JP5948740B2 - 制御部一体型グロープラグとその通電制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ディーゼル燃焼機関の気筒毎に設けられ、通電により発熱する抵抗発熱体を含む発熱部と該発熱部への通電を制御する制御部とを一体に設けた制御部一体型グロープラグとその通電制御方法に関する。

従来、ディーゼル燃焼機関の着火を補助するグロープラグの通電制御方法として、金属抵抗体又はセラミック抵抗体からなる所定の温度係数を持ち、通電により発熱する抵抗発熱体を有し、該発熱体の温度上昇に伴う抵抗値の変化に対して、昇温過渡期における温度上昇を抑制して発熱体の過昇温を防止し、早期にグロープラグの温度を安定化させるべく、種々提案されている。
例えば、特許文献１には、抵抗制御方式により抵抗発熱ヒータの通電制御を行うと共に、抵抗発熱ヒータの温度が飽和する前の昇温過渡期においてもヒータ温度の過度のオーバーシュートを生じにくいグロープラグの制御装置として、グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、抵抗発熱ヒータに対する通電電力を調整する定常制御モードを有し、また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って過渡制御モードによる制御期間を設け、過渡制御モードによる制御期間中の抵抗発熱ヒータへの積算電力量が、該過渡制御モードによる制御期間を定常制御モードによる通電期間に置き換えて動作させたときに見込まれる該通電期間の積算電力量よりも低く設定されることを特徴とするグロープラグの制御装置が開示されている。

ところが、特許文献１にあるような従来のグロープラグ通電制御装置（以下、適宜ＧＣＵと称す。）では、電源電圧が安定した状態である場合には、過渡制御期間における過昇温を抑制することができるが、予熱モードから過渡制御モードへの切換を、例えば、電源電圧と時間とのマップによって、選択するよう等、予め固定的に設定した期間の経過によって行ったのでは、電源電圧が高い場合には、グロープラグの温度上昇速度も速くなるため、十分グロープラグの温度が高くなっているにも拘わらず、予め設定した期間を経過していない場合には、過渡モードへの切換が遅れ、過昇温を招く虞がある。
これとは逆に、電源電圧が低い場合には、充分な温度に上昇していないにも拘わらず、予め設定した期間を経過した場合に過渡モードへの切換が行われ、目標温度に達するまでの時間が長くなる虞がある。
一方、従来のように、目標温度における目標抵抗値との比較によって過渡モードへの切換を行っていたのでは、電源電圧が高く、昇温速度が速い場合に、オーバーシュートによる過昇温を招く虞もある。
特に、発熱部としてセラミック抵抗体を用いたセラミクグロープラグの場合には、過昇温によってセラミック発熱体が破損すると燃焼室内に落下してエンジンの破損を招く虞があり、絶対に回避しなければならない問題である。

また、特許文献１にあるように、複数のグロープラグを一つのＧＣＵによって制御する場合には、それぞれのグロープラグの抵抗値に個体差があり、過昇温を回避するためには、複数のグロープラグの内、最も高い抵抗値のグロープラグを基準として供給する電力を決定することになる。
このため、複数のグロープラグの内、抵抗値の高いグロープラグの過昇温を回避できても、抵抗値の低いグロープラグの昇温速度の低下を招く虞もある。

さらに、期間設定によりモード切換を行うためには、回路中にタイマを設ける必要があり装置の大型化を招き、グロープラグの発熱部と通電制御部との一体化が困難となる虞もある。

そこで、本発明は、かかる実情に鑑み、グロープラグの発熱部と通電制御部とを一体化し、それぞれの固有の抵抗値に応じた通電制御を可能とすると共に、電源電圧が変動した場合でも、過昇温や昇温不足等を招くことなく、安定した状態で早期に目標温度へ昇温させることができる制御部一体型グロープラグとその通電制御方法を提供することを目的とする。

第１の発明は、内燃機関に設けられ、所定の抵抗温度係数を有する抵抗発熱体からなり、電源からの通電により発熱する発熱部と、エンジン制御装置から発信された駆動信号にしたがって、オンオフ駆動される半導体開閉素子を用いて、該発熱部への通電を開閉制御する制御部とを一体に設けた制御部一体型グロープラグであって、
上記抵抗発熱体に定格電力を超える過電力を供給することにより得られる昇温過渡における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第１の抵抗閾値とし、
上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けることにより得られる定常状態における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第２の抵抗閾値とし、
上記制御部が、少なくとも、上記抵抗発熱体の抵抗値を算出するプラグ抵抗検出手段と、
上記プラグ抵抗検出手段によって検出したプラグ抵抗と上記第１の抵抗閾値との比較により、上記抵抗発熱体へ定格電力を超える過電力を供給する昇温制御通電行程と、上記抵抗発熱体に供給する電力を上記過電力より低く、飽和電力より高い電力に抑制して供給する過昇温抑制制御通電行程との切換の要否を判定する第１の通電切換要否判定手段と、
上記プラグ抵抗検出手段によって検出した上記プラグ抵抗と上記第２の抵抗閾値との比較により、上記過昇温抑制制御通電行程と、上記抵抗発熱体に定格電力以下の電力を供給する安定制御通電行程との切換の要否を判定する第２の通電切換要否判定手段とを具備し、
上記飽和電力は、上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けて上記抵抗発熱体の温度及び抵抗値が飽和した状態において上記抵抗発熱体に供給されている電力であり、
上記第１の抵抗閾値は、上記昇温過渡において上記抵抗発熱体に印加される電圧値と上記目標温度とに基づいて算出される値であることを特徴とする制御部一体型グロープラグにある。

請求項２の発明では、上記第１の抵抗閾値は、上記電源の電圧に反比例して増減する抵抗閾値増減手段を具備する。

請求項３の発明では、上記プラグ抵抗検出手段として、上記半導体開閉素子の一部を利用してカレントミラー回路を構成して、上記抵抗発熱体に流れるプラグ電流を上記カレントミラー回路に流れるミラー電流として検出するプラグ電流検出手段と、上記抵抗発熱体に印加されるプラグ電圧を検出するプラグ電圧検出手段とを具備し、上記プラグ電流検出手段の検出結果と上記プラグ電圧検出手段の検出結果とから上記抵抗発熱体の抵抗値を算出する。

請求項４の発明では、上記プラグ抵抗検出手段として、数ｍＡ〜数１００ｍＡの微弱な電流を発生する定電流源と、上記半導体開閉素子がオフとなったときに上記定電流源から上記抵抗発熱体に微弱な電流を流したときに上記抵抗発熱体の両端の電位差を検出する電位差検出手段とを具備し、該電位差検出手段の検出結果から上記抵抗発熱体の抵抗値を算出する。

請求項５の発明は、内燃機関に設けられ、所定の抵抗温度係数を有する抵抗発熱体からなり、電源からの通電により発熱する発熱部と、エンジン制御装置から発信された駆動信号にしたがって、該発熱部への通電を開閉制御する制御部とを一体に設けた制御部一体型グロープラグの通電制御方法であって、
少なくとも、上記抵抗発熱体に定格電力を超える過電力を印加する昇温制御通電行程と、上記抵抗発熱体に供給する電力を上記過電力より低く、飽和電力より高い電力に抑制して供給する過昇温抑制制御通電行程と、
上記抵抗発熱体に定格電力以下の電力を供給する安定制御通電行程と、
上記抵抗発熱体に上記過電力を供給することにより得られる昇温過渡における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第１の抵抗閾値とし、上記抵抗発熱体の抵抗値と上記第１の抵抗閾値とを比較して、上記昇温制御通電行程と上記過昇温抑制制御通電行程との切換の要否を判定する第１の判定行程と、
上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けることにより得られる定常状態における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第２の抵抗閾値とし、上記抵抗発熱体の抵抗値と上記第２の抵抗閾値とを比較して、上記過昇温抑制制御通電から上記安定制御通電への切換の要否を判定する第２の判定行程とを具備し、
上記飽和電力は、上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けて上記抵抗発熱体の温度及び抵抗値が飽和した状態において上記抵抗発熱体に供給されている電力であり、
上記第１の抵抗閾値は、上記昇温過渡において上記抵抗発熱体に印加される電圧値と上記目標温度とに基づいて算出される値であることを特徴とする制御部一体型グロープラグの通電制御方法にある。

請求項６の発明では、上記第１の抵抗閾値は、上記電源の電圧が高いほど低く、上記電源電圧が低いほど高く設定する。

請求項１の発明によれば、制御部一体型グロープラグにおいて、上記抵抗発熱体の個体差があっても、上記プラグ抵抗検出手段によって検出された個々のプラグ抵抗に基づいて、上記昇温制御通電行程と上記過昇温抑制制御通電行程と上記安定制御通電行程とが切り換えられるので、過昇温による上記抵抗発熱体の破損を招くことなく、効率よく早期に発熱温度を目標値に到達し、速やかに安定維持する信頼性の高い制御部一体型グロープラグが実現可能となる。
しかも、本発明の制御部一体型グロープラグは、極めて簡易な構成であるため、搭載性にも優れている。

さらに、請求項２の発明によれば、電源電圧の変動があっても過昇温となったり、昇温不足となったりすることなく常に安定した発熱温度に発熱する信頼性の高い制御部一体型グロープラグが実現できる。

さらに、請求項３、又は、請求項４の発明によれば、上記抵抗発熱体への電力供給に損失を生じることなく正確にプラグ電流を検出することが可能となり、さらに信頼性の高い制御部一体型グロープラグが実現可能となる。

請求項５の発明によれば、制御部一体型グロープラグの温度を、過電力の印加により早期に目標温度に到達させることができる上に、過昇温を抑制し、早期に安定した温度に維持することができる。

請求項６の発明によれば、電源電圧の変動があっても過昇温となったり、昇温不足となったりすることなく常に制御部一体型グロープラグの温度を安定した状態に維持することができる。

本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグの概要を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグの概要を示し、（ａ）は、全体の縦断面図、（ｂ）は、上面図、（ｃ）は、発熱部として用いる金属抵抗発熱体の縦断面図、（ｄ）は、発熱部として用いるセラミック抵抗発熱体の縦断面図。 （ａ）は、定常状態における発熱抵抗体の温度特性を示す特性図、（ｂ）は、過渡昇温状態における発熱抵抗体の温度特性を示す特性図。 本発明の通電制御方法に用いられる閾値を決定する方法を示す特性図。 本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグの通電制御方法を示すフローチャート。 比較例と共に示す本発明の効果であって、（ｂ）は、電源電圧が高い場合のタイムチャート、（ｃ）は、標準的な電源電圧の場合のタイムチャート、（ｄ）は、電源電圧が低い場合のタイムチャート、（ｅ）は、比較例として示す、切換タイミングを固定した場合のタイムチャート。 比較例と共に示す本発明の効果であって、（ａ）は、電源電圧の変化に対する本発明の効果を示す特性図、（ｂ）は、比較例の問題点を特性図。 本発明の第２の実施形態における制御部一体型グロープラグの概要を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態にける制御部一体型グロープラグの概要を示すブロック図。 本発明の第４の実施形態にける制御部一体型グロープラグの概要を示すブロック図。

図１を参照して、本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグ３の構成概要について説明する。
本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグ３は、ディーゼルエンジンなどの内燃機関に設けられ、通電により発熱する抵抗発熱体からなる発熱部１と、発熱部１への通電を制御する制御部２とが一体的にエンジン（Ｅ／Ｇ）４の気筒毎に設けられ、エンジン始動時の着火性向上を図るべく混合気を予熱するプリグローや、エンジン始動後のアイドル回転数を安定させるべくアフターグロー等に用いられるものである。さらには、ＤＰＦ（ディーゼル・パティキュレイト・フィルタ）の再生時にエンジンに負荷をかける手段としてグロープラグを発熱させることもある。

グロープラグ１０は、略長軸状に形成され、所定の抵抗温度係数を有し、通電により発熱する抵抗発熱体からなる発熱部１と、これを内側に保持する略筒状のハウジング１４とによって構成されている。
さらに、ハウジング１４の基端側には、制御部２を収容するケーシング２８が形成され、さらに、外部に設けた図略の電源及びエンジン制御装置（ＥＣＵ）との接続を可能とする電源入力端子２２２、駆動信号入力端子２３２、自己診断信号出力端子２４２と、相手側に嵌合して端子電極２２２、２３２、２４２と図略の相手側の端子電極とを接続状態とするコネクタ２７が形成されている。

制御部２は、半導体開閉素子（ｐ−ＭＯＳ）２０１と、検出部（ＤＣＴ）２０２と駆動回路２０３と、第１の通電切換要否判定手段として設けた第１の判定部（ＯＰ_１）２０４と、第２の通電切換要否判定手段として設けた第２の判定部（ＯＰ_２）２０５、自己診断部（ＤＩＵ）２０６と、電流検出抵抗２０７（抵抗値Ｒ_２０７（Ω））、分圧抵抗２０８、２１２、抵抗２１３（それぞれ、抵抗値Ｒ_２０、Ｒ_２１２、Ｒ_２１３（Ω））と、定電圧源２０９（Ｖ_ＲＥＦ２）、入力信号調整部（ＩＰＣ）２１０と、出力信号調整部（ＯＰＣ）２１１と、によって構成されている。

ＩＰＣ２１０は、駆動信号入力端子２３２を介して入力された駆動信号ＳＩの波形を調整し、駆動回路２０３に伝達する。
駆動回路２０３は、出力Ｖ_ＯＵＴとして、駆動信号入力端子２３２を介して外部のＥＣＵから、エンジンＥ／Ｇ４の運転状況に応じて発信された駆動信号ＳＩにしたがって、ｐ−ＭＯＳ２０１をオンオフ駆動するための駆動電圧Ｖ_ＧＧを昇降させて、ｐ−ＭＯＳ２０１のゲート端子Ｇに印加する。

ｐ−ＭＯＳ２０１の開閉により、電源入力端子２２２を介して入力された電源電圧＋Ｂの発熱部１への入力と停止とを開閉制御して発熱部１の温度を所定の温度に維持する。
本実施形態において、半導体開閉素子（ｐ−ＭＯＳ）２０１には、ｐ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴが用いられ、ソースＳ側が電源入力端子２２２に接続され、ドレインＤ側が発熱部１に接続されている。
さらに、本実施形態においては、プラグ電流検出手段としてｐ−ＭＯＳ２０１には、内蔵する複数のトランジスタセルの一部を利用して電流検出手段としてカレントミラー回路が構成されており、ミラー電流Ｉ_ＧＰ／ｎをセンス端子ＳＥＮから取り出して、ＤＴＣ２０２に入力し、電流検出抵抗２０７（抵抗値Ｒ_２０７）を利用して、発熱部１に流れるプラグ電流Ｉ_ＧＰを算出するようになっている。
カレントミラー回路を利用してプラグ電流Ｉ_ＧＰを検出しているので、シャント抵抗を挿入する方法よりも発熱部１のエネルギ損失を抑制することができる。なお、本実施形態において、電流検出抵抗２０７は、定電圧源Ｖにプルアップされている。

さらに、ｐ−ＭＯＳ２０１のソース端子Ｓから発熱部１に印加されるプラグ電圧Ｖ_ＧＰとして、ドレイン電圧Ｖ_ＤＤをプラグ電流検出手段とプラグ電圧検出手段とプラグ抵抗検出手段とを兼ねて設けたＤＴＣ２０２に読み込んで、プラグ電流Ｉ_ＧＰとプラグ電圧Ｖ_ＧＰとから、発熱部１の抵抗値（プラグ抵抗）Ｒ_ＧＰを検出可能となっている。
このとき、制御部一体型グロープラグ３では、制御部２と発熱部１との配線距離が極めて短く、かつ制御部２のＧＮＤと発熱部１のＧＮＤが金属筐体１４と図略のエンジンブロック（４）とで電気的に接続されているため、ドレイン電圧Ｖ_ＤＤとプラグ電圧Ｖ_ＧＰと間で内部抵抗による電圧降下およびＧＮＤ配線による電圧降下がほとんどなく、精度良くプラグ電圧Ｖ_ＧＰを検出できる。
なお、本実施形態においては、半導体開閉素子２０１として、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることにより、発熱部１のハイサイドに制御部２を設けた場合でも、ＤＲＶ２０３の出力を昇圧する必要がないので回路構成を簡素化し、制御部一体型グロープラグ３の体格を小さくすることができる。

第１の判定部（ＯＰ_１）２０４は、ＤＴＣ２０２で検出したプラグ抵抗Ｒ_ＧＰと分圧抵抗２０８（Ｒ_２０８（Ω））とによって電源電圧＋Ｂ（ｖ）を分圧し、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰに反比例する入力電圧Ｖ_ＩＮ（＝Ｒ_２１３／（Ｒ_ＧＰ＋Ｒ_２１３）・Ｂ）を入力とし、分圧抵抗２０８、２１２によって、電源電圧＋Ｂを案分した電圧（＝Ｒ_２０８／（Ｒ_２０８＋Ｒ_２１２）・Ｂ）を第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１に比例する第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１として、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰについて第１の閾値判定し、その結果をＤＲＶ２０３にフィードバックするようになっている。

さらに、第２の判定部（ＯＰ_２）２０５は、定電圧源２０９の電圧を第２の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ２として、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰについて第２の閾値判定し、その結果をＤＲＶ２０３にフィードバックするようになっている。
このような構成とすることによって、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰの判定に用いる第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１を電源電圧＋Ｂの変動に対して反比例するように増減させたのと同じ効果を発揮させることが可能となる。

なお、具体的な、温度制御方法、第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１及び第２の電圧式位置Ｖ_ＲＥＦ２の選定方法、及び、閾値判定した結果をどのようにＤＲＶ２０３の駆動制御に利用するか等については、図３から図７を参照して後述する。
また、本実施形態においては、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰを検出するプラグ抵抗検出手段として、抵抗発熱体１の通電時に流れるプラグ電流Ｉ_ＧＰと抵抗発熱体１に印加されるプラグ電圧Ｖ_ＧＰ（ドレイン電圧Ｖ_ＤＤ）とから、プラグ抵抗ＲＧＰを算出する構成を例として説明したが、本発明において、プラグ抵抗検出手段を限定するものではなく、数ｍＡ〜数１００ｍＡ程度の微弱な電流を発生する定電流源を設けて、ｐ−ＭＯＳ２０１がオフとなったときに、抵抗発熱体１に発熱しない極微弱な電流を流し、そのとき電位差検出手段（例えば、オペアンプ、コンパレータ等）によって検出される抵抗発熱体１の両端の電位差の検出結果と定電流源から入力された微弱な電流値とから、プラグ抵抗Ｒ_ＧＰを検出するようにしても良い。

ＤＩＵ２０６は、ＯＰ_１２０４及びＯＰ_２２０５の出力結果から異常の有無を判定し、自己診断信号ＤＩを発信する。
ＯＰＣ２１１は、ＤＩＵ２０６で形成された自己診断信号ＤＩの波形調整をして、自己診断信号出力端子２４２を介して外部に設けた図略のＥＣＵに発信する。

図２を参照して、本発明の制御部一体型グロープラグ３の構造的特徴について説明する。なお、本図（ａ）は、本実施形態における制御部一体型グロープラグ３の縦断面図、（ｂ）は、上面図、（ｃ）は、メタルヒータ１の縦断面図、（ｄ）は、セラミックヒータ１ａの縦断面図。
制御部一体型グロープラグ３の先端には、ハウジング１４を介して、略円柱状に形成された発熱部１が保持固定されている。
本発明において、発熱部１を構成する抵抗発熱体は、本図（ｃ）に示すようないわゆる、メタルヒータ１を用いても良いし、本図（ｄ）に示すような、いわゆるセラミックヒータ１ａを用いても良い。

メタルヒータ１は、基端側が開口し先端側が閉塞する略有底筒状の金属製保護管１００の内側に、金属抵抗線コイルからなる発熱コイル１０２と制御コイル１０３とが直列に接続され、マグネシア粉末等の絶縁材料１１と共に収容され、発熱コイル１０２の先端側で、金属製保護管１００に電気的に接続され、制御コイル１０３の基端側で、制御部２との導通を図る入力端子１２が接続されている。 発熱コイル１０２及び制御コイル１０３には、例えば、Ｆｅ−Ｃｒ合金、Ｎｉ−Ｃｒ合金等の公知の抵抗材料が用いられ所定の比抵抗となるように形成されている。

セラミックヒータ１ａは、略Ｕ字形に形成されたセラミック抵抗体１０２ａと、セラミック抵抗体１０２ａと外部との導通を図る一対のリード部１０１ａ、１３ａと、これらを覆い略柱状に形成された絶縁体１１ａとによって構成され、セラミック抵抗体１０２ａの一方の端部に接続されたリード部１０１ａの一端が絶縁体１１ａの側面方向に引き出され、接地端子１００ａが形成され、セラミック抵抗体１０２ａの他方の端部に接続されたリード部１０３ａの先端が、絶縁体１１ａの基端部に引き出され、入力端子１０４ａが形成され、入力端子１０４ａは、入力端子金具１２ａを介して制御部２との導通が図られている。セラミック抵抗体１０２ａには、例えば、窒化硅素、二硅化モリブデン等の導電性セラミック材料が用いられている。
また、リード部１０１ａ、１０３ａには、タングステンなどの耐熱性金属材料が用いられている。絶縁体１１ａには、窒化硅素等の絶縁性セラミック材料が用いられている。

メタルヒータ１又はセラミックヒータ１ａは、略筒状のハウジング１４の先端に設けた筒状部１４１に保持・固定されている。
ハウジング１４は、例えば、ＳＵＳ等の金属材料からなり、略筒状に形成され、発熱部挿入孔１３１の内側にメタルヒータ１又はセラミックヒータ１ａを保持、固定すると共に、金属製保護管１００、又は、接地端子１００ａと電気的に接続され、発熱部１の一端を接地状態としている。
メタルヒータ１の場合、金属保護管１００とハウジング１４の先端の筒状部部１４１とは、レーザ溶接、ロウ付け、ネジ締め等の公知の方法によって、互いに固定されている。
セラミックヒータ１ａの場合、絶縁体１００ａとハウジング１４の先端の筒状部１４１とは、嵌め合い、及び、ロウ付け等公知の方法によって固定されている。
なお、ハウジング１４の先端の筒状部は、ハウジング１４と一体に設けても良いし、別部材によって形成しても良い。

ハウジング１４の先端側外周には、機関の燃焼室に螺結するためのネジ部１４２が形成され、基端側に設けた六角部１４３によって締め付け固定される。
ハウジング１４の基端部１４４には、内側に制御部２を構成するＩＣパッケージを収容する略筒状のケーシング２８が固定されている。

本図（ａ）に示すように、電極金具２２２、２３２、２４２は、それぞれ、制御部２の電源入力端子（+Ｂ）、駆動信号入力端子（ＳＩ）、自己診断信号出力端子（ＤＩ）と接続されている。
さらに、制御部２のドレイン端子ＶＤＤは、発熱部１、１ａに接続され、ＧＮＤは、ハウジング１４を介してエンジンに接地状態となっている。

本実施形態において、図１に示したように回路構成された制御部２のｐ−ＭＯＳ２０１、ＤＲＶ２０２、ＤＴＣ２０３、ＯＰ_１２０４、ＯＰ_２２０５、ＤＩＵ２０６、ＩＰＣ２１０、ＯＰＣ２１１等を、エポキシ樹脂等により、一体的にパッケージ内に収容し、パッケージの外部にリードフレームを引き出して、電源入力端子＋Ｂ、駆動信号入力端子ＳＩ、自己診断信号出力端子ＤＩ、ソー出力端子（ＶＤＤ）、接地端子ＧＮＤが形成してある。なお、本図においては、制御部２を、いわゆるＤＩＰ型のパッケージで表しているが、本発明において、制御部２のパッケージ構造を限定するものではなく、いわゆるＳＩＰ型その他の公知のＩＣパッケージに用いられる構造を適宜採用し得るものである。

ここで、図３を参照して本発明の制御部一体型グロープラグ３に用いられる発熱部（メタルヒータ１、又は、セラミックヒータ１ａ）の温度特性について説明する。
本図（ａ）は、定常状態、すなわち、発熱体にある電力を印加して、ある時間経過後にヒータ温度と抵抗値が飽和した状態におけるヒータ温度と発熱体の抵抗値との関係を示し、本図（ｂ）は、昇温過渡におけるヒータ温度と発熱体の抵抗値との関係を示す特性図である。
電気抵抗式の発熱体においては、通電開始直後の昇温過渡においては、発熱体に定格電力を超える過電力を印加して、目標温度への早期の到達を図っている。
エンジンの限られた空間に搭載して用いられるグロープラグにおいては、熱電対や温度センサ等の温度検出手段を設けて発熱部の温度を制御するのが困難であるため、発熱体の抵抗値を検出して目標温度に到達したか否かを判断し、温度制御している。

ところが、発熱体の発熱部中心からその周辺へ熱が伝わるときにはその熱容量や熱伝導などにより遅れが発生するため、本図（ａ）に示すように定常状態における発熱体の抵抗温度特性と、本図（ｂ）に示す昇温過渡における発熱体の抵抗温度特性とが異なる。
しかも、自動車エンジン等においては、始動時に用いられる電源として、限られた容量のバッテリが用いられるため、外気温等の環境変化や、充電状況により、バッテリ容量に変動を生じ、グロープラグに印加される電圧も変動する。
このため、発熱体の抵抗温度特性は、定常状態か、昇温過渡かによる通電時期の違いだけでなく、電源電圧の変動によっても変化する。
例えば、目標温度Ｔ_ＴＲＧを１２３０℃としたとき、本図（ａ）に示すように、定常状態においては、Ｒ_２は１．３Ωで一定である

また、昇温過渡においては、目標温度Ｔ_ＴＲＧを同じ１２３０℃としたとき、本図（ｂ）に示すように、電源電圧が１１ｖのときには、対応する発熱体の抵抗値Ｒ_１Ｍは１．１Ωであるが、電源電圧が１４ｖとなったときには、対応する発熱体の抵抗値Ｒ_１Ｈは１．０６Ωとなり、電源電圧９ｖとなったときには、対応する発熱体の抵抗値Ｒ_１Ｌは１．２Ωとなる。
このため、従来のように、通電開始から一定時間経過するまで、又は、目標温度（Ｔ_ＴＲＧ）を代表する目標抵抗値に達するまでは、定格電力を超える過電力供給、又は、１００％デューティで通電し、一定温度に到達した後は、供給する電力をＰＷＭ制御やオンオフ制御等によって抑制して、発熱温度を早期に安定化しようとした場合に、昇温過渡において、電源電圧の違いにより、本図（ｂ）に示すように、印加電圧が高いと発熱体の抵抗値は、標準的な電圧が印加されたときの目標温度における抵抗値よりも低く検出されため、過電力が供給され続け過昇温を招く虞がある。
それとは逆に、電源電圧が低下したときには、目標温度に到達する前であっても、一定時間経過後に、昇温過渡制御から定常制御に切り換えられると、目標温度に到達するまでの時間が長くなったり、目標温度に到達できなくなったりする虞がある。

そこで、本発明においては、図３に示した定常状態における温度特性と、昇温過渡における温度特性とから、目標温度Ｔ_ＴＲＧにおける発熱体の抵抗値と電源電圧の変化との関係から、図４に実線で示すような昇温過渡における電源電圧の変化に対応する第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１を与える第１の抵抗閾値曲線をマップデータとして記憶させ、電源電圧＋Ｂの変動に応じて、昇温過渡における第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１を選択し、ＤＴＣ２０２で算出されたプラグ抵抗Ｒ_ＧＰを、ＯＰ_１２０４において、第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１との比較を行い、その結果をＤＲＶ２０３にフィードバックさせ、過昇温を抑制すべく、定格を超える電圧を印加する過電力供給制御から、過昇温抑制制御に切換え、さらに、ＯＰ_２２０５において、第２の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ２との比較を行い、目標温度に到達したと判定されたら、温度の維持安定化を図るべく、その結果をＤＲＶ２０３へフィードバックして、温度維持制御への切換えを行う。
図４に示すように、電源電圧＋Ｂが高いほど第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１は、低くなるように設定される。
また、第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１を電源電圧＋Ｂの変化に連動して変化するよう、電源電圧＋Ｂを分圧抵抗２０８、２１２によって案分して発生させるようにしても良い。

ここで、図５を参照して本発明の第１の実施形態における制御部一体型グロープラグ３の通電制御方法について説明する。
ステップＳ１００の駆動開始判定行程では、ＥＣＵから機関Ｅ／Ｇ４の運転状況に応じてＣＭＧＰ３に発信される駆動信号ＳＩの有無を検出して、始動制御の要否を判定する。

駆動信号ＳＩが発信されている場合には、判定Ｙｅｓとなり、ステップＳ１１０の電流、電圧読込行程に進み、駆動信号ＳＩが発信されていない場合には、判定Ｎｏとなり、ステップＳ１７０の通電制御終了行程に進む。
ステップＳ１７０の通電制御終了行程では、グロープラグ１０への通電を停止し、本発明の制御部一体型グロープラグの通電制御が完了する。

ステップＳ１１０の電流、電圧読込行程では、検出部ＤＴＣ２０２によって、グロープラグ１０に流れるプラグ電流Ｉ_ＧＰ及びグロープラグ１０に印加されるプラグ電圧Ｖ_ＧＰとして、ドレイン電圧Ｖ_ＤＤを検出し、抵抗値Ｒ_ＧＰ（Ｖ_ＧＰ／Ｉ_ＧＰ）を算出し、又は、抵抗値Ｒ_ＧＰに反比例する出力電圧Ｖ_ＩＮを出力する。

次いでステップＳ１２０の第１の判定行程に進み、ステップＳ１２０の第１の判定行程では、ステップＳ１１０の電流、電圧読込行程で読み込まれたプラグ電流Ｉ_ＧＰ及びプラグ電圧Ｖ_ＧＰに基づいて、第１の判定として、グロープラグ１０の抵抗値Ｒ_ＧＰが、所定の第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１より大きくなっているか否か（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１より低くなっているか否か）が判定される。
このとき、電源電圧＋Ｂが高い場合には、それに連動して、図４に示したように、第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１が低くなるので、（又は、第１の閾値電圧Ｖ_ＲＥＦ１が高くなるので）、より早期にステップＳ１４０の第２の判定行程に進み、電源電圧＋Ｂが低い場合には、それに連動して、図４に示したように、第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１が高くなるので、（又は、第１の閾値電圧Ｖ_ＲＥＦ１が低くなるので）、ステップＳ１３０の昇温制御通電を維持する期間が長くなる。

ステップＳ１２０の第１の判定行程において、グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１以下の場合には、（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１以上の場合には、）判定Ｎｏとなり、ステップＳ１３０の昇温制御通電行程に進む。
ステップＳ１３０の昇温制御行程では、抵抗発熱体１に定格電力を超える過電力を印加する昇温時負荷条件Ｄ_０として、例えば、１００％デューティでグロープラグ１０への通電を行う昇温制御通電を実施し、ステップＳ１００に戻る。

ステップ１２０の第１の判定行程において、グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１より大きくなるまで（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１より低くなるまで）、ステップＳ１００からステップＳ１３０のループが繰り替えされ、昇温制御通電が維持され、グロープラグ１０の温度が上昇する。
ステップ１２０の第１の判定行程において、グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第１の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ１より大きくなると（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第１の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１より低くなると）、判定Ｙｅｓとなり、ステップＳ１４０の第２の判定行程に進む。

ステップＳ１４０の第２の判定行程では、ステップＳ１１０で読み込まれた抵抗値Ｒが所定の第２の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ２より大きいか否か（又は、出力電圧ＶＩＮが所定の第２の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ２より低いか否か）が判定される。

グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第２の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ２以下の場合には、（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第２の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ２以上の場合には、）判定Ｎｏとなり、ステップＳ１５０の過昇温抑制制御通電行程に進む。
ステップＳ１５０の過昇温抑制制御行程では、抵抗発熱体１に供給する電力を過電力より低く、飽和電力より高い電力に抑制して供給する過昇温抑制時負荷条件Ｄ_１として、例えば、８０％デューティのＰＷＭ制御によってグロープラグ１０への通電を行う過昇温抑制制御通電を実施し、ステップＳ１００に戻る。

ステップＳ１４０の第２の判定行程において、グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第２の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ２より大きくなるまで（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第２の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ２より低くなるまで）、ステップＳ１００からステップＳ１５０のループが繰り替えされ、過昇温抑制制御通電が維持され、グロープラグ１０の温度が過昇温とならないよう供給電力を抑制した状態で温度上昇する。
次いで、ステップＳ１４０の第２の判定行程において、グロープラグ１０の抵抗値Ｒが所定の第２の抵抗閾値Ｒ_ＲＥＦ２より大きくなると（又は、検出電圧Ｖ_ＩＮが所定の第２の電圧閾値Ｖ_ＲＥＦ１より低くなると）、判定Ｙｅｓとなり、ステップＳ１６０の安定制御通電行程に進む。

ステップＳ１６０の安定制御通電行程では、抵抗発熱体１に定格電力以下の電力を供給する安定制御時負荷条件Ｄ_２として、例えば、５０％デューティのＰＷＭ制御によってグロープラグ１０への通電を行う安定制御通電を実施し、ステップＳ１００に戻る。
駆動信号ＳＩが停止し、ステップＳ１００において、通電終了判定されるまで、ステップＳ１００からステップＳ１６０のループが繰り返され、グロープラグ１０の温度が一定に維持される。

なお、ステップＳ１２０の第１の判定、及び、ステップＳ１４０の第２の判定においては、プラグ電流Ｉ_ＧＰ及びプラグ電圧Ｖ_ＧＰをＡ／Ｄ変換し、抵抗値Ｒを算出して、それをＣＰＵなどによって閾値判定するようにしても良いし、電圧値として読み込まれたプラグ電流Ｉ_ＧＰ及びプラグ電圧Ｖ_ＧＰと閾値電圧ＶＲ_ＥＦ１、Ｖ_ＲＥＦ２とを図１に示したようなアナログロジックによって判定するようにしても良い。

ここで、図６、図７を参照して、本発明の効果について比較例と共に説明する。
本図（ａ）に示すように、駆動信号ＳＩが入力されると、これに同期して、上述の制御フローにしたがってグロープラグへの通電が開始され、電源電圧が高い場合には、実施例１として、本図（ｂ）に示すように、実施例２として本図（ｃ）に示す電源電圧が標準的な電圧の場合に比べて、より早いタイミングで、昇温制御（Ｄ_０）から過昇温抑制制御（Ｄ_１）、過昇温抑制制御（Ｄ_１）から安定制御（Ｄ_２）への切換が行われ、電源電圧が低い場合には、実施例３として、本図（ｄ）に示すように、実施例２として本図（ｃ）に示す電源電圧が標準的な電圧の場合に比べて、より遅いタイミングで、昇温制御（Ｄ_０）から過昇温抑制制御（Ｄ_１）、過昇温抑制制御（Ｄ_１）から安定制御（Ｄ_２）への切換が行われる。
一方、比較例として、本図（ｅ）に示す従来の制御方法では、電源電圧の変動によらず、一定期間経過する度に、昇温制御（Ｄ_０）から過昇温抑制制御（Ｄ_１）、過昇温抑制制御（Ｄ_１）から安定制御（Ｄ_２）への切換が行われる。

図７（ａ）は、本実施形態において、電圧変動が起こった場合の抵抗値の経時変化を示す。本図（ａ）に示すように、電圧上昇時には、目標抵抗値が引き下げられ、電圧低下時には、目標抵抗値が引き上げられるので、結果的に電源電圧が如何様に変動しようとも常に一定昇温速度及び目標温度に維持できるようになる。
一方、図７（ｂ）に示すように、比較例においては、電源電圧が標準的な電圧の場合には、本発明の実施形態と同様の抵抗値変化を示し、本実施形態と同様の温度制御を実施できるが、電源電圧が上昇した場合には、目標温度に到達した後も昇温制御が継続し、オーバーシュートとなり、断線を引き起こす虞があり、電源電圧低下時には、目標抵抗値に到達する前に、過昇温抑制制御に切り換えられ目標温度に到達できない虞がある。

図８を参照して本発明の第２の実施形態における制御部一体型グロープラグ３ａの構成概要について説明する。なお、上記実施形態と同様の構成については同じ符号を付したので説明を省略し、相違する点についてのみ説明する。
上記実施形態においては、ＯＰ_１２０４の第１の閾値電圧Ｖ_ＲＥＦ１を電源電圧＋Ｂを分圧抵抗２０８、２１２によって分圧して電源電圧＋Ｂの変動に連動するように発生させた例を示したが、本実施形態においては、抵抗閾値増減手段として、ＤＴＣ２０２ａで検出されたＶ_ＧＰから電源電圧＋Ｂを算出し、その値を基に、図４に示したマップに従うように、異なる抵抗値（Ｒ_１１、Ｒ_１２、・・・Ｒ_ｎ）を介して発生させた、第１の閾値電圧Ｖ_ＲＥＦ１を選択し、第１の判定を実施するようにした点が相違する。
本実施形態においても第１の実施形態と同様グにロープラグの発熱部１と通電制御部２とを一体化し、それぞれの固有の抵抗値Ｒ_ＧＰに応じた通電制御を可能とすると共に、電源電圧＋Ｂが変動した場合でも、過昇温や昇温不足等を招くことなく、安定した状態で早期に目標温度へ昇温させることができる。

図９を参照して、本発明の第３の実施形態における制御部一体型グロープラグ３ｂについて説明する。
上記実施形態においては、半導体開閉素子として、ｐチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２０１を用い、発熱部１のハイサイドに設けた例を示したが、本実施形態においては、半導体開閉素子として、ｎチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ（ｎ―ＭＯＳ）２０１ｂを用いた点が相違する。
ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴのデメリットとして、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗が大きく、僅かながらスイッチング速度が遅くなる虞がある。
そこで、搭載スペースに余裕があるエンジンに設ける場合には、本実施形態のように、半導体開閉素子として、ｎチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２０１ｂを使用しても良い。
ｎ―ＭＯＳ２０１ｂを用いた場合、ｐ―ＭＯＳ２０１に比べてオン抵抗が低く、電力損失の低減を図ることができる。

しかし、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを発熱部１のハイサイドに設けた場合、ｎ―ＭＯＳ２０１ｂがオンするときに、ゲート電圧Ｖ_ＤＤをソース電圧Ｖ_ＳＳより高くする必要があり、ソース電圧Ｖ_ＳＳは、電源電圧＋Ｂにほぼ等しく、ゲート電圧Ｖ_ＧＧを電源電圧＋Ｂ以上の高い電圧とするために、ＤＲＶ２０３ｂの出力をチャージポンプ等によって昇圧することになる。
したがって、本実施形態の制御部一体型グロープラグ３ｂの体格が大きくなる虞があり、搭載スペースが充分でないエンジンには不向きだが、エンジンの搭載スペースに余裕がある場合に効果的である。

なお、本図においては、ＤＲＶ２０３ｂ内に複数のコンデンサとダイオードとを組み合わせた典型的なチャージポンプを設けた例を示したが、コンデンサの大きさによっては、ＤＲＶ２０３ｂの外部に設けても良い。
また、本実施形態において、ゲート電圧Ｖ_ＧＧの昇圧手段は、チャージポンプに限るものではなく、ケーシング２８内に収容可能であれば、いわゆるチョッパー型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバックトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ等公知の昇圧手段を適宜採用し得る。
本実施形態においても第１の実施形態と同様グにロープラグの発熱部１と通電制御部２とを一体化し、それぞれの固有の抵抗値Ｒ_ＧＰに応じた通電制御を可能とすると共に、電源電圧＋Ｂが変動した場合でも、過昇温や昇温不足等を招くことなく、安定した状態で早期に目標温度へ昇温させることができる。

図１０を参照して、本発明の第４の実施形態における制御部一体型グロープラグ３ｃについて説明する。
上記実施形態においては、半導体開閉素子として、ｎチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２０１ｂを用い、発熱部１のハイサイドに設けた例を示したが、本実施形態においては、半導体開閉素子として、ｎチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ（ｎ―ＭＯＳ）２０１ｃを用い、発熱部１のローサイドに設けた点が相違する。
このような構成とすることにより、上記第１の実施形態と同様、ドライバ２０３ｃにチャージポンプ等の昇圧回路を設ける必要がなく、全体の体格を小さくできる。加えて、ｎ―ＭＯＳ２０１ｃの応答性の高さを享受できる。
ただし、発熱部１ｃをエンジン４に対して絶縁状態で固定することになるので、この点を配慮して、発熱部１ｃの接地側を制御部２ｃに接地端子を設けて接続する必要がある。
本実施形態においても第１の実施形態と同様グにロープラグの発熱部１ｃと通電制御部２ｃとを一体化し、それぞれの固有の抵抗値Ｒ_ＧＰに応じた通電制御を可能とすると共に、電源電圧＋Ｂが変動した場合でも、過昇温や昇温不足等を招くことなく、安定した状態で早期に目標温度へ昇温させることができる。

１ 発熱部
１０ グロープラグ
１４ ハウジング
２ 制御部
２０１ 半導体開閉素子
２０２ 電流、電圧検出手段
２０３ 半導体駆動回路
２０４ 第１の判定部
２０５ 第２の判定部
２０６ 自己診断装置
２０７ 電流検出抵抗
２０８、２０９、２１２、２１４ 分圧抵抗
２１０ 駆動信号入力調整回路
２１１ 自己診断信号出力調整回路
２２２ 電源入力端子
２３２ 駆動信号入力端子
２４２ 自己診断信号出力端子
２７ コネクタ
２８ ケーシング
３ 制御部一体型グロープラグ
ＳＩ 駆動信号
ＤＩ 自己診断信号
Ｓ１１０ 電流、電圧読込行程
Ｓ１７０ 通電制御終了行程
Ｓ１２０ 第１の判定行程
Ｓ１３０ 昇温制御通電
Ｓ１４０ 第２の判定行程
Ｓ１５０ 過昇温抑制制御通電行程
Ｓ１６０ 安定制御通電行程

特開２００４−４４５８０号公報

Claims (6)

1. 内燃機関に設けられ、所定の抵抗温度係数を有する抵抗発熱体からなり、電源からの通電により発熱する発熱部と、エンジン制御装置から発信された駆動信号にしたがって、オンオフ駆動される半導体開閉素子を用いて、該発熱部への通電を開閉制御する制御部とを一体に設けた制御部一体型グロープラグであって、
   上記抵抗発熱体に定格電力を超える過電力を供給することにより得られる昇温過渡における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第１の抵抗閾値とし、
   上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けることにより得られる定常状態における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第２の抵抗閾値とし、
   上記制御部が、少なくとも、上記抵抗発熱体の抵抗値を算出するプラグ抵抗検出手段と、
   上記プラグ抵抗検出手段によって検出したプラグ抵抗と上記第１の抵抗閾値との比較により、上記抵抗発熱体へ定格電力を超える過電力を供給する昇温制御通電行程と、上記抵抗発熱体に供給する電力を上記過電力より低く、飽和電力より高い電力に抑制して供給する過昇温抑制制御通電行程との切換の要否を判定する第１の通電切換要否判定手段と、
   上記プラグ抵抗検出手段によって検出した上記プラグ抵抗と上記第２の抵抗閾値との比較により、上記過昇温抑制制御通電行程と、上記抵抗発熱体に定格電力以下の電力を供給する安定制御通電行程との切換の要否を判定する第２の通電切換要否判定手段とを具備し、
   上記飽和電力は、上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けて上記抵抗発熱体の温度及び抵抗値が飽和した状態において上記抵抗発熱体に供給されている電力であり、
   上記第１の抵抗閾値は、上記昇温過渡において上記抵抗発熱体に印加される電圧値と上記目標温度とに基づいて算出される値であることを特徴とする制御部一体型グロープラグ。
2. 上記第１の抵抗閾値は、上記電源の電圧に反比例して増減する抵抗閾値増減手段を具備する請求項１に記載の制御部一体型グロープラグ。
3. 上記プラグ抵抗検出手段として、上記半導体開閉素子の一部を利用してカレントミラー回路を構成して、上記抵抗発熱体に流れるプラグ電流を上記カレントミラー回路に流れるミラー電流として検出するプラグ電流検出手段と、上記抵抗発熱体に印加されるプラグ電圧を検出するプラグ電圧検出手段とを具備し、上記プラグ電流検出手段の検出結果と上記プラグ電圧検出手段の検出結果とから上記抵抗発熱体の抵抗値を算出するよう構成されている請求項１又は２に記載の制御部一体型グロープラグ。
4. 上記プラグ抵抗検出手段として、数ｍＡ〜数１００ｍＡの微弱な電流を発生する定電流源と、上記半導体開閉素子がオフとなったときに上記定電流源から上記抵抗発熱体に微弱な電流を流したときに上記抵抗発熱体の両端の電位差を検出する電位差検出手段とを具備し、該電位差検出手段の検出結果から上記抵抗発熱体の抵抗値を算出するよう構成されている請求項１又は２に記載の制御部一体型グロープラグ。
5. 内燃機関に設けられ、所定の抵抗温度係数を有する抵抗発熱体からなり、電源からの通電により発熱する発熱部と、エンジン制御装置から発信された駆動信号にしたがって、該発熱部への通電を開閉制御する制御部とを一体に設けた制御部一体型グロープラグの通電制御方法であって、
   少なくとも、上記抵抗発熱体に定格電力を超える過電力を印加する昇温制御通電行程と、上記抵抗発熱体に供給する電力を上記過電力より低く、飽和電力より高い電力に抑制して供給する過昇温抑制制御通電行程と、
   上記抵抗発熱体に定格電力以下の電力を供給する安定制御通電行程と、
   上記抵抗発熱体に上記過電力を供給することにより得られる昇温過渡における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第１の抵抗閾値とし、上記抵抗発熱体の抵抗値と上記第１の抵抗閾値とを比較して、上記昇温制御通電行程と上記過昇温抑制制御通電行程との切換の要否を判定する第１の判定行程と、
   上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けることにより得られる定常状態における目標温度に対応する上記抵抗発熱体の目標抵抗値を第２の抵抗閾値とし、上記抵抗発熱体の抵抗値と上記第２の抵抗閾値とを比較して、上記過昇温抑制制御通電から上記安定制御通電への切換の要否を判定する第２の判定行程とを具備し、
   上記飽和電力は、上記抵抗発熱体に定格電力を供給し続けて上記抵抗発熱体の温度及び抵抗値が飽和した状態において上記抵抗発熱体に供給されている電力であり、
   上記第１の抵抗閾値は、上記昇温過渡において上記抵抗発熱体に印加される電圧値と上記目標温度とに基づいて算出される値であることを特徴とする制御部一体型グロープラグの通電制御方法。
6. 上記第１の抵抗閾値は、上記電源の電圧が高いほど低く、上記電源の電圧が低いほど高く設定する請求項５に記載の制御部一体型グロープラグの通電制御方法。

Images