JP5974011B2 - 送電網の過渡過電圧からｅｓｐ電源を保護する方法及び装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電源分野、例えば、電気集塵装置等の装置の操作に関する。さらに、本発明は、この電源の操作方法並びに使用方法に関する。
従来技術
環境汚染に対する関心の高まりにつれて、電気集塵装置（ESP）を用いた粒子放出の低減が、石炭火力発電所において非常に重要な問題になって来ている。ESPは、非常に良好な集塵装置である。また、ESPは、強固で信頼性が高く、最も効率が良い。９９．９％以上の粒子の分離度も珍しくない。織布濾過器と比較したとき、ESPの操業コストは低く、損傷と機能障害による故障の危険性がかなり低いので、ESPを採用することは、多くの場合において自然な選択と言える。ESPでは、ESP電源に接続された電極の間に汚染ガスが入り込む。通常、これは一次側にサイリスタ制御、二次側に整流ブリッジを有する高圧変圧器である。この構成は、通常の交流主電源に接続されるので、50又は60Hzの周波数で電源が供給される。電力制御は、サイリスタの作動遅延を変化させて行われる。遅延角が小さいほど、すなわち放電期間が長いほどより多くの電流がESPに供給され、ESPの電極間の電圧がより高くなる。現代のESPは、数個のバス部に分割され、集塵効率を増大させている。これらのバス部の各々は、それ自身の電源（PS）を備えている。電源は個別に制御され、10〜200kWの代表的な出力電力範囲と30〜150kVDCの出力電圧範囲を有する。
環境汚染に対する関心の高まりにつれて、電気集塵装置（ESP）を用いた粒子放出の低減が、石炭火力発電所において非常に重要な問題になって来ている。ESPは、非常に良好な集塵装置である。また、ESPは、強固で信頼性が高く、最も効率が良い。９９．９％以上の粒子の分離度も珍しくない。織布濾過器と比較したとき、ESPの操業コストは低く、損傷と機能障害による故障の危険性がかなり低いので、ESPを採用することは、多くの場合において自然な選択と言える。ESPでは、ESP電源に接続された電極の間に汚染ガスが入り込む。通常、これは一次側にサイリスタ制御、二次側に整流ブリッジを有する高圧変圧器である。この構成は、通常の交流主電源に接続されるので、50又は60Hzの周波数で電源が供給される。電力制御は、サイリスタの作動遅延を変化させて行われる。遅延角が小さいほど、すなわち放電期間が長いほどより多くの電流がESPに供給され、ESPの電極間の電圧がより高くなる。現代のESPは、数個のバス部に分割され、集塵効率を増大させている。これらのバス部の各々は、それ自身の電源（PS）を備えている。電源は個別に制御され、10〜200kWの代表的な出力電力範囲と30〜150kVDCの出力電圧範囲を有する。
変換器の非理想特性を利用し、広い動作範囲にわたりソフトスイッチングさせるために、現代のESPの電源は、共振コンバータをベースにしていることが多い。ESPの一例として、US 2009/0129124が知られている。
線周波数切換整流器による変換器の過電圧保護は、DE 10 2007 007922から周知である。
また、直流リンク電圧制御装置への入力として、電圧の変化率を用いることは、US 2007/0121354から周知である。
発明の概要
ESP電源は、高圧の単一ESPバス部をサポートするのに必要な全ての装置を備えている。ESP電源の主電子回路ブロックは、変換ユニット、高圧ユニット、及び制御ユニットである。変換ユニットは、通常、いわゆるHブリッジの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）をベースにした入力電力の周波数変換を行う。高圧ユニットは、整流器を備える変換器である。制御ユニットは、実際の動作条件に応じて、電力流をバス部に適合させる。
ESP電源は、高圧の単一ESPバス部をサポートするのに必要な全ての装置を備えている。ESP電源の主電子回路ブロックは、変換ユニット、高圧ユニット、及び制御ユニットである。変換ユニットは、通常、いわゆるHブリッジの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）をベースにした入力電力の周波数変換を行う。高圧ユニットは、整流器を備える変換器である。制御ユニットは、実際の動作条件に応じて、電力流をバス部に適合させる。
送電網に過渡過電圧が発生する場合には、上記の電源において直流リンクに過電圧が発生する危険性がある。その結果、遮断状態にあるHブリッジの１つのトランジスタの両端の過電圧に起因するIGBT故障が発生するかもしれない。
この物理現象に関連する問題は、本発明に係る装置、方法、及び添付した特許請求の範囲により解決される。詳しく言うと、本発明は、電源変換ユニットに関し、特に、整流器の交流入力を直流に整流して、交流入力周波数を高周波数交流出力に変換し、次いで、制御ユニットで制御されるスイッチを有するHブリッジ回路のフルブリッジインバータの交流に変換される電気集塵装置に関する。詳しく言うと、本発明によれば、整流器の入力側及び／又は直流部に、少なくとも１つの過電圧保護回路が設けられている。過電圧保護回路という用語は、入力ラインの単純なフューズを意味することを意図しているのではなく、グランドに対する及び／又は入力の個々の位相間のラインの過電圧保護を指す。従って、第１の好適な実施形態によれば、過電圧保護回路は、少なくとも１つの電圧制限回路、典型的には、それぞれ交流入力の個々の位相間又は直流レベル間の最大電圧を制限する金属酸化物バリスタ等のバリスタをベースにしている。
さらに別の好適な実施形態によれば、過電圧保護回路は、交流入力の個々の位相とグランド間又は直流レベルとグランド間の最大電圧を制限する少なくとも１つのさらなる電圧制限回路を備えている。
さらに好適な実施形態では、過電圧保護回路が、それぞれ交流入力の位相の各々又は直流ラインに少なくとも１つのインダクタを備えている点に特徴がある。
優先的に、少なくとも１つのインダクタの入力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路と必要に応じて組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路が設けられ、少なくとも１つのインダクタの出力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路と必要に応じて組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路が設けられている。
少なくとも１つのインダクタの出力側に設けられた電圧制限回路は、過渡的変化時に、整流器を保護するのに十分でないかも知れない。入力電圧の急な増加は、少なくとも１つのインダクタの入力側で遅延がなく効果的であるが、インダクタにも損傷を与えるだろう。従って、少なくとも１つのインダクタの入力側に設けられた電圧制限回路は、高速な過渡的変化時の保護により効果的である。電圧制限回路の典型的な非理想特性により、また、ブリッジのスイッチに達する電圧／電流の最大変化率を安全に制御するために、インダクタの両側に配置された２つの電圧制限回路のこの特殊な組み合わせは、非常に効率が良いことが分かっている。
典型的に、Hブリッジのスイッチは、少なくとも４つのスイッチング素子、好ましくは、１つの同じ制御ユニットで制御された少なくとも４つのIGBT素子である。
過電圧からスイッチング素子を完全に保護するため、さらに別の好適実施形態によれば、電圧及び／又は電流並びに直流部のラインのその時間的な挙動（変化率）を検出する少なくとも１つの素子又はセンサが設けられ、その素子の出力値は、スイッチを制御する制御ユニットで用いられ／制御ユニットに動作可能に結合している。
電圧及び／又は電流並びにその時間的挙動の閾値に達したとき、制御ユニットは、スイッチを遮断オフ状態に切り換える。検出値が上方の閾値又は下方の閾値に達したとき、又は値の変化率に達することで、或いは一定の上方の閾値／下方の閾値と値の現在の変化率に基づく動的に計算した閾値により、優先的に、制御コントローラでオフにする。
さらなる実施形態において、独立した保護回路でオフにする。これにより、電圧制御装置の電圧を用いるよりも、電圧の危険な変化に高速に応答することを可能にする。特に、独立した保護回路は、電圧制御自身よりも高速である。電圧制御と保護回路とを組み合わせることで、より高圧で動作することができ、これにより装置の性能を向上させ、動作範囲を広げることを可能にする。
通常、交流入力には、三相入力があり、必要に応じてラインの各々においてフューズで保護されている。
特に好適な実施形態によれば、過電圧保護回路は、バリスタ、好ましくは、金属酸化物バリスタを備え、さらに好ましくは、少なくとも１つの電圧制限回路及び／又はさらなる電圧制限回路は、基本的に、専らバリスタをベースにしており、優先的に各デルタ回路において接続されている。
さらに詳しく言うと、好ましくは、過電圧保護回路は、三相交流入力の個々の位相間の最大電圧を制限するバリスタをベースにした少なくとも１つの電圧制限回路を備えている。ここで過電圧保護回路は、三相交流入力の個々の位相とグランド間の最大電圧を制限するバリスタをベースにした少なくとも１つの電圧制限回路をさらに備え、過電圧保護回路は、三相交流入力の位相の各々に少なくとも１つのインダクタをさらに備え、少なくとも１つのインダクタの入力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路と組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路が設けられ、少なくとも１つのインダクタ出力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路と組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路が設けられている。
またさらに、本発明は、上述したように、電源変換ユニットの操作方法に関する。この方法によれば、好ましくは、電圧及び／又は電流、及び／又は直流部のラインのその時間的挙動を検出する少なくとも１つの素子又はセンサが設けられ、この素子の測定値が、制御ユニットでスイッチの制御に用いられる。
この方法の好適な実施形態によれば、測定電圧及び／又は電流、及び／又はその時間的挙動の閾値を検出／入力すると、制御ユニットが、Hブリッジの全てのスイッチを遮断オフ状態にして、電源変換ユニットの過電圧保護を行っている。
上方の閾値又は下方の閾値に達することで、値の最大変化率に達することで、又は一定の上／下方の閾値と値の測定変化率に基づき動的に計算した閾値によりスイッチをオフにするのが好ましい。後者の場合において、制御の目的は、この構成要素に損傷を与える電圧値／電流値がスイッチに達することを完全に防ぐことを確認するためである、同様に、例えば、電圧の変化率が低い場合において、基本的に一定の閾値に達するとすぐに、スイッチ素子をオフにすることは安全である。しかし、変化率が大きい場合、システムが、オフ信号に即座に応答しないことを考慮すると共に、これにより、ちょうど信号の切り換え直後に、装置の電圧値が、依然として危険に増大するかも知れないことを考慮に入れるために、閾値を適合させる必要がある。そのため、一般的に言えば、検出した変化率が大きくなればなるほど、より控えめに閾値が設定されると言うことができる。そうであるから、危険な値に近づいているとき、変化率が大きくなればなるほど、より小さな閾値を選択しなければならない。
１つの可能な制御方法は、直流部（直流リンク電圧）のラインの現在の電圧u(t)の関数として、制御関数F(u(t))を計算して与えることができる。この関数は、現在の測定値u(t)とその一次導関数u’(t)に基づいている。必要に応じて、二次導関数u’’(t)も考慮に入れることができる。
導関数の各々を定数AとBで乗算すると、以下の式が得られる。
F(u(t)) = u(t) + Au’(t) + Bu’’(t)
F(u(t))の値に応じた制御だけでなく、u(t)、つまり現在の直流リンク測定電圧値に応じた制御が好ましいだろう。換言すれば、Umaxを直流リンクの電圧の最大許容値として取ることは、以下の２つの条件の少なくとも１つが満たされたとき、制御ユニットにより切換停止信号を出力しなければならない。
F(u(t))＞Umax
U(t)＞Umax
直流リンクで測定された電流に応じて、対応する制御方式もさらに追加してよい。
F(u(t))の値に応じた制御だけでなく、u(t)、つまり現在の直流リンク測定電圧値に応じた制御が好ましいだろう。換言すれば、Umaxを直流リンクの電圧の最大許容値として取ることは、以下の２つの条件の少なくとも１つが満たされたとき、制御ユニットにより切換停止信号を出力しなければならない。
F(u(t))＞Umax
U(t)＞Umax
直流リンクで測定された電流に応じて、対応する制御方式もさらに追加してよい。
典型的に、値の最大変化率、つまり、それを超えたとき、全てのスイッチが自動的にオフになる値の変化率は、0.1〜10kV/msの範囲にあり、好ましくは、0.5〜2kV/msの範囲にある。
典型的に、上方の閾値は、800V〜2000Vの範囲にあり、好ましくは、900V〜1200Vの範囲にある。下方の閾値は、通常0V〜700Vの範囲にあり、好ましくは、350V〜550Vの範囲にある。
またさらに、本願は、上述したように、電源の使用に関し、さらに好ましくは、電気集塵装置の操作のために上記の操作方法を用いることに関し、好ましくは、少なくとも２つの電源を用い、２つの電源の各々が、電気集塵装置の少なくとも１つのバス部のためのものである。
また、本発明のさらなる実施形態を従属クレームに開示した。
本発明の好適な実施形態を図面を参照して以下に説明するが、これは本発明の好適な実施形態を例示するためであり、制限するためではない。
発明を実施するための形態
通常、ESPシステムは、数個のバス部に分割されて、微粒子集塵効率を向上させている。小規模システムにおいて、２又は３個のバス部のみが直列に接続され、一方、大規模システムでは、数個のバス部が並列及び直列に接続されている。単一バス部の集塵効率を最適化するために、定格電力が異なる別の電源が、バス部に通電することが多い。
通常、ESPシステムは、数個のバス部に分割されて、微粒子集塵効率を向上させている。小規模システムにおいて、２又は３個のバス部のみが直列に接続され、一方、大規模システムでは、数個のバス部が並列及び直列に接続されている。単一バス部の集塵効率を最適化するために、定格電力が異なる別の電源が、バス部に通電することが多い。
図１は、２４個の電源で駆動される数個の連続的なバス部を備えた典型的なESP設置を示す。電気集塵装置５は、例えば、炭塵等の粒子が混入したガス流４がESPに流入する入口側を備えている。ESPは入口領域６を有し、中間領域７が続き、出口領域８で終わっている。その出口は、清浄な排気ガス１０を周囲に排出するスタック９に接続されている。そうであるから、集塵効率を利用するため、ESPは直列に接続された領域と並列に接続されたセルで機械的に仕切られている。各領域／セル位置は、バス部と呼ばれている。１個のESP電源は、単一のバス部に高圧で給電する。領域６〜８の各々は、個々に電源が供給される２列集塵システム（４つのセルと６つの領域）を有し、２４個のバス部に通じ、この目的のために、２４個の電源（PS）を設けて、集塵装置に通電している。電源の共通の送電線１を介して通電され、低又は中間送電線２と配電変圧器３を介して、個々の電源に接続されている。換言すれば、全電源が共通の給電システム１に接続され、これらの電源又は少なくともその一部が、パルスモードで動作した場合、主電源の負荷をかなりの程度まで不平衡にできる。
図１の装置の個々のバス部の１つに電源を供給する電源１１が、図２ａに示されている。入力側において、電源１１は主電源１に接続され、第１の電源は入力整流器１２を備えている。入力整流器１２の出力側には、直流（DC）が供給され、電圧レベル間には、直流リンクコンデンサ１８が接続されている。そして、この直流は、多数のトランジスタが対応して作動してフルブリッジインバータ１３を介して供給される。フルブリッジインバータ１３の動作は、ドライバ２２と制御ユニット２３で制御される。フルブリッジインバータ１３の出力側の交流は、共振回路と変換ユニット１４に入力する。共振回路は、コンデンサ１９、インダクタ２０、及び変圧器２１の直列配置で構成されている。出力側で、変換ユニット１４は出力整流器１５に結合され、その出力側が、電気集塵装置５の電極に結合されている。
上記の電源をパルス動作させるために、フルブリッジインバータが、制御ユニット２３とドライバ２２を介してパルスモードで動作する。システム全体を制御するために、電流と電圧センサ１６が設けられ、その出力が制御ユニット２３の制御に用いられる。
図２ａに示し、図２ｃにもさらに図式的に示すように、本発明は、（高周波）三相電源に制限されず、典型的に、共振回路で20〜200kHz範囲の高周波で動作する。また、可能な事は、図２ｂに示すように、主周波数電力プロセッサユニットである。ここで、単相主電源１が、ユニット１７で切り換えられ、変圧器２１で変圧され、整流され、出力整流器１５の次のESPで最終的に用いられる。
そういうわけで、ESP電源において、三相入力が整流され、直流リンク電圧（+Udc,-Udc）が、Hブリッジ１３（Ua, Ub）の両端に印可される。ブリッジのIGBT４８は、可変周波数方形波電圧が、高圧ユニットに供給されるように制御される。
変換器IGBTモジュールのスイッチングとその定格電圧の詳細な説明は以下の通りである。図３は、Hブリッジのブリッジ支脈４０を示す。ゲートの各々は、コンデンサ４６とダイオード４７と並列のIGBT４８を示す。ブリッジ支脈４０は、一方のバルブ（例えば、上IGBT２４）がオン状態（すなわち、導通状態）にあり、相補的な一方（例えば、上IGBT２５）がオフ状態（すなわち、遮断状態）になるように動作する。
図４は、約４０μsのパルス期間の関数として得られた電圧Uaを示す。オン状態にあるIGBTの電圧ストレスは、非常に低い（-0V）。一方、オフ状態にあるIGBTは、全直流リンク電圧を遮断する。典型的に、本文中で用いたIGBTは、1200Vの定格を有し、通常、典型的な定格は、600〜6500Vの範囲にあるので、この値を超える過渡過電圧が送電線に発生した場合、IGBTは損傷を受ける。
考えられる過渡過電圧の原因は、コンデンサバンクの稲妻による接続／切断又は接続した装置の短絡等があり得る。典型的な例を図５に示す。図５は、電気集塵装置の異なるバス部のための数個のESP電源が、共通の配電線２６から電源が供給される状況を示している。個々のESP電源１１は、お互いの間で通信回線２７を介して接続された制御ユニット２３を備えている。上記のシステムにおいて、ESP電源の１つで又は共通の配電線２６を介して、同じ主電源１に取り付けられた追加の異なる負荷で短絡故障が発生することがある。上記の追加負荷は、例えば、ESP筐体を通してガス流を強制的に送り込むファン用モータ２８である。ファン２８用保護フューズが短絡を切断したとき、非常に高い過渡電圧が誘起され、同じ配電線２６に接続された別の負荷、すなわち、ESP電源１１に重大な影響を与える。
IGBTのスイッチング動作が停止し、ブリッジ支脈４０の両方のIGBT２４，２５遮断状態にある場合、直流リンク電圧は、２つのIGBT２４，２５間で均等に配分される。従って、Hブリッジ４０の遮断能力は、単一のIGBTの遮断能力の２倍である。よって、スイッチング動作を停止することで、IGBTを過電圧状態で保護し得る。図６は、スイッチング動作が停止したとき（矢印３０で示す）のブリッジ支脈の電圧２９Uaを示す。図から、１つのIGBT両端の電圧は、200〜400μs間の直流リンク電圧の50%に落ち着くことが分かる。
電圧とその直流レベルの傾きを監視し、IGBTを保護するために、IGBTをオフにするこの制御方式に加え、提案した解決策は、過渡過電圧の結果としての直流リンク電圧の増加率を制限する保護回路と、直流リンク電圧の動態のリアルタイム解析とを含む。解析の結果が、危険な状態、つまりIGBT故障（過電圧）の迫りくる危険性を示すときは、IGBTのスイッチングを停止する。直流リンクの状態が正常に戻ったとき、スイッチング動作が自動的に再始動する。
ESP電源に対応して構成された回路図を図７に示す。
保護回路は、２つ過電圧保護装置３４，３５と１つのインダクタ３７とを含む。過電圧保護装置３４，３５は、１組のバリスタ４５（金属酸化物バリスタ）であり、そのうち一方のグループ３３は、グランド３２に対する各ラインのレベルを保護し、もう一方のグループ３６は、ライン間の電圧差を保護する。過電圧保護装置３４，３５は、インダクタ３７の両側に位置している。
確かに、過電圧保護装置の部品の非理想特性により、単一の過電圧保護装置だけでは十分でないことを排除できない。換言すれば、第１の過電圧保護装置３４は、短い時間スケールでは、高圧値がインダクタ３７に達する可能性を排除し得ない。上記の高電圧値をさらに低くするために、追加保護装置３５が設けられている。素子３４，３５，及び３７を組み合わせることで、直流リンク電圧の定格増加が制限される。インダクタ３７は、三相電源１と直列に接続されている（追加フューズ３１と直列）。図２に示すこのタイプの実装例において、インダクタ３７と直流インダクタ３８（負直流レベル）、３９（正直流レベル）が、回路に組み込まれている。また、過電圧保護装置３４，３５は、インダクタ３７の両側に追加されている。この保護回路３４，３５は、インダクタ３７と直流インダクタ３８／３９両端の電圧を制限し、これにより変換ユニットの直流リンクへの突入電流を制限している。正常でない直流リンク電圧を検出したとき、制限された傾き率は正で、パワーエレクトロニクス部品が故障するのを防ぐ。
制御ユニット２３は、センサ４１が測定した直流リンク電圧の動的解析を連続的に実行して、IGBT支脈両端の直流リンク電圧が、IGBTへ損傷を与える恐れがあるときは、IGBTモジュールのスイッチング動作を停止する決定を直ちに下す。
以下のようである場合（図８参照）の直流リンク電圧動態の解析例を示す。
１．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧が、制限「高直流リンク電圧」４３以上のレベルに達した；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３により全IGBTをオフにする。
２．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧が、制限「低直流リンク電圧」以下のレベルに到達した；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３により全IGBTをオフにする。
３．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧の傾きが、余りに速く（電圧／秒）増加／減少している；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３で全IGBTをオフにする。典型的に、ミリ秒毎のキロボルト範囲の電圧変化は、余りに高速であると見なされる。
１．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧が、制限「高直流リンク電圧」４３以上のレベルに達した；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３により全IGBTをオフにする。
２．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧が、制限「低直流リンク電圧」以下のレベルに到達した；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３により全IGBTをオフにする。
３．１つのIGBT支脈両端の直流リンク電圧の傾きが、余りに速く（電圧／秒）増加／減少している；この条件が満たされた場合、制御ユニット２３で全IGBTをオフにする。典型的に、ミリ秒毎のキロボルト範囲の電圧変化は、余りに高速であると見なされる。
レベル４３，４４を非動的固定値に設定できる。ところが、好都合なことに、傾き並びに最大値を考慮に入れた組合せ制御が実現されている。換言すれば、最大レベル４３並びに最少レベル４４は、傾きの関数として動的に決定できる。例えば、直流リンク電圧が、高速に増加／減少している場合、低最大レベル４３と高最少レベル４４を選択して、システムが即座に応答しないことを考慮に入れなければならない。そうであるから、レベル値に達する速度に応じて、応答時間効果により、IGBTの定格が超えないことを確認するために、後者を適合させなければならないだろう。制御ユニット２３は、直流リンク動態の解析を連続的に実行する。回路に追加された保護回路３４，３５，３７は、変換器への突入電流傾きを制限すると共に、送電線に過渡過電圧が発生した場合、直流リンク電圧の定格増加を制限する。これによりESP電源の信頼性が向上し、過渡過電圧後の自動再始動を可能にする。
異なる構成の変換ユニットにインダクタ３７も組み込むことができる。
異なる構成例を以下に示す。
入力整流器の交流側のみ（図７に示すように素子３７のみ）
入力整流器の直流側のみ（図７に示すように素子３８／３９のみ）
入力整流器の両側（図７に示すように）。重要な部品は、インダクタンス両側の過電圧保護装置である。
入力整流器の交流側のみ（図７に示すように素子３７のみ）
入力整流器の直流側のみ（図７に示すように素子３８／３９のみ）
入力整流器の両側（図７に示すように）。重要な部品は、インダクタンス両側の過電圧保護装置である。
直流リンク電圧動態の解析を異なる方法で実行できる。重要なことは、故障を防ぐために、危険な状況に対して、十分な時間的余裕を持ってIGBTスイッチングを停止することである。
この提案方式を、制御システムにより監視される直流リンクを有する電圧形IGBTブリッジを含む任意の変換装置でもより一般的に用い得る。
１ 主、共通給電
２ 低又は高電圧レベルライン
３ 配電変圧器
４ 粉炭などの粒子が混入したガス流
５ 電気集塵装置
６ 入口領域
７ 中間領域
８ 出口領域
９ スタック
１０ 清浄な排気ガス
１１ 電源
１２ 入力整流器
１３ フルブリッジインバータ、Hブリッジ
１４ 共振回路、変圧器
１５ 出力整流器
１６ 電流及び／又は電圧センサ
１７ サイリスタブロック
１８ 直流リンクコンデンサ
１９ 直列コンデンサ
２０ 直列インダクタ
２１ 変圧器
２２ ドライバ
２３ 制御ユニット
２４ ゲート１
２５ ゲート２
２６ 配電線
２７ 通信インタフェース
２８ 追加負荷、ファンモータ
２９ 時間の関数としてのブリッジ支脈電圧
３０ IGBTスイッチング停止、両IGBTオフ
３１ フューズ
３２ グランド
３３ グランドに対する保護用バリスタ
３４ インダクタの入力側の保護回路
３５ インダクタの出力側の保護回路
３６ 三相レベル間の保護用バリスタ
３７ インダクタ
３８ 負レベルの直流インダクタ
３９ 正レベルの直流インダクタ
４０ インバータのハーフブリッジ
４１ 直流レベル電圧／電流用センサ
４２ 直流リンク電圧傾き
４３ 直流リンクの上方の閾値
４４ 直流リンクの下方の閾値
４５ 金属酸化物バリスタ、ＭＯＶ
４６ コンデンサ
４７ ダイオード
４８ スイッチング素子、IGBT
Ua, Ub ブリッジ支脈電圧
+U直流 正直流リンク電圧
-U直流 負直流リンク電圧
t 時間
２ 低又は高電圧レベルライン
３ 配電変圧器
４ 粉炭などの粒子が混入したガス流
５ 電気集塵装置
６ 入口領域
７ 中間領域
８ 出口領域
９ スタック
１０ 清浄な排気ガス
１１ 電源
１２ 入力整流器
１３ フルブリッジインバータ、Hブリッジ
１４ 共振回路、変圧器
１５ 出力整流器
１６ 電流及び／又は電圧センサ
１７ サイリスタブロック
１８ 直流リンクコンデンサ
１９ 直列コンデンサ
２０ 直列インダクタ
２１ 変圧器
２２ ドライバ
２３ 制御ユニット
２４ ゲート１
２５ ゲート２
２６ 配電線
２７ 通信インタフェース
２８ 追加負荷、ファンモータ
２９ 時間の関数としてのブリッジ支脈電圧
３０ IGBTスイッチング停止、両IGBTオフ
３１ フューズ
３２ グランド
３３ グランドに対する保護用バリスタ
３４ インダクタの入力側の保護回路
３５ インダクタの出力側の保護回路
３６ 三相レベル間の保護用バリスタ
３７ インダクタ
３８ 負レベルの直流インダクタ
３９ 正レベルの直流インダクタ
４０ インバータのハーフブリッジ
４１ 直流レベル電圧／電流用センサ
４２ 直流リンク電圧傾き
４３ 直流リンクの上方の閾値
４４ 直流リンクの下方の閾値
４５ 金属酸化物バリスタ、ＭＯＶ
４６ コンデンサ
４７ ダイオード
４８ スイッチング素子、IGBT
Ua, Ub ブリッジ支脈電圧
+U直流 正直流リンク電圧
-U直流 負直流リンク電圧
t 時間
Claims (15)
- 整流器（１２）が交流入力（１）を直流（Udc）に整流し、該直流を、制御ユニット（２３）により制御されるスイッチ（４８）を備えたＨブリッジのフルブリッジインバータ（１３）が交流に変換することで、前記交流入力（１）の周波数を高周波交流出力（Ua, Ub）に変換する電源変換ユニットにおいて、
前記整流器（１２）の入力側及び／又は直流部に、少なくとも１つの過電圧保護回路（３４，３５，３７〜３９，４５）が設けられており、
前記過電圧保護回路（３４，３５，３７〜３９，４５）は、
前記交流入力（１）の相の各々又は直流（Udc）のラインのそれぞれに設けられた少なくとも１つのインダクタ（３７）と、
前記交流入力（１）の各位相間の最大電圧を又は前記直流（Udc）のレベル間の最大電圧を制限する少なくとも１つの電圧制限回路（３６）と、
前記交流入力（１）の各位相とグランド（３２）間の最大電圧を又は直流レベル（Udc）とグランド（３２）レベル間の最大電圧を制限する少なくとも１つのさらなる電圧制限回路（３３）とを有しており、
前記電圧制限回路（３６，３３）はそれぞれ、前記交流入力（１）の相の各々に設けられた前記少なくとも１つのインダクタ（３７）の入力側と出力側の双方に設けられており、
更に、前記整流器（１２）の出力側にインダクタ（３８，３９）が設けられている、
ことを特徴とする電源変換ユニット。 - 前記Ｈブリッジの前記スイッチ（４８）は、少なくとも４つのスイッチング素子である、請求項１に記載の電源変換ユニット。
- 前記Ｈブリッジの前記スイッチ（４８）は、１つの同じ制御ユニット（２３）により制御される少なくとも４つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子（４８）である、請求項２に記載の電源変換ユニット。
- 前記直流（Udc）の電圧及び／又は電流並びに前記直流部のラインにおけるそれらの時間的挙動を検出する少なくとも１つの素子（４１）が設けられており、前記素子（４１）の出力値が、前記スイッチ（４８）を制御するために前記制御ユニット（２３）において用いられる、請求項２又は３に記載の電源変換ユニット。
- 前記直流（Udc）の電圧及び／又は電流並びにそれらの時間的挙動が閾値に達したとき、前記制御ユニット（２３）は、前記スイッチ（４８）を遮断状態にする、請求項２又は３に記載の電源変換ユニット。
- 上方の閾値又は下方の閾値に達することで、又は前記値の変化率に達することで、又は一定の上方／下方の閾値と前記値の現在の変化率に基づいて動的に計算した閾値により、前記スイッチをオフにする、請求項５に記載の電源変換ユニット。
- 前記交流入力（１）は三相入力であり、前記ライン各々のフューズ（３１）で保護される、請求項１から６のいずれか１項に記載の電源変換ユニット。
- 前記過電圧保護回路は、金属酸化物バリスタを含むバリスタ（４５）を有している、請求項１から７のいずれか１項に記載の電源変換ユニット。
- 前記少なくとも１つの電圧制限回路（３６）及び／又は前記さらなる電圧制限回路（３３）が、バリスタ（４５）をベースにしており、個々のデルタ回路に接続されている、請求項８に記載の電源変換ユニット。
- 前記過電圧保護回路（３４，３５，３７〜３９，４５）は、前記三相交流入力（１）の個々の位相間の最大電圧を制限するバリスタ（４５）をベースにした少なくとも１つの電圧制限回路（３６）を有しており、前記過電圧保護回路（３４，３５，３７〜３９，４５）は、前記三相交流入力（１）の個々の位相とグランド（３２）間の最大電圧を制限するバリスタ（４５）をベースにした少なくとも１つのさらなる電圧制限回路（３３）をさらに有しており、前記過電圧保護回路（３４，３５，３７〜３９，４５）が、前記三相交流入力（１）の位相の各々に少なくとも１つのインダクタ（３７）をさらに備え、前記少なくとも１つのインダクタ（３７）の入力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路（３３）と組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路（３６）が設けられており、前記少なくとも１つのインダクタ（３７）の出力側に設けられた少なくとも１つのさらなる電圧制限回路（３３）と組み合わせて、少なくとも１つの電圧制限回路（３６）が設けられている、請求項７から９のいずれか１項に記載に電源変換ユニット。
- 請求項１から１０のいずれか１項に記載の電源変換ユニットの操作方法において、
前記直流（Udc）の電圧及び／又は電流並びに前記直流部のラインにおけるそれらの時間的挙動を検出する少なくとも１つの素子（４１）が設けられており、前記素子（４１）の測定値は、前記スイッチ（４８）を制御するために前記制御ユニット（２３）において用いられる、操作方法。 - 前記測定値の電圧及び／又は前記電流、及び／又は、それらの時間的挙動の閾値に達すると、前記制御ユニット（２３）は、前記Ｈブリッジの前記全てのスイッチ（４８）を遮断状態に切り換えて、前記電源変換ユニットの過電圧保護を行う、請求項１１に記載の方法。
- 上方の閾値又は下方の閾値に達することで、又は前記測定値の最大変化率に達することで、又は一定の上方／下方の閾値と前記測定値の測定変化率に基づき動的に計算された閾値により、前記スイッチをオフにする、請求項１２に記載の方法。
- 前記測定値の最大変化率が、0.1〜10kV/msの範囲にあり、及び／又は前記上方の閾値が、800V〜2000Vの範囲にあり、及び／又は前記下方の閾値において、0V〜700Vの範囲にある、請求項１３に記載の方法。
- 請求項１から１０のいずれか１項に記載の電源変換ユニットの使用方法において、
少なくとも２つの電源変換ユニットを使用し、その各々が電気集塵装置の少なくとも１つのバス部である、前記電気集塵装置の操作用の前記電源変換ユニットの使用方法。
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