４を使用して検出信号を取得した後、その検出信号は図１に示す処理機構へと出力されるが、その処理機構は、検出信号を増幅するプリアンプ４２と、検出信号に含まれるＰＥＭ２１の変調周波数を透過周波数とする電気フィルタ（バンドパスフィルタ）４０と、ＰＥＭ２１と同一の変調周波数、かつ同一位相を持つ同期信号を生成するＰＥＭコントローラ３６と、前述の検出信号および前述の同期信号が入力されることによって、その検出信号中のＡＣ信号をロックイン検出するロックインアンプ３８と、上記のプリアンプ４２から出力される検出信号を入力し、その検出信号に含まれる高周波信号を除去することによって、ＤＣ信号のみを抽出するローパスフィルタ３９と、ロックインアンプ３８から出力されるＡＣ信号、およびローパスフィルタ３９から出力されるＤＣ信号が入力され、それぞれの信号についてフーリエ変換を行った後、両信号間の比を演算することによって円二色性スペクトルを演算するデータ処理回路３４と、円二色性スペクトルを画像データに変換して表示するＰＣ３０と、を備えている。
なお、制御用Ｉ／Ｏ３２は各機器の動作を制御している。
ここで、先述したように、検出器２４によって検出された検出信号はＤＣ信号にＡＣ信号が重畳した状態になっている。
しかし、上述のようにそのＡＣ信号は微弱であるため、プリアンプ４２を用いて検出信号自体の増幅を行っている。その後、そのプリアンプ４２によって増幅された検出信号は次の２つのルートに分かれて、それぞれ処理される。
しかし、上述のようにそのＡＣ信号は微弱であるため、プリアンプ４２を用いて検出信号自体の増幅を行っている。その後、そのプリアンプ４２によって増幅された検出信号は次の２つのルートに分かれて、それぞれ処理される。
第一のルートは検出信号からＡＣ信号を検出するためのルートである。
ＰＥＭ２１の変調周波数を透過周波数とする電気フィルタ４０によって、検出信号に含まれるホワイトノイズ等が除去された後、その信号は入力信号としてロックインアンプ３８に入力される。
また、ＰＥＭコントローラ３６からは、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数、かつ同一位相の同期信号が入力される。それら入力信号と同期信号と同時に利用することによって、ロックインアンプ３８はＡＣ信号をロックイン検出することが出来る。
ＰＥＭ２１の変調周波数を透過周波数とする電気フィルタ４０によって、検出信号に含まれるホワイトノイズ等が除去された後、その信号は入力信号としてロックインアンプ３８に入力される。
また、ＰＥＭコントローラ３６からは、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数、かつ同一位相の同期信号が入力される。それら入力信号と同期信号と同時に利用することによって、ロックインアンプ３８はＡＣ信号をロックイン検出することが出来る。
第二のルートは検出信号からＤＣ信号を抽出するためのルートである。
このルートでは、検出信号に含まれるホワイトノイズや高周波成分がローパスフィルタ３９によって除去されることで、ＤＣ信号が抽出される。
そのようにして得られたＡＣ信号、およびＤＣ信号は、それぞれデータ処理回路３４に入力される。そして、それぞれの信号についてフーリエ変換を行った後、両信号間の比を演算することによって、円二色性スペクトルを求めることができる。
このルートでは、検出信号に含まれるホワイトノイズや高周波成分がローパスフィルタ３９によって除去されることで、ＤＣ信号が抽出される。
そのようにして得られたＡＣ信号、およびＤＣ信号は、それぞれデータ処理回路３４に入力される。そして、それぞれの信号についてフーリエ変換を行った後、両信号間の比を演算することによって、円二色性スペクトルを求めることができる。
＜デジタル処理における諸問題＞
通常、ロックインアンプは連続的に変化するアナログ信号を処理するための用途で用いられており、その処理の途中で混入するノイズの影響を受けやすいというものであった。
そこで、事前に信号をデジタル化し、そのデジタル信号をデジタルロックインアンプで処理することによって、そのノイズの影響を受けにくいものにすることが出来るが、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際は、サンプリング周波数が検出信号の２倍以上でないと折り返し歪み（折り返し雑音）が発生してしまうという問題を有している。
特に検出信号中の高周波成分にホワイトノイズが含まれている場合は、そのＡ／Ｄ変換時のホワイトノイズによって発生する折り返し歪みを抑えるのは困難となる。
通常、ロックインアンプは連続的に変化するアナログ信号を処理するための用途で用いられており、その処理の途中で混入するノイズの影響を受けやすいというものであった。
そこで、事前に信号をデジタル化し、そのデジタル信号をデジタルロックインアンプで処理することによって、そのノイズの影響を受けにくいものにすることが出来るが、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際は、サンプリング周波数が検出信号の２倍以上でないと折り返し歪み（折り返し雑音）が発生してしまうという問題を有している。
特に検出信号中の高周波成分にホワイトノイズが含まれている場合は、そのＡ／Ｄ変換時のホワイトノイズによって発生する折り返し歪みを抑えるのは困難となる。
そのため、Ａ／Ｄ変換前に高周波成分に含まれるホワイトノイズを除去しておく必要があるが、通常、そのホワイトノイズの除去は、デジタルロックインアンプの前段に設けたバンドパスフィルタよって行われており、そのホワイトノイズ等の周波数の高い信号（または、低い信号）がそのバンドパスフィルタによる除去が必要である。
また、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際は、ＰＥＭの変調周波数ｆの２倍以上の周波数となるようにサンプリングを行う必要もある。
また、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際は、ＰＥＭの変調周波数ｆの２倍以上の周波数となるようにサンプリングを行う必要もある。
他方で、上述のようにサンプリング数を増加させた状態で高速フーリエ変換を行うとなると、演算時間に可成りの時間を費やすことになってしまう。
そこで、上述したデジタルロックインアンプでＡＣ信号を検出した後に、そのＡＣ信号のダウンサンプリングを行わなければならないのだが、そのダウンサンプリングによって減算したサンプリング数の状態でＡＣ信号を内挿してしまうと、上述のように折り返し歪みが生じてしまい、精度の良い測定を行うことが出来ないとの問題にぶつかる。
そこで、上述したデジタルロックインアンプでＡＣ信号を検出した後に、そのＡＣ信号のダウンサンプリングを行わなければならないのだが、そのダウンサンプリングによって減算したサンプリング数の状態でＡＣ信号を内挿してしまうと、上述のように折り返し歪みが生じてしまい、精度の良い測定を行うことが出来ないとの問題にぶつかる。
また、高い精度が求められる測定では、バンドパスフィルタで除去しきれなかったホワイトノイズや、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際に生じる量子化ノイズの影響が無視できないものであった。
通常、これらのノイズはデジタルローパスフィルタ（以下、デジタルＬＰＦ）によって処理されているのだが、デジタルＬＰＦによるノイズ処理後のＡＣ信号のＳ／Ｎ比は良くないものであったことから、この点についても改善を行う必要があった。
通常、これらのノイズはデジタルローパスフィルタ（以下、デジタルＬＰＦ）によって処理されているのだが、デジタルＬＰＦによるノイズ処理後のＡＣ信号のＳ／Ｎ比は良くないものであったことから、この点についても改善を行う必要があった。
そのため当分野においては、検出信号のデジタル処理化において発生するＡＣ信号の内挿時に生じる折り返し歪みを防ぎ、かつロックインアンプに混入する様々なノイズについて効果的に除去することが可能なＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定方法の開発が求められている。
すなわち、本発明は、円二色性分光装置の光弾性変調器において変調された測定光を検出した後、その検出信号のデジタル処理における、ＤＣ信号との同期目的で行うＡＣ信号の内挿（補間）時に生起する折り返し歪みを防止し、かつバンドパスフィルタで除去しきれなかったホワイトノイズや、ＡＣ信号をＡ／Ｄ変換時に発生する量子化ノイズ等の低減を行うことを課題としてなされたものであり、その目的は、サンプリング周波数を調整して折り返し歪みの発生を防ぎつつ、効率よく、効果的にノイズを除去する光弾性変調器の変調信号検出装置を提供することにある。
上述したように、従来のＦＴ−ＩＲ型円二色性スペクトル測定検出信号の処理はアナログで行われており、時間とノイズが混入しやすいという問題を要していた。そこで、ＡＣ信号、およびＤＣ信号をそれぞれデジタル化した状態で処理を進めれば、情報の欠落や雑音の混入を防止することができる。
他方で、その信号処理のデジタル化には、バンドパスフィルタの減衰特性が十分でない場合はホワイトノイズが発生し、また検出信号をデジタル化する際に量子化ノイズが混入するという問題が、従来から知られていたがこの問題を解消する方法は開発されてこなかった。
他方で、その信号処理のデジタル化には、バンドパスフィルタの減衰特性が十分でない場合はホワイトノイズが発生し、また検出信号をデジタル化する際に量子化ノイズが混入するという問題が、従来から知られていたがこの問題を解消する方法は開発されてこなかった。
そこで、本発明者らは、同期信号を矩形波からサイン波に変換させた後、入力信号と同期信号とを一緒にマルチプライヤへ入力して、乗算処理を行った後、＋方向側の先端部が先細状となり、ノイズシェービングが行なえることを見出した。これをデジタルＬＰＦでの処理に使用することで、処理効率の向上と、Ｓ／Ｎ比の改善を可能とした。
すなわち、本発明に係る円二色性スペクトル演算装置は、赤外光を干渉計で干渉光とし、干渉光を偏光子で直線偏光とした後、光弾性変調器によって該干渉光を所定の周期で左円偏光と右円偏光に交互に偏光して試料に照射し、その透過光を検出信号として得、該検出信号をデジタル化し、デジタルロックインアンプにて該検出信号からＰＥＭの変調周波数で振動するＡＣ信号を検出し、該ＡＣ信号と、前記干渉光のインターフェログラムを表したＤＣ信号とを、それぞれフーリエ変換した後、両信号間の比を演算することによって、円二色性スペクトルを演算する円二色性スペクトル演算装置であって、
光弾性変調器の変調周波数で振動するＡＣ信号を検出するＡＣ信号処理機構と、
ＤＣ信号経路ローパスフィルタと、ＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器とを有し、そのＤＣ信号経路ローパスフィルタにより、ＤＣ信号が抽出され、そのＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器により、ＤＣ信号がデジタル化されるＤＣ信処理機構と、
ＡＣ信号と前記ＤＣ信号とをフーリエ変換し、それらから変動する円二色性スペクトルを求める演算手段と、を備え、
上記ＡＣ信号処理機構は、
上記光弾性変調器の変調周波数ｆを透過域とするバンドパスフィルタと、
上記バンドパスフィルタを通過した検出信号を所定の周波数でサンプリングしてデジタル化し、入力信号とするＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器と、
上記光弾性変調器の変調周波数ｆと同一周波数、かつ同一位相の信号を生成し、さらにその波形をサイン波に変形して同期信号とする同期信号生成器と、
上記入力信号と前記同期信号とが入力され、それらを乗算するマルチプライヤと、
上記マルチプライヤから出力される信号に含まれるノイズを除去し、ＡＣ信号とするＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタと、
上記ＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタからのＡＣ信号を間引きし、サンプリング数を減らすダウンサンプリング機構と、
上記ＤＣ信号に同期するため、そのダウンサンプリング機構からのＡＣ信号のサンプリング信号を内挿する内挿機構と、を含むことを特徴とする。
なお、内挿機構では高次の補間を行うことにより、一層精度の良い信号強度を設定したサンプリング信号の内挿を行うことが可能となる。
光弾性変調器の変調周波数で振動するＡＣ信号を検出するＡＣ信号処理機構と、
ＤＣ信号経路ローパスフィルタと、ＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器とを有し、そのＤＣ信号経路ローパスフィルタにより、ＤＣ信号が抽出され、そのＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器により、ＤＣ信号がデジタル化されるＤＣ信処理機構と、
ＡＣ信号と前記ＤＣ信号とをフーリエ変換し、それらから変動する円二色性スペクトルを求める演算手段と、を備え、
上記ＡＣ信号処理機構は、
上記光弾性変調器の変調周波数ｆを透過域とするバンドパスフィルタと、
上記バンドパスフィルタを通過した検出信号を所定の周波数でサンプリングしてデジタル化し、入力信号とするＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器と、
上記光弾性変調器の変調周波数ｆと同一周波数、かつ同一位相の信号を生成し、さらにその波形をサイン波に変形して同期信号とする同期信号生成器と、
上記入力信号と前記同期信号とが入力され、それらを乗算するマルチプライヤと、
上記マルチプライヤから出力される信号に含まれるノイズを除去し、ＡＣ信号とするＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタと、
上記ＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタからのＡＣ信号を間引きし、サンプリング数を減らすダウンサンプリング機構と、
上記ＤＣ信号に同期するため、そのダウンサンプリング機構からのＡＣ信号のサンプリング信号を内挿する内挿機構と、を含むことを特徴とする。
なお、内挿機構では高次の補間を行うことにより、一層精度の良い信号強度を設定したサンプリング信号の内挿を行うことが可能となる。
上述のＡＣ信号はＡ／Ｄ変換時にサンプリング数を増加させているため、上記のダウンサンプリング機構によるＡＣ信号のダウンサンプリングが行われる。このときサンプリング周波数がＡＣ信号の変調周波数ｆの２倍よりも少なくなると、ＡＣ信号を内挿する段階で折り返し歪みが発生する。
そこで、本発明者らはＤＣ信号の変調周波数ｆ（すなわち上記ＰＥＭの変調周波数ｆ）の１０倍以上のサンプリング周波数ｆｓで検出信号をＡ／Ｄ変換することにより、ＡＣ信号のサンプリング数が十分に確保され、ダウンサンプリング後もｆ（ＰＥＭの変調周波数）＜（ｆｓ／２）の関係（ｆｓ／２：ナイキスト周波数）を満たすことを見出した。
そこで、本発明者らはＤＣ信号の変調周波数ｆ（すなわち上記ＰＥＭの変調周波数ｆ）の１０倍以上のサンプリング周波数ｆｓで検出信号をＡ／Ｄ変換することにより、ＡＣ信号のサンプリング数が十分に確保され、ダウンサンプリング後もｆ（ＰＥＭの変調周波数）＜（ｆｓ／２）の関係（ｆｓ／２：ナイキスト周波数）を満たすことを見出した。
そして、ダウンサンプリング後、ＤＣ信号との同期を目的として、公知の補間方法でＡＣ信号にサンプリング信号を内挿すれば、内挿時に折り返し歪みが生じることなく、同期することが可能となる。
すなわち、本発明に係る円二色性スペクトル演算装置において、上記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器は前記ＤＣ信号の変調周波数ｆの１０倍以上の周波数でサンプリングし、上記ダウンサンプリング機構はサンプリング周波数ｆｓを、上記光弾性変調器の変調周波数ｆ＜（ｆｓ／２）の関係を満たす範囲でダウンサンプリングしてもよい。
すなわち、本発明に係る円二色性スペクトル演算装置において、上記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器は前記ＤＣ信号の変調周波数ｆの１０倍以上の周波数でサンプリングし、上記ダウンサンプリング機構はサンプリング周波数ｆｓを、上記光弾性変調器の変調周波数ｆ＜（ｆｓ／２）の関係を満たす範囲でダウンサンプリングしてもよい。
また、マルチプライヤでなされる乗算処理、デジタルローパスフィルタでなされる量子化ノイズ等の高周波信号の除去処理の他、ダウンサンプリング処理、サンプリング信号の内挿処理、高速フーリエ変換の処理等、全てデジタルデータとしてデジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰと略す）で処理するのが好適である。ＤＳＰはデジタル信号の積和演算に特化したプロセッサであり、積和演算を１クロックで実行できるので、高速フーリエ変換等の積和演算を多用する処理を高速化するのに有用である。
すなわち、本発明に係る円二色性スペクトル演算装置は、前記検出信号を前記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器及びＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器でデジタル化した後の処理をデジタルシグナルプロセッサで行うことも可能である。
すなわち、本発明に係る円二色性スペクトル演算装置は、前記検出信号を前記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器及びＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器でデジタル化した後の処理をデジタルシグナルプロセッサで行うことも可能である。
アナログデータをＡ／Ｄ変換すると必ず量子化ノイズが発生するが、精度の高い測定が求められている場合、これは無視できないものとなる。特に、８ビット程度のやや量子化ビット数が少ないＡ／Ｄ変換器を用いるときは留意する必要があった。
上述したように、通常、検出信号をＡ／Ｄ変換する前にバンドパスフィルタを通し、検出信号からＡＣ信号を分離しているが、これではバンドパスフィルタの減衰特性が十分でないことがあり、減衰が不完全な波長域のホワイトノイズは除去できなかった。
上述したように、通常、検出信号をＡ／Ｄ変換する前にバンドパスフィルタを通し、検出信号からＡＣ信号を分離しているが、これではバンドパスフィルタの減衰特性が十分でないことがあり、減衰が不完全な波長域のホワイトノイズは除去できなかった。
そこで、本発明はマルチプライヤにてサイン波状の同期信号を用い、その乗算処理後の信号をデジタルＬＰＦに入力させることにした。これにより、上記のホワイトノイズはデジタルＬＰＦによって除去することが可能である。
また、通常、矩形波の同期信号を乗算すると、図３（Ａ）に示したように−側のサイン波がちょうど折り返されたような形となるが、本発明では矩形波の同期信号をサイン波に変形して乗算（極性変換）させる。
それによって、折り返された信号の先端をやや先細状にすることができる。この状態で上記のデジタルＬＰＦに入力させると、Ｓ／Ｎ比が改善され、かつノイズの除去も可能である。
また、通常、矩形波の同期信号を乗算すると、図３（Ａ）に示したように−側のサイン波がちょうど折り返されたような形となるが、本発明では矩形波の同期信号をサイン波に変形して乗算（極性変換）させる。
それによって、折り返された信号の先端をやや先細状にすることができる。この状態で上記のデジタルＬＰＦに入力させると、Ｓ／Ｎ比が改善され、かつノイズの除去も可能である。
さらに、標本化定理の原則から、ダウンサンプリング時にＡＣ信号のサンプリング周波数が、ナイキスト周波数よりも少ない場合は、内挿時に折り返し歪みが生じるものであった。
そこで、本発明においては、ダウンサンプリング時に着目し、ダウンサンプリング後にＡＣ信号（ＰＥＭの変調周波数）のナイキスト周波数を下回らないように、上記検出信号のＡ／Ｄ変換時に、ＤＣ信号の変調周波数の１０倍のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることにした。
これにより、内挿する際に生じる折り返し歪みを防止することができる。また、サンプリング数に余裕があるため、バンドパスフィルタは減衰特性が緩やかなもので足り、簡易な回路構成のフィルタとすることが出来る。
そこで、本発明においては、ダウンサンプリング時に着目し、ダウンサンプリング後にＡＣ信号（ＰＥＭの変調周波数）のナイキスト周波数を下回らないように、上記検出信号のＡ／Ｄ変換時に、ＤＣ信号の変調周波数の１０倍のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることにした。
これにより、内挿する際に生じる折り返し歪みを防止することができる。また、サンプリング数に余裕があるため、バンドパスフィルタは減衰特性が緩やかなもので足り、簡易な回路構成のフィルタとすることが出来る。
また、Ａ／Ｄ変換後のＡＣ信号、およびＤＣ信号のいずれもＤＳＰで処理することにしたので、高速フーリエ変換等の積和演算が多用される処理を効率よく実行することができる。
本発明に係る円二色性スペクトル演算装置の信号処理回路の構成を図２に示す。
その図２に示す円二色性スペクトル演算装置の信号処理回路は、ＡＣ信号処理機構と、ＤＣ信号処理機構とを備えている。
ＡＣ信号処理機構は、検出された検出信号からホワイトノイズ等を取り除き、ＰＥＭの変調周波数を透過周波数とし、その検出信号から入力信号を抽出するバンドパスフィルタ５４と、その入力信号を増幅するメインアンプ５６と、量子化ビット数を１６ビットとし、サンプリング周波数を２ＭＨｚとしてその入力信号をＡ／Ｄ変換するＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器５８と、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数（５０ＫＨｚ）、かつ同一位相の同期信号を作り出すＰＥＭコントローラ７２と、矩形波の同期信号をサイン波に変形するサイン波変換器７４と、デジタル化された入力信号と、サイン波に変形された同期信号と、を乗算するマルチプライヤ６０と、ホワイトノイズや量子化ノイズ等、ノイズ信号を除去するデジタルＬＰＦ６６と、ＰＥＭの変調周波数（ＡＣ信号）のナイキスト周波数を下回らない範囲でダウンサンプリングするダウンサンプリング機構６８と、ＤＣ信号と同期するためにＡＣ信号を内挿する内挿機構７０と、を備えている。
その図２に示す円二色性スペクトル演算装置の信号処理回路は、ＡＣ信号処理機構と、ＤＣ信号処理機構とを備えている。
ＡＣ信号処理機構は、検出された検出信号からホワイトノイズ等を取り除き、ＰＥＭの変調周波数を透過周波数とし、その検出信号から入力信号を抽出するバンドパスフィルタ５４と、その入力信号を増幅するメインアンプ５６と、量子化ビット数を１６ビットとし、サンプリング周波数を２ＭＨｚとしてその入力信号をＡ／Ｄ変換するＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器５８と、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数（５０ＫＨｚ）、かつ同一位相の同期信号を作り出すＰＥＭコントローラ７２と、矩形波の同期信号をサイン波に変形するサイン波変換器７４と、デジタル化された入力信号と、サイン波に変形された同期信号と、を乗算するマルチプライヤ６０と、ホワイトノイズや量子化ノイズ等、ノイズ信号を除去するデジタルＬＰＦ６６と、ＰＥＭの変調周波数（ＡＣ信号）のナイキスト周波数を下回らない範囲でダウンサンプリングするダウンサンプリング機構６８と、ＤＣ信号と同期するためにＡＣ信号を内挿する内挿機構７０と、を備えている。
一方、ＤＣ信号処理機構は、ホワイトノイズ等、高周波の信号を除去するローパスフィルタ６２と、干渉光によるインターフェログラムをＡ／Ｄ変換するＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器６４と、を備える。
さらに、ＡＣ信号とＤＣ信号との間で比をとった後、その結果をフーリエ変換することにより、円二色性スペクトルを演算する演算回路７８を備える。
さらに、ＡＣ信号とＤＣ信号との間で比をとった後、その結果をフーリエ変換することにより、円二色性スペクトルを演算する演算回路７８を備える。
上述のようにＦＴ−ＩＲ型の装置を使用して円二色性スペクトルを測定する場合、赤外光を干渉計によって干渉光とし、直線偏光子でその干渉光を直線偏光とした後、ＰＥＭでこの直線偏光を交互に所定の周期で左・右円偏光に偏光して測定試料に照射している。
このとき測定試料が円二色性を有している場合であれば、その検出信号には微弱な周波数の高い変動値（ＰＥＭの変調周波数）であるＡＣ信号の成分が含まれる。もちろん、試料には干渉光が照射されているので、得られた検出信号にはインターフェログラムであるＤＣ信号の成分も含まれている。
したがって、検出信号は変動の大きいＤＣ信号に、その微弱なＡＣ信号が重畳した形となって検出される。
このとき測定試料が円二色性を有している場合であれば、その検出信号には微弱な周波数の高い変動値（ＰＥＭの変調周波数）であるＡＣ信号の成分が含まれる。もちろん、試料には干渉光が照射されているので、得られた検出信号にはインターフェログラムであるＤＣ信号の成分も含まれている。
したがって、検出信号は変動の大きいＤＣ信号に、その微弱なＡＣ信号が重畳した形となって検出される。
ＰＥＭの変調周波数（本実施例では５０ｋＨｚとする。）を透過周波数に設定するバンドパスフィルタ５４は、得られた検出信号から、その信号に含まれる干渉光のインターフェログラムを除去するだけでなく、ホワイトノイズも除去する。
つまり、そのバンドパスフィルタ５４はアンチエリアシングフィルタとして働き、高周波ノイズ信号を除去してＡ／Ｄ変換時に折り返し歪みが発生するのを防止している。
つまり、そのバンドパスフィルタ５４はアンチエリアシングフィルタとして働き、高周波ノイズ信号を除去してＡ／Ｄ変換時に折り返し歪みが発生するのを防止している。
そのようにして得られる信号を強調するため、メインアンプ５６ではその信号を増幅している。そして、その強調された信号は、Ａ／Ｄ変換器５８において、２ＭＨｚのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換される。
その一方で、図２に示す同期信号生成機構７６では、ＰＥＭコントローラ７２によって、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数、かつＰＥＭの変調と同一位相の矩形波状の同期信号が作られ、サイン波変換器７４によって、その同期信号が矩形波からサイン波へと変換される。
その一方で、図２に示す同期信号生成機構７６では、ＰＥＭコントローラ７２によって、ＰＥＭの変調周波数と同一周波数、かつＰＥＭの変調と同一位相の矩形波状の同期信号が作られ、サイン波変換器７４によって、その同期信号が矩形波からサイン波へと変換される。
また、単純に矩形波の同期信号を乗算する場合に比べて、本発明のマルチプライヤ６０では、ＰＥＭの変調周波数に基づくデジタル化された信号と、上記の同期信号との間で乗算を行うため、図３Ｂのように折り返された信号の先端がやや先細状となった信号を作成することが出来る。その後、マルチプライヤ６０中に含まれている検出信号のＡ／Ｄ変換時に生じた量子化ノイズ等のノイズを、デジタルＬＰＦ６６で除去することによって、ＡＣ信号が得られる。
次いで、ダウンサンプリング機構６８では、上記のＡＣ信号が、そのＡＣ信号のナイキスト周波数を下回ることの無い範囲で、そのＡＣ信号中からのサンプリング信号の間引き（ダウンサンプリング）が行われる。
このとき、ＡＣ信号のサンプリング数は概ねＤＣ信号の変調周波数の帯域まで減少しているが、それでもＡＣ信号のナイキスト周波数以上の変調周波数を維持している。
ここで、ＡＣ信号のナイキスト周波数を下回らない範囲でダウンサンプリングを行う理由は、この後に行われるサンプリング信号の内挿の時に、折り返し歪みが生じないようにするためである。
そして、内挿機構７０ではＤＣ信号の各サンプリング信号と同期させるため、ダウンサンプリング後のＡＣ信号についてのサンプリング信号の補間が行われる。
このとき、ＡＣ信号のサンプリング数は概ねＤＣ信号の変調周波数の帯域まで減少しているが、それでもＡＣ信号のナイキスト周波数以上の変調周波数を維持している。
ここで、ＡＣ信号のナイキスト周波数を下回らない範囲でダウンサンプリングを行う理由は、この後に行われるサンプリング信号の内挿の時に、折り返し歪みが生じないようにするためである。
そして、内挿機構７０ではＤＣ信号の各サンプリング信号と同期させるため、ダウンサンプリング後のＡＣ信号についてのサンプリング信号の補間が行われる。
＜内挿時の折り返し歪みの防止＞
まず、本発明ではデジタルＬＰＦ６６、およびダウンサンプリング機構６８において、ＡＣ信号のサンプリング周波数は、ある程度減少するが、ＡＣ信号をＤＣ信号に同期させるための内挿機構７０における、上記のＡＣ信号のサンプリング信号の内挿処理の際に、サンプリング数は再度増加する。
そのサンプリング数の増加に伴って、処理回路７８による高速フーリエ変換する際のＤＳＰ処理負荷は大きくなるため、内挿機構７０によるＡＣ信号の補間の前に、ダウンサンプリング機構６８では、ＡＣ信号のダウンサンプリングを行うことにしている。
まず、本発明ではデジタルＬＰＦ６６、およびダウンサンプリング機構６８において、ＡＣ信号のサンプリング周波数は、ある程度減少するが、ＡＣ信号をＤＣ信号に同期させるための内挿機構７０における、上記のＡＣ信号のサンプリング信号の内挿処理の際に、サンプリング数は再度増加する。
そのサンプリング数の増加に伴って、処理回路７８による高速フーリエ変換する際のＤＳＰ処理負荷は大きくなるため、内挿機構７０によるＡＣ信号の補間の前に、ダウンサンプリング機構６８では、ＡＣ信号のダウンサンプリングを行うことにしている。
その一方で、上述したようにダウンサンプリング時に、ＡＣ信号のサンプリング周波数がＡＣ信号の変調周波数の２倍（ナイキスト周波数）下回ってしまった場合、上記のＡＣ信号の補間（内挿）の際に、ＡＣ信号の波形を再現することができず、折り返し歪みが生じてしまう。
そこで、本実施例のＡ／Ｄ変換器５８では、２ＭＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングを行い、ダウンサンプリング前のサンプリング周波数に余裕を持たせている。それによって、上記のダウンサンプリング後のサンプリング周波数がナイキスト周波数を下回ることがない。
そこで、本実施例のＡ／Ｄ変換器５８では、２ＭＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングを行い、ダウンサンプリング前のサンプリング周波数に余裕を持たせている。それによって、上記のダウンサンプリング後のサンプリング周波数がナイキスト周波数を下回ることがない。
＜デジタルＬＰＦによるノイズの処理＞
上述したように、本発明においてはＤＣ信号の変調周波数の１０倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることにし、ダウンサンプリング前のサンプリング周波数に余裕を持たせている。そのため、バンドパスフィルタ５４には、緩やかな減衰特性を有する、簡易なアナログフィルタを使用することが出来る。
なお、簡易なアナログフィルタを用いた場合、バンドパスフィルタの減衰が不十分な帯域に存在するノイズ成分は、ＡＣ信号を内挿する際に折り返されることがある。そこで、ダウンサンプリングする前に、デジタルＬＰＦ６６でそのノイズ成分を除去することにした。
上述したように、本発明においてはＤＣ信号の変調周波数の１０倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることにし、ダウンサンプリング前のサンプリング周波数に余裕を持たせている。そのため、バンドパスフィルタ５４には、緩やかな減衰特性を有する、簡易なアナログフィルタを使用することが出来る。
なお、簡易なアナログフィルタを用いた場合、バンドパスフィルタの減衰が不十分な帯域に存在するノイズ成分は、ＡＣ信号を内挿する際に折り返されることがある。そこで、ダウンサンプリングする前に、デジタルＬＰＦ６６でそのノイズ成分を除去することにした。
また、アナログ信号をＡ／Ｄ変換する際、入力信号には量子化ノイズが発生する。
その量子化ノイズの大きさはＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数に比例する。
例えば、８ビットのＡ／Ｄ変換器を使用する場合、高精度な円二色性の測定に際してその量子化ノイズは無視できないものとなる。これについてもデジタルＬＰＦで除去しておく必要がある。
そこで、デジタルＬＰＦ６６を用いたノイズの処理方法について説明する。
入力信号をＸ、同期信号をＹとし、検出信号をＡ／Ｄ変換した際に生じるノイズ成分をＮｘ（バンドパスフィルタ５４を透過したノイズ成分も含む）とする。
これらをマルチプライヤ６０において乗算すると、（Ｘ＋Ｎｘ）Ｙ＝ＸＹ＋ＮｘＹとなる。このうち、「ＸＹ」がＡＣ信号として必要な情報となる。
そして、マルチプライヤ６０では「ＸＹ」を相対的に大きくし、「ＮｘＹ」を相対的に小さくする処理がなされる。より具体的には、入力信号Ｘにのみ定数Ａを乗算させることによって、前述の式が（ＡＸ＋Ｎｘ）Ｙ＝ＡＸＹ＋ＮｘＹとなる。「ＸＹ」にＡが乗算された分、「ＮｘＹ」は相対的に小さくなるので、所望とする成分「ＸＹ」とノイズ成分「ＮｘＹ」との間のＳ／Ｎ比を改善することができる。
その量子化ノイズの大きさはＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数に比例する。
例えば、８ビットのＡ／Ｄ変換器を使用する場合、高精度な円二色性の測定に際してその量子化ノイズは無視できないものとなる。これについてもデジタルＬＰＦで除去しておく必要がある。
そこで、デジタルＬＰＦ６６を用いたノイズの処理方法について説明する。
入力信号をＸ、同期信号をＹとし、検出信号をＡ／Ｄ変換した際に生じるノイズ成分をＮｘ（バンドパスフィルタ５４を透過したノイズ成分も含む）とする。
これらをマルチプライヤ６０において乗算すると、（Ｘ＋Ｎｘ）Ｙ＝ＸＹ＋ＮｘＹとなる。このうち、「ＸＹ」がＡＣ信号として必要な情報となる。
そして、マルチプライヤ６０では「ＸＹ」を相対的に大きくし、「ＮｘＹ」を相対的に小さくする処理がなされる。より具体的には、入力信号Ｘにのみ定数Ａを乗算させることによって、前述の式が（ＡＸ＋Ｎｘ）Ｙ＝ＡＸＹ＋ＮｘＹとなる。「ＸＹ」にＡが乗算された分、「ＮｘＹ」は相対的に小さくなるので、所望とする成分「ＸＹ」とノイズ成分「ＮｘＹ」との間のＳ／Ｎ比を改善することができる。
通常、同期信号の形状は矩形波で出力されているが、本発明においては、その同期信号の形状をサイン波とすることにした。これを入力信号に乗算すると検出信号波の＋側方向側の先端部は先細状になる（図３Ｂ）。
そのように同期信号をサイン波とすることにより「ＸＹ」と「ＮｘＹ」の比は改善され、さらにＳ／Ｎ比を改善することも可能となった。
そして、デジタルＬＰＦ６６によって適切にノイズが除去されたＡＣ信号が、ダウンサンプリング機構６８においてダウンサンプリングされる。
そのように同期信号をサイン波とすることにより「ＸＹ」と「ＮｘＹ」の比は改善され、さらにＳ／Ｎ比を改善することも可能となった。
そして、デジタルＬＰＦ６６によって適切にノイズが除去されたＡＣ信号が、ダウンサンプリング機構６８においてダウンサンプリングされる。
＜内挿方法＞
内挿機構７０ではＤＣ信号との同期を図るため、ＤＣ信号がサンプリングされた時間位置に、ＡＣ信号のサンプリング信号を内挿する。そのＡＣ信号の内挿する際はラグランジュ補間、スプライン補間等の周知の補間方法を適宣用いることが出来る。
このようにして、得られたフーリエ変換前のＡＣ信号は処理回路７８に出力され、処理回路７８はＡＣ信号、およびＤＣ信号のそれぞれについてフーリエ変換を行った後に、それらの比をとる。
以上のようにして本発明では、円二色性スペクトルが求められる。
内挿機構７０ではＤＣ信号との同期を図るため、ＤＣ信号がサンプリングされた時間位置に、ＡＣ信号のサンプリング信号を内挿する。そのＡＣ信号の内挿する際はラグランジュ補間、スプライン補間等の周知の補間方法を適宣用いることが出来る。
このようにして、得られたフーリエ変換前のＡＣ信号は処理回路７８に出力され、処理回路７８はＡＣ信号、およびＤＣ信号のそれぞれについてフーリエ変換を行った後に、それらの比をとる。
以上のようにして本発明では、円二色性スペクトルが求められる。
また、本発明のデジタル化された後の信号処理はＤＳＰ処理回路５２でなされているが、そのＤＳＰ処理回路５２は積和演算を１クロックで実行できるという特徴を有している。そのため、ＤＳＰ処理回路５２が備えているマルチプライヤ６０での乗算処理や、処理回路７８での処理等に用いている高速フーリエ変換等の演算処理を、効率的に実行させることが可能である。
以上、本発明の変調信号検出装置を用いれば、ダウンサンプリング時に生じる折り返し歪みを防止できる。
また、同期信号をサイン波に変換したのでＡ／Ｄ変換する際に生じる量子化ノイズ、およびバンドパスフィルタにおいて除去できなかったホワイトノイズ等をデジタルＬＰＦで好適に除去できる。
その結果、ＰＥＭにより偏光された測定光を高精度に検出することが可能である。
また、同期信号をサイン波に変換したのでＡ／Ｄ変換する際に生じる量子化ノイズ、およびバンドパスフィルタにおいて除去できなかったホワイトノイズ等をデジタルＬＰＦで好適に除去できる。
その結果、ＰＥＭにより偏光された測定光を高精度に検出することが可能である。
本発明の変調信号検出装置を用いれば、ＦＴ−ＩＲ型円二色性分光装置で使用される光弾性変調器の変調周波数に対応する信号を高精度に検出することができる。
５２・・・ＤＳＰ処理回路
５４・・・バンドパスフィルタ
５６・・・メインアンプ
５８・・・（ＡＣ信号経路）Ａ／Ｄ変換器
６０・・・マルチプライヤ
６２・・・ローパスフィルタ
６４・・・（ＤＣ信号経路）Ａ／Ｄ変換器
６６・・・デジタルローパスフィルタ
６８・・・ダウンサンプリング機構
７０・・・内挿機構
７８・・・処理回路
ｆｓ・・・ＰＥＭの変調周波数（ＡＣ信号の周波数）
５４・・・バンドパスフィルタ
５６・・・メインアンプ
５８・・・（ＡＣ信号経路）Ａ／Ｄ変換器
６０・・・マルチプライヤ
６２・・・ローパスフィルタ
６４・・・（ＤＣ信号経路）Ａ／Ｄ変換器
６６・・・デジタルローパスフィルタ
６８・・・ダウンサンプリング機構
７０・・・内挿機構
７８・・・処理回路
ｆｓ・・・ＰＥＭの変調周波数（ＡＣ信号の周波数）
Claims (3)
- 赤外光を干渉計で干渉光とし、干渉光を偏光子で直線偏光とした後、光弾性変調器によって該干渉光を所定の周期で左円偏光と右円偏光に交互に偏光して試料に照射し、その透過光を検出信号として得、該検出信号をデジタル化し、ＡＣ信号処理機構にて該検出信号から前記光弾性変調器の変調周波数で振動するＡＣ信号を検出し、該ＡＣ信号と、前記干渉光のインターフェログラムを表したＤＣ信号とを、それぞれフーリエ変換した後、両信号間の比を演算することによって、円二色性スペクトルを演算する円二色性スペクトル演算装置であって、
光弾性変調器の変調周波数で振動するＡＣ信号を検出するＡＣ信号処理機構と、
ＤＣ信号経路ローパスフィルタと、ＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器とを有し、そのＤＣ信号経路ローパスフィルタにより、ＤＣ信号が抽出され、そのＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器により、ＤＣ信号がデジタル化されるＤＣ信処理機構と、
ＡＣ信号と前記ＤＣ信号とをフーリエ変換し、それらから変動する円二色性スペクトルを求める演算手段と、を備え、
前記ＡＣ信号処理機構は、
前記光弾性変調器の変調周波数ｆを透過域とするバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した検出信号を所定の周波数でサンプリングしてデジタル化し、入力信号とするＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器と、
前記光弾性変調器の変調周波数ｆと同一周波数、かつ同一位相の信号を生成し、さらにその波形をサイン波に変形して同期信号とする同期信号生成器と、
前記入力信号と前記同期信号とが入力され、それらを乗算するマルチプライヤと、
前記マルチプライヤから出力される信号に含まれるノイズを除去し、ＡＣ信号とするＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタと、
前記ＡＣ信号経路デジタルローパスフィルタからのＡＣ信号を間引きし、サンプリング数を減らすダウンサンプリング機構と、
前記ＤＣ信号に同期するため、そのダウンサンプリング機構からのＡＣ信号のサンプリング信号を内挿する内挿機構と、を含むことを特徴とした円二色性スペクトル演算装置。 - 請求項１の円二色性スペクトル演算装置において、
前記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器は前記ＤＣ信号の変調周波数ｆの１０倍以上の周波数でサンプリングし、前記ダウンサンプリング機構はサンプリング周波数ｆｓを、前記光弾性変調器の変調周波数ｆ＜（ｆｓ／２）の関係を満たす範囲でダウンサンプリングすることを特徴とする円二色性スペクトル演算装置。 - 請求項１または２記載の円二色性スペクトル演算装置において、
前記検出信号を前記ＡＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器及びＤＣ信号経路Ａ／Ｄ変換器でデジタル化した後の処理をデジタルシグナルプロセッサで行うことを特徴とする円二色性スペクトル演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013058060A JP6184141B2 (ja) | 2013-03-21 | 2013-03-21 | 光弾性変調器の変調信号検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013058060A JP6184141B2 (ja) | 2013-03-21 | 2013-03-21 | 光弾性変調器の変調信号検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014182076A JP2014182076A (ja) | 2014-09-29 |
| JP6184141B2 true JP6184141B2 (ja) | 2017-08-23 |
Family
ID=51700917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013058060A Active JP6184141B2 (ja) | 2013-03-21 | 2013-03-21 | 光弾性変調器の変調信号検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6184141B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6533632B1 (ja) * | 2019-03-15 | 2019-06-19 | 日本分光株式会社 | 円二色性測定装置および円二色性測定方法 |
| JP7327487B2 (ja) | 2019-08-27 | 2023-08-16 | 日本電信電話株式会社 | 光計測装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5395560A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-21 | Toshiba Corp | Voltage controlled oscillator of digital type |
| JP2651680B2 (ja) * | 1987-10-19 | 1997-09-10 | 株式会社アドバンテスト | デジタルロックイン増幅器 |
| JPH0418814A (ja) * | 1990-05-14 | 1992-01-23 | Nec Corp | デジタルロックイン検出法および装置 |
| JP2810803B2 (ja) * | 1991-03-28 | 1998-10-15 | 日本電子株式会社 | 時間分解フーリエ変換分光測定法 |
| GB9320068D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Demodulation of fm audio carrier |
| AUPO790997A0 (en) * | 1997-07-16 | 1997-08-07 | Australian National University, The | Modulated solid state spectrometer |
| JP2004020539A (ja) * | 2002-06-20 | 2004-01-22 | Jasco Corp | 赤外円二色性測定装置および赤外円二色性測定方法 |
| JP4195841B2 (ja) * | 2003-07-23 | 2008-12-17 | 日本分光株式会社 | 赤外円偏光二色性分光光度計 |
| JP5396572B2 (ja) * | 2008-04-04 | 2014-01-22 | システム・インスツルメンツ株式会社 | 円二色性スペクトルの測定方法及び測定装置 |
| KR101706640B1 (ko) * | 2010-08-20 | 2017-02-15 | 뉴사우스 이노베이션즈 피티와이 리미티드 | 시간 감쇠 신호들을 분석하기 위한, 광 신호 처리 방법 및 장치 |
| JP5722094B2 (ja) * | 2011-03-25 | 2015-05-20 | 日本分光株式会社 | 円二色性測定装置及び円二色性測定方法 |
-
2013
- 2013-03-21 JP JP2013058060A patent/JP6184141B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2014182076A (ja) | 2014-09-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN102346137B (zh) | 气体浓度测量装置 | |
| US20080198374A1 (en) | Spectral estimation of spectrometers time-sampled signals using fast implementation of the reverse non-uniform discrete fourier transform | |
| JP6184141B2 (ja) | 光弾性変調器の変調信号検出装置 | |
| CN111609792A (zh) | 一种pgc相位解调法中相位延迟补偿方法 | |
| JP2007170941A (ja) | 歪み測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体 | |
| JP2014045096A (ja) | レーザ位相雑音測定装置及びその測定方法 | |
| US20220187105A1 (en) | Automatic correction method | |
| JP6550476B2 (ja) | 信号を分析するための方法およびその方法を実行するための装置 | |
| JP2013002921A (ja) | 測定装置 | |
| JPH1090065A (ja) | フーリエ変換分光器のデータ処理方法及びデータ処理装置 | |
| JP3459399B2 (ja) | ガス濃度測定処理装置 | |
| JP6386334B2 (ja) | 干渉計装置 | |
| US9726702B2 (en) | Impedance measurement device and method | |
| JP2021517254A (ja) | 光干渉断層撮影装置用のディジタイザ | |
| CN114993988A (zh) | 一种基于波长调制的气体浓度检测方法、装置及电子设备 | |
| JP2015064228A (ja) | フーリエ干渉型分光器及び分光強度計測方法 | |
| US11054243B2 (en) | Electronic device for automatic calibration of swept-source optical coherence tomography systems | |
| WO2016076419A1 (ja) | 位相計測装置およびこの位相計測装置を適用した機器 | |
| US7323883B2 (en) | Phase measurement device, method, program, and recording medium | |
| JP2005214932A (ja) | 信号処理装置、この信号処理装置を用いた電圧測定装置及び電流測定装置 | |
| JP2006125971A (ja) | フーリエ変換分光光度計 | |
| JP2005214932A5 (ja) | ||
| CN114199820B (zh) | 一种气体浓度的检测方法和装置 | |
| JP6809695B2 (ja) | 非同期ｆｒａ | |
| US8693002B2 (en) | Fourier transform spectrometer system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160218 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170117 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170321 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170704 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170725 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6184141 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |