JP4064295B2 - グロープラグの制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディーゼルエンジン予熱用等に使用されるグロープラグに関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記のようなグロープラグは抵抗発熱ヒータを用いるものが一般的である。このグロープラグは、上記抵抗発熱ヒータを主体金具に取り付けて構成され、主体金具の外周面に形成されたねじ部により、抵抗発熱ヒータ先端の発熱部が燃焼室内に位置するように、ディーゼルエンジンのエンジンブロックに取り付けて使用される。抵抗発熱ヒータは、正の抵抗温度係数を有する発熱体（抵抗発熱金属線や導電性セラミックからなる）を有し、通電されることにより、電気抵抗率が温度上昇とともに増大する。例えば一定の電源電圧にて抵抗発熱ヒータへの通電を開始すると、通電初期においては発熱体の温度が低く抵抗も低いため、比較的大きな電流が流れるが、発熱体の温度上昇とともに電気抵抗率が増大し、電流増加は次第に抑制される。そして、発熱体の温度分布が平衡状態に近づくとヒータの抵抗も略一定の値となり、ヒータ温度が飽和する。
【０００３】
しかし、実際のグロープラグの使用環境下においては、エンジン始動されると、燃焼噴霧やスワールなどの外的な要因により、ヒータの、燃焼室内に位置する発熱部が冷却される。発熱部が冷却されるとヒータの抵抗が減少し、電流変動を生ずる。ヒータの発熱量は電流の２乗に比例して増加するので、安定な発熱状態を得るには、ヒータの抵抗変化をなるべく抑制することが重要となる。具体的には、抵抗が一定の範囲内に維持されるように、ヒータへの投入電力を、抵抗の目標値に対する現在の抵抗発熱ヒータの抵抗値の変化量に応じて調整する制御方式を採用することができる（以下、このような制御方式を抵抗制御方式という）。なお、ヒータの抵抗を一定の範囲内に維持させ、ヒータの発熱状態を安定化させることは、エンジンの始動性向上と、エミッション低減に有効に作用するため、重要な意味を持つ。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
抵抗制御方式は、ヒータ温度が飽和した状態では外乱等に対する安定性に非常に優れているが、ヒータ温度が飽和していない状態、つまり、通電開始後の昇温過渡期にも適用すると、次のような問題を生じやすい。すなわち、昇温過渡期においてはヒータの温度が低いため、抵抗も低い。抵抗制御方式の適用を前提に考えると、ヒータ抵抗が低いということは、飽和温度において維持すべき抵抗の目標値からの隔たりが大きいことを意味するから、抵抗を目標値に早く近づけようとして、より大きな電力が投入され、ヒータの昇温が加速される。しかし、ヒータの昇温が十分に進んでいない低抵抗状態では、本来的に大電流が流れやすい状態であるから、このような抵抗制御を行なうと昇温が急激に進みすぎ、目標飽和温度からのオーバーシュートがひどくなって、ヒータの寿命低下や断線あるいはシーズチューブ溶損といった不具合を生じやすくなる。
【０００５】
本発明の課題は、抵抗制御方式により抵抗発熱ヒータの通電制御を行なうとともに、抵抗発熱ヒータの温度が飽和する前の昇温過渡期においてもヒータ温度の過度のオーバーシュートを生じにくいグロープラグの制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明のグロープラグの制御装置の第一は、
グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って過渡制御モードによる制御期間を設け、
過渡制御モードによる制御期間中の抵抗発熱ヒータへの積算電力量が、該過渡制御モードによる制御期間を定常制御モードによる通電期間に置き換えて動作させたときに見込まれる該通電期間の積算電力量よりも低く設定されることを特徴とする。
【０００７】
定常制御モードは、抵抗発熱ヒータの抵抗を設定範囲内に維持するためのモード、つまり、抵抗制御方式による制御モードである。本発明の第一においては、抵抗制御方式による定常制御モードに入る前、つまり、ヒータの温度（あるいは抵抗）が飽和する前の昇温過渡期に、上記の過渡制御モードを適用する。この過渡制御モードによると、昇温過渡期にヒータに投入される積算電力量が、定常制御モードに置き換えて制御を行なったときの積算電力量よりも低く設定される結果、ヒータ温度のオーバーシュートを効果的に抑制することができる。
なお、本発明では、定常制御モードにおいて抵抗発熱ヒータは、該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの差分に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御される。これにより、抵抗発熱ヒータの抵抗値を、実測値と目標値との比較に基づいて安定に制御することができる。
【０００８】
また、本発明のグロープラグの制御装置の第二は、
グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って過渡制御モードによる制御期間を設け、
該過渡制御モードは、抵抗発熱ヒータへの通電が許容される通電許容期間と、該通電許容期間よりも通電が制限される通電制限期間との組合せにより制御を行なうものであり、過渡制御モードによる制御期間中の通電許容期間の比率を、抵抗発熱ヒータの抵抗とは無関係に、抵抗発熱ヒータの受電電圧に応じて定めることを特徴とする。
【０００９】
抵抗発熱ヒータは、温度が飽和した状態では、発熱体の抵抗率の偏りは小さい。しかし、昇温過渡期においては、発熱体の周囲を覆う絶縁基材との温度差により、発熱体表面近傍の温度が低くなりやすく、抵抗率分布も一様でない。従って、抵抗制御方式適用の前提となるヒータ抵抗の検出精度も低下し、制御の不安定化によるオーバーシュート等がより生じやすくなると考えられる。そこで、本発明の第二においては、過渡制御モードを、抵抗発熱ヒータへの通電が許容される通電許容期間と、該通電許容期間よりも通電が制限される通電制限期間との組合せ（通電許容期間がゼロとなってもよい）による制御モードとし、該過渡制御モードによる制御期間中の通電許容期間の比率を、抵抗発熱ヒータの抵抗とは無関係に、抵抗発熱ヒータの受電電圧に応じて定める。このようにすると、昇温過渡期における精度の低い抵抗測定値が、ヒータの電力調整のパラメータとして使用されなくなる。そして、過渡制御モード制御期間中の通電許容期間の比率を、抵抗発熱ヒータの受電電圧に応じた適当な値に（例えば一義的に）定めることにより、昇温過渡期におけるヒータ温度のオーバーシュートを効果的に抑制することができる。また、過渡制御モード期間中に受電電圧が変動したとしても、これにかかわらず抵抗発熱ヒータに適正な電力を供給でき、抵抗発熱ヒータを所望の条件で発熱させることができる。
【００１０】
なお、ヒータ通電をＦＥＴ等のスイッチング素子を用いてスイッチング制御する場合は、通電許容期間は、ＯＮ状態となったスイッチング素子を介してヒータに受電電圧が印加される期間とし、通電制限期間は、ＯＦＦ状態となったスイッチング素子により受電電圧の印加が遮断された期間とすることができる。
【００１１】
次に、また、本発明のグロープラグの制御装置の第三は、
グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って、抵抗発熱ヒータの過昇を防止するための過渡制御モードによる制御期間を設け、
定常制御モードによる通電制御時の抵抗発熱ヒータの抵抗目標値をＲ０とし、過渡制御モードによる制御期間終了時の抵抗発熱ヒータの抵抗をＲ１とし、δＲ＝Ｒ０−Ｒ１としたとき、δＲ／Ｒ０が±３０％の範囲内に収まるものとされていることを特徴とする。
【００１２】
この構成においても定常制御モードに入る前の昇温過渡期に、過渡制御モードを適用する。この過渡制御モードは、抵抗発熱ヒータの過昇を防止するためのものであって、当然、昇温過渡期にまで定常制御モードを適用した場合よりも、ヒータへの投入電力を低く抑制することが前提となる。そして、定常制御モードにおける抵抗発熱ヒータの目標抵抗値Ｒ０に対し抵抗発熱ヒータの抵抗値Ｒ１を、δＲ／Ｒ０が±３０％（より好ましくは±１０％）を充足する程度に近づけた上で、過渡制御モードを終了させる。これにより、昇温過渡期におけるヒータ温度のオーバーシュートを効果的に抑制することができる。上記δＲ／Ｒ０が±３０％の範囲を逸脱すると、過渡制御モード終了時のヒータ温度が高すぎるか低すぎるかのいずれかとなる。前者においては、定常制御モードに入った後、ヒータ温度が降下して飽和温度に安定化するまでに時間がかかりすぎる問題がある。他方、後者においては、定常制御モードに入ってからヒータ温度が過度にオーバーシュートする問題を生じやすくなる。
【００１３】
以下、本発明の第一〜第三に付加可能な要件について説明する。
上記グロープラグの制御装置は、過渡制御モード及び定常制御モードにおいて、抵抗発熱ヒータに電気的に接続される半導体スイッチを用いて通電制御を実行することができる。抵抗発熱ヒータへの通電制御は、リレースイッチ等の機械式スイッチを用いることも可能ではあるが、半導体スイッチを用いることで、機械式スイッチと比較し短い周期にてＯＮ−ＯＦＦ制御が実現できるために、鋭敏なヒータ抵抗値の変化に追従して精度の良い通電制御ができる。なお、半導体スイッチとしては、ＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＢＴ等が挙げられる。
過渡制御モードにおいて抵抗発熱ヒータは、抵抗発熱ヒータの受電電圧に対応してデューティ比が一義的に定められたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により通電制御されるものとすることができる。ＰＷＭ制御は、デューティ比により抵抗発熱ヒータへの投入電力を簡単に調整できる利点がある。そこで、過渡制御モードにおいては、デューティ比を、受電電圧に応じた適当に制限された値に一義的に定めておけば、簡単な制御形態により、昇温過渡期におけるヒータ温度のオーバーシュートを効果的に抑制できる。
【００１４】
過渡制御モードにおいては、該過渡制御モードによる制御期間全体の積算電力量が、所定の範囲内に収まるものとなるように、抵抗発熱ヒータの通電制御を行なうことが望ましい。つまり、過渡制御モード期間中の積算電力量の範囲を定めておくことで、昇温過渡において投入電力超過によりオーバーシュートが過度に生じたり、あるいは投入電力不足により、定常制御モードに移行してからオーバーシュートを生じたりする不具合を効果的に抑制できる。なお、過渡制御モードにおいて、抵抗発熱ヒータの受電電圧が変化する場合は、該過渡制御モードによる制御期間全体の積算電力量が、所定の範囲内に収まるものとなるように、抵抗発熱ヒータへの平均印加電圧レベルを調整することが有効である。この平均印加電圧レベルは、ＰＷＭ制御を採用する場合は、そのデューティ比の設定によって簡単に調整することができる。つまり、過渡制御モードにおいて抵抗発熱ヒータの受電電圧が変動したとき、抵抗発熱ヒータを、受電電圧変動に応じてデューティ比が補正されるＰＷＭ制御により通電制御すればよい。
【００１５】
過渡制御モードによる抵抗発熱ヒータの通電制御期間は、例えば予め固定的に設定された継続期間が満了したとき終了することができる。例えば、過渡制御モード制御期間中の通電許容期間の比率を変化させることにより電力調整する方式を採用すれば、過渡制御モード期間中のヒータへの投入積算電力量は、過渡制御モードの継続期間を上記のように固定的に定めても適切に調整できる。つまり、過渡制御モードが開始してから、所定の継続期間が満了したかどうかだけに基づいて通電制御期間を終了させればよいの制御ステップが少なくて済む。
【００１６】
他方、過渡制御モードにおいて抵抗発熱ヒータの抵抗値を測定し、該抵抗値が予め定められた値（例えば定常制御モードでの目標抵抗値）に到達したとき、過渡制御モードによる抵抗発熱ヒータの通電制御を終了することもできる。この方法は、ヒータの抵抗値を、狙いの値に確実に近づけた上で過渡制御モードを終了させることができるので、定常制御モードに移行した後、ヒータ温度をスムーズに飽和温度に導くことができる。この場合、設定された目標抵抗値に抵抗値が到達したかどうかを確認してもよいし、一定のサンプリング期間をおいて測定した複数（例えば２つ）の抵抗値の変化量範囲が一定値以内に収まっているかどうか（すなわち、過渡制御モードの終了時において抵抗値が飽和したかどうか）を確認するようにしてもよい。
【００１７】
また、過渡制御モードによる通電制御に入る前に、該過渡制御モードよりも平均電力が大きく設定された予熱モードにより抵抗発熱ヒータへの通電を行なうことができる。このような予熱モードによる通電期間を設定することにより、ヒータをより短時間で飽和温度に到達させることができる。予熱モードにおいても、ヒータの受電電圧が変動する可能性がある。この場合、予熱モードにおける抵抗発熱ヒータへの積算電力量が予め定められた値に到達したとき、予熱モードによる通電を終了し、引き続き過渡制御モードによる通電を行なうようにすれば、予熱不足による速熱性の低下や、あるいは予熱過剰による温度のオーバーシュートを効果的に防止することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。図２は、本発明に使用可能なグロープラグの一例を示すものである。該グロープラグ１は、抵抗発熱ヒータとして構成されたシーズヒータ２と、その外側に配置された主体金具３とを備える。シーズヒータ２は、図３に示すように、先端側が閉じたシーズチューブ１１の内側に、複数の、本実施形態においては２つの抵抗線コイル、すなわち先端側に配置された発熱コイル２１（第一のコイル）と、その後端に直列接続された制御コイル２３（第二のコイル）とが、絶縁材料としてのマグネシア粉末とともに封入されている。図２に示すように、シーズチューブ１１の、発熱コイル２１及び制御コイル２３を収容している本体部１１ａは、先端側が主体金具３から突出して突出部を形成している。
【００２０】
図３に示すように、発熱コイル２１はその先端においてシーズチューブ１１と導通しているが、発熱コイル２１及び制御コイル２３の外周面とシーズチューブ１１の内周面とは、マグネシア粉末の介在により絶縁された状態となっている。発熱コイル２１（第一のコイル）は、例えばその２０℃での電気比抵抗Ｒ２０が８０μΩ・ｃｍ以上２００μΩ・ｃｍ以下、１０００℃での電気比抵抗をＲ１０００として、Ｒ１０００／Ｒ２０が０．８〜３の材料、具体的にはＦｅ−Ｃｒ合金あるいはＮｉ−Ｃｒ合金等により構成されている。また、制御コイル２３は、例えばその２０℃での電気比抵抗Ｒ２０が５μΩ・ｃｍ以上２０μΩ・ｃｍ以下、１０００℃での電気比抵抗をＲ１０００として、Ｒ１０００／Ｒ２０が６以上の材料、具体的にはＮｉ、Ｃｏ−Ｆｅ合金あるいはＣｏ−Ｆｅ−Ｎｉ合金等により構成されている。
【００２１】
シーズチューブ１１には、基端側から棒状の通電端子軸１３が挿入され、その先端が制御コイル２３の後端に溶接等により接続されている。他方、図２に示すように、該通電端子軸１３の後端部には雄ねじ部１３ａが形成されている。また、主体金具３は、軸方向の貫通孔４を有する筒状に形成され、ここにシーズヒータ２が、一方の開口端からシーズチューブ１１の先端側を所定長突出させた状態で挿入・固定されている。該主体金具３の外周面には、グロープラグ１をディーゼルエンジンに取り付けるに際して、トルクレンチ等の工具を係合させるための六角断面形状の工具係合部９が形成されており、これに続く形で取付け用のねじ部７が形成されている。
【００２２】
主体金具３の貫通孔４は、シーズチューブ１１が突出する開口側に位置する大径部４ｂと、これに続く小径部４ａとを備え、この小径部４ａにシーズチューブ１１の基端側に形成された大径部１１ｂが圧入され、固定されている。他方、貫通孔４の反対側の開口部には座ぐり部３ａが形成され、ここに、通電端子軸１３に外装されたゴム製のＯリング１５と絶縁ブッシュ（例えばナイロン製のもの）１６とが嵌め込まれている。そして、そのさらに後方側において通電端子軸１３には、絶縁ブッシュ１６の脱落を防止するための押さえリング１７が装着されている。該押さえリング１７は、外周面に形成された加締め部１７ａにより通電端子軸１３に固定されるとともに、通電端子軸１３の対応する表面には、加締め結合力を高めるためのローレット部１３ｂが形成されている。なお、１９は、通電用のケーブルを通電端子軸１３に固定するためのナットである。
【００２３】
図１は、本発明の第１の実施形態のグロープラグの制御装置の電気的構成を示す機能ブロック図である。制御装置１００は、主制御部１１０を有する。図１においては、主制御部１１０の各機能要素をハードウェアロジック的に描いており、以下においてもハードウェアロジックに沿った動作説明を行なうが、等価な機能はマイクロコンピュータによるソフトウェア処理によっても実現できる。
【００２４】
図１に示すように、主制御部１１０は、安定化電源１０８（レギュレータ）を介して信号処理のための動作電圧を受電する。また、安定化電源１０８は、バッテリー１０２からキースイッチ１０４を介して受電する。キースイッチ１０４をＯＦＦにすると安定化電源１０８への電力供給が途絶え、主制御部１１０は動作を停止する。他方、バッテリー１０２の電圧（以下、バッテリー電圧という）は、バッテリー端子１０１Ｆ（通常は１２Ｖ）より、制御装置１００内に設けられた半導体スイッチとしての複数のＦＥＴ１０６のソースに供給されている。また、各ＦＥＴ１０６のドレインは、複数のグロープラグ１の各シーズヒータ２に通電するために、制御装置１００の各プラグ端子１０１Ｇを介して、それら各グロープラグ１の通電端子軸に接続されている。また、各ＦＥＴ１０６のゲートには、主制御部１１０からのスイッチング信号ＳＷが入力され、グロープラグ１のシーズヒータ２への通電がＯＮ／ＯＦＦされる。なお、本実施形態では、電流検知機付きＦＥＴ（Infineon Technologies AG 社製 ＰＲＯＦＥＴ（登録商標））から構成されている。
【００２５】
次に、主制御部１１０はＡ／Ｄコンバータ１１４を有し、以下の各信号が入力される。
▲１▼バッテリー電圧ＶＢ：本実施形態では、ＦＥＴ１０６への電源入力経路の前段側から分岐入力されている。なお、図示はしていないが、バッテリー電圧ＶＢは、適当に分圧調整してからＡ／Ｄコンバータ１１４へ入力してもよい。
▲２▼各シーズヒータ２への入力電圧（以下、プラグ印加電圧ともいう）Ｖｘ：ＦＥＴ１０６によりスイッチングされた後の電圧波形である。各ＦＥＴ１０６のドレイン側（ソース側でのよい）の出力を分岐入力している。
▲３▼各シーズヒータ２の通電電流（以下、プラグ通電電流ともいう）Ｉｘ：本実施形態では、上記のように、ＦＥＴ１０６自身から電流検出信号が出力される。なお、各グロープラグ１への通電経路上に電流検出抵抗を設け、その両端電圧差を差動増幅回路により電圧変換して用いてもよい。
【００２６】
主制御部１１０に入力されたプラグ印加電圧Ｖｘとプラグ通電電流Ｉｘとは、Ａ／Ｄコンバータ１１４によりデジタル化され、抵抗算出部１２２に入力される。抵抗算出部１２２においては、シーズヒータ２の抵抗値（以下、ヒータ抵抗値という）Ｒｉを、Ｖｘ／Ｉｘにより算出する。プラグ印加電圧Ｖｘは、ＰＷＭ波形のピーク値（正常に通電されているのであれば、バッテリー電圧ＶＢに等しい）を採用する。
【００２７】
前記したバッテリー電圧ＶＢと、抵抗算出部１２２にて算出されたヒータ抵抗値Ｒｉとは、信号管理部１３２に送られる。信号管理部１３２は、インターフェース１１２を介して、マイクロコンピュータにて構成されたエンジン制御ユニット１５０（Engine Controlling Unit：以下、ＥＣＵという）と通信可能とされており、以下の２つの機能を兼ねている。
▲１▼信号転送部：ＥＣＵ１５０からの要求を受けて、プラグ印加電圧Ｖｘあるいはバッテリー電圧ＶＢや、ヒータ抵抗値Ｒｉなどのヒータ通電制御に必要なパラメータを、ＥＣＵ１５０に出力する。
▲２▼故障判定部：例えば、抵抗上限値Ｒmaxを上回っている場合（例えば、ヒータ断線やＦＥＴ出力不能による）、同じく抵抗下限値Ｒminを下回っている場合（ヒータ短絡やＦＥＴ出力端子間の短絡）、バッテリー電圧ＶＢが上限電圧値ＶＢmaxを超える場合に、故障判定結果をなす故障ステータス信号（故障通知信号）を、インターフェース１１２を介してＥＣＵ１５０へ出力する。
【００２８】
なお、故障判定部による故障判定結果（信号管理部１３２による故障ステータス信号ＭＳ）は、ＦＥＴ１０６へのスイッチング信号ＳＷの出力を停止もしくは無効化するためにも使用される。本実施形態においては、ＮＡＮＤゲート回路からなる診断ゲート１３４により、スイッチング信号生成部１１１から出力されるスイッチング信号ＳＷ´と故障ステータス信号との論理和をとり、スイッチング信号ＳＷ´と故障ステータス信号とがともにアクティブのときは、ＦＥＴ１０６にスイッチング信号ＳＷが出力されないようにしている（つまり、スイッチング信号ＳＷ´が無効化されている）。
【００２９】
ＥＣＵ１５０は、グロープラグ１（シーズヒータ２）を、いずれのモードにより制御するかを指令するための制御指令信号をスイッチング信号生成部１１１に出力する。図４は、ＥＣＵ１５０からの制御指令信号に基づき主制御部１１０が行なうグロープラグ１（シーズヒータ２）の通電シーケンスの一例を示すものである。下側の図は、ＦＥＴ１０６によるシーズヒータ２の通電シーケンスを示すものであり、上側の図は、これに対応したシーズヒータ２の抵抗（本実施形態では発熱コイル２１と制御コイル２３との直列合成抵抗）及びヒータ温度の時間変化を示すものである。ただし、温度及び抵抗の測定は、グロープラグ１をエンジンブロックに取り付けず、室温大気中の静的な環境下に保持して行ったものを用いる。この実施形態では、予熱モードＰ０により通電を開始し、その後、過渡制御モードＰ１を経て定常制御モードＰ２へ移行する。このうち、過渡制御モードＰ１及び定常制御モードＰ２においては、グロープラグ１は、ＦＥＴ１０６によりＰＷＭ制御される。
【００３０】
定常制御モードＰ２においては抵抗制御方式による通電がなされる。すなわち、シーズヒータ２（抵抗発熱ヒータ）の抵抗、すなわち、前述のヒータ抵抗値Ｒｉが設定範囲内に維持されるように、シーズヒータ２に対する投入電力が調整される。より具体的には、該ヒータ抵抗値Ｒｉに対しある目標値Ｒ_Ｔが定められ、その目標値Ｒ_Ｔと測定されたヒータ抵抗値Ｒｉとの差分ΔＲ（＝Ｒ_Ｔ−Ｒｉ）の値に応じてデューティ比ηが決定され、該決定されたデューティ比ηによりシーズヒータ２の通電がＰＷＭ制御される。
【００３１】
プラグ印加電圧（受電電圧：故障判定を行なわないのであれば、バッテリー電圧ＶＢでも代用できる）Ｖｘがある標準値に一定保持されている場合は、ΔＲの値に応じて、ヒータ抵抗値Ｒｉを目標値Ｒ_Ｔに近づけるために必要なデューティ比ηを、種々のΔＲの値に応じて実験的に求め、図１０に示すようなΔＲとデューティ比ηとの関係を示すテーブルもしくは関数の形で用意しておき、これを参照して最適のデューティ比ηを決定するようにすればよい。しかし、プラグ印加電圧Ｖｘは変動するので、この場合は、図１１に示すように、デューティ比ηをＶｘとΔＲとの２次元テーブル（あるいは２変数関数）の形で用意しておき、これに基づいてデューティ比ηを決定することができる。ΔＲ＝０のときのデューティ比をηｓとすれば、ΔＲが正のときは抵抗を下げるために投入電力を小さくする、すなわち、デューティ比をηｓより小さく設定する。また、ΔＲが負のときはデューティ比をηｓより大きく設定する。
【００３２】
他方、プラグ印加電圧Ｖｘが変動しても、投入電力Ｗが一定となるように基準デューティ比η０をプラグ印加電圧Ｖｘに応じて定めることができる。この場合、ΔＲに応じて、この基準デューティ比η０を補正して用いることにより、最終的なデューティ比ηの決定をより簡便に行なうことができる。すなわち、ＰＷＭ制御による方形波状のスイッチング電圧波形においては、プラグ印加電圧がＶｘ、デューティ比がη０、ヒータ抵抗がＲｉのとき、時間平均電圧Ｖｍがη０・ＶＢ、同じく時間平均電流ＩｍがＶｍ／Ｒｉで表されることを考慮すれば、ヒータに投入される電力Ｗは、
Ｗ＝Ｖｍ・Ｉｍ＝（η０・Ｖｘ）^２／Ｒｉ ・・・・▲１▼
により表される。プラグ印加電圧Ｖｘがある既知の参照値Ｖｘａ（例えば、バッテリー電圧１１Ｖ）であり、デューティ比が同じく既知のηａに設定されたとすると、投入電力Ｗを等しくするには、
Ｗ＝（ηａ・Ｖｘａ）^２／Ｒｉ ・・・・▲２▼
であるから、▲１▼及び▲２▼を比較することにより、基準デューティ比η０は、
η０＝ηａ・Ｖｘａ／Ｖｘ ・・・・▲３▼
により決定できる。また、最終的なデューティ比ηは、
η＝κ・η０ ・・・・▲４▼
により決定することができる。ただし、κは、ΔＲの値に応じて予め実験的に求められている補正係数である。例えばηａがΔＲ＝０とするために最適化された値であったとすれば、ΔＲ＝０のときκ＝１であり、ΔＲ＞０のときκ＜１、ΔＲ＜０のときκ＞１となるように定められる。
【００３３】
図４に戻り、過渡制御モードＰ１は、ヒータ抵抗が飽和する前の昇温過渡期において、ヒータ温度に過度のオーバーシュートが生じないように、上記抵抗制御方式による定常制御モードＰ２に入る前に実行される通電制御モードである。この過渡制御モードＰ１の期間を、図９に示すように、抵抗制御方式による定常制御モードＰ２の期間により置き換えると、昇温過渡期特有の低い抵抗測定値Ｒｉを、飽和抵抗を基準に定められた定常制御モードでの目標抵抗値Ｒ_Ｔに無理やり合わせ込もうとして、過剰な電力による通電がなされる。その結果、ヒータ温度に非常に大きなオーバーシュートが生じるとともに、定常制御モードに切り替わった後も、ヒータ抵抗値Ｒｉ及びヒータ温度が安定化するまでに長時間を要する問題を生ずる。そこで、図４の過渡制御モードＰ１は、該過渡制御モードＰ１の期間中の積算電力量が、図９に示すように定常制御モードＰ２による通電期間置き換えて動作させたときに見込まれる該通電期間（破線によりＰ１として示す期間）の積算電力量よりも低く抑制して、シーズヒータ２の通電制御がなされる。
【００３４】
本実施形態においては、シーズヒータ２（抵抗発熱ヒータ）のヒータ抵抗値とは無関係に、図１３のようなテーブル（あるいは関数式でもよい）を参照して、プラグ印加電圧Ｖｘ（受電電圧）に応じて、過渡制御モードＰ１におけるＰＷＭ制御のデューティ比ηを一義的に定める。また、定常制御モードＰ２による通電制御時のシーズヒータ２における抵抗の目標値をＲ０とし、過渡制御モードＰ１による制御期間終了時の抵抗発熱ヒータの抵抗をＲ１とし、δＲ＝Ｒ０−Ｒ１としたとき、δＲ／Ｒ０が±３０％（好ましくは±１０％）の範囲内に収まるように、過渡制御モードＰ１のデューティ比及び継続期間が定められている。
【００３５】
他方、本実施形態においては、シーズヒータ２の速熱性を高めるために、図４に示すように、過渡制御モードＰ１による通電制御に入る前に、該過渡制御モードＰ１よりも平均電力が大きく設定された予熱モードＰ０により抵抗発熱ヒータへの通電を行なうようにしている。ここでは、予熱モードＰ０をプラグ印加電圧Ｖｘによる連続通電としているが、過渡制御モードＰ１よりデューティ比が大きいＰＷＭ制御を行ってもよい。また、プラグ印加電圧Ｖｘ（受電電圧）が変動する場合は、積算電力量が所定の範囲に収まるように、予熱モードＰ０による通電期間長さ（以下、予熱時間という）が随時増減調整される。
【００３６】
図１に示すように、主制御部１１０のスイッチング信号生成部１１１は、ＥＣＵ１５０から制御指令信号としてのモード選択信号ＳＰ，ＳＴ，ＳＳを受け、予熱モード、過渡制御モード及び定常制御モードの各スイッチング信号を生成する。モードの切り替えは、ＥＣＵ１５０によるモード選択信号ＳＰ，ＳＴ，ＳＳの出力切替によりなされる（３つのモード選択信号ＳＰ，ＳＴ，ＳＳは、いずれかが選択的にＥＣＵ１５０から出力され、２以上のものが同時に出力されることはない）。スイッチング信号の生成は、スイッチング信号生成部１１１を含めた主制御部１１０の全体をマイクロコンピュータにて構成し、モード毎に信号生成プログラムを個別に用意して、モード選択信号ＳＰ，ＳＴ，ＳＳに対応する信号生成プログラムを選択起動することにより生成することができる。ただし、本実施形態では、以下のようなハードウェアロジックにより生成する。
【００３７】
定常制御モードでは、プラグ印加電圧Ｖｘが基準デューティ比算出部１２４に入力される。基準デューティ比算出部１２４はこれを受け、前記▲３▼式に基づいて、プラグ印加電圧Ｖｘに対応した基準デューティ比η０を算出する。該基準デューティ比η０は、第一ＰＷＭ信号生成部１２６に送られる。第一ＰＷＭ信号生成部１２６にはヒータ抵抗値Ｒｉが入力されており、目標抵抗値Ｒ_Ｔとの差分ΔＲが算出される。そして、そのΔＲに対応する補正係数κを例えば図１２に示すテーブルを参照して求め、前記▲４▼式に基づき基準デューティ比η０を補正して最終的なデューティ比ηとし、該デューティ比ηのＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号はＡＮＤゲート回路１３０に入力される。そして、該ＡＮＤゲート回路１３０は、定常制御モードの選択信号ＳＳを受けているときにのみ、入力されているＰＷＭ信号をＯＲゲート回路１３２及び診断ゲート１３４を経てＦＥＴ１０６に出力する。これにより、グロープラグ１のシーズヒータ２への通電が、定常制御モードのデューティ比ηにてＰＷＭ制御される。
【００３８】
次に、過渡制御モードでは、ソフトウェア制御の場合は、図１３のテーブルを参照して、プラグ印加電圧Ｖｘに対応した過渡制御モード用のデューティ比η´を求め、該デューティ比η´のＰＷＭ信号波形を発生させればよいが、ここでは、以下のようなハードウェア処理を行なう。すなわち、プラグ印加電圧Ｖｘが基準デューティ比算出部１２４に入力される。基準デューティ比算出部１２４はこれを受け、前記▲３▼式に基づいて、プラグ印加電圧Ｖｘに対応した基準デューティ比η０を算出し、該基準デューティ比η０に基づくＰＷＭ信号が出力される。このＰＷＭ信号はＡＮＤゲート回路１２８に入力される。そして、該ＡＮＤゲート回路１２８は、過渡制御モードの選択信号ＳＴを受けているときにのみ、入力されているＰＷＭ信号をＯＲゲート回路１３２及び診断ゲート１３４を経てＦＥＴ１０６に出力する。これにより、グロープラグ１のシーズヒータ２への通電が、過渡制御モードのデューティ比η´にてＰＷＭ制御される。
【００３９】
最後に、予熱モードでは、予熱モードの選択信号ＳＰが２つのＡＮＤゲート回路１１８，１２５に分配入力される。第一のＡＮＤゲート回路１１８には、予熱時間設定部１１６からの予熱有効信号ＰＹと選択信号ＳＰとが入力される。予熱時間設定部１１６は、プラグ印加電圧Ｖｘを受け、例えば図１４のようなテーブルを参照して、プラグ印加電圧Ｖｘに対応する予熱時間Ｔｐを読み出し、該予熱時間Ｔｐがタイムアップするまで予熱有効信号ＰＹを出力する。そして、第一のＡＮＤゲート回路１１８からは、ＦＥＴ１０６の通電信号がＯＲゲート回路１３２を経てＦＥＴ１０６に、予熱時間Ｔｐがタイムアップするまで連続出力される。
【００４０】
他方、第二のＡＮＤゲート回路１２５には、予熱モードの選択信号ＳＰが入力される。さらに、予熱時間設定部１１６からの予熱有効信号ＰＹがＮＯＴゲート回路１２７に入力される。ＮＯＴゲート回路１２７は、予熱有効信号ＰＹが入力される場合では、出力信号ＮＰが第二のＡＮＤゲート回路１２５に出力されず、予熱有効信号ＰＹがＮＯＴゲート回路１２７に入力されない場合に、第二のＡＮＤゲート回路１２５に、出力信号ＮＰを出力する。そして、第二のＡＮＤゲート回路１２５に予熱モード選択信号ＳＰ、ＮＯＴゲート回路１２７からの出力信号ＮＰが入力された場合、第三のＡＮＤゲート回路１２０に入力される。また、第三のＡＮＤゲート回路１２０には、過渡制御モードの用のＰＷＭ制御信号が分配入力されている。なお、ＥＣＵ１５０からの予熱モード選択信号ＳＰの出力継続時間は、予熱時間設定部１１６が設定可能な予熱有効信号ＰＹの最長時間に合わせてある。その結果、予熱有効信号ＰＹがタイムアップしたとき、予熱モード選択信号ＳＰに残り時間が存在すれば、過渡制御モード用のＡＮＤゲート回路１２８が有効化されるまでの間、第二のＡＮＤゲート回路１２５から出力され、第三のＡＮＤゲート回路１２０がこれに代わって過渡制御モードの用のＰＷＭ制御信号を出力する。なお、４つのＡＮＤゲート回路１１８，１２０，１２８，１３０の出力がワイヤードＯＲ結線可能な場合は、ＯＲゲート回路１３２を省略することができる。
【００４１】
次に、図６は、過渡制御モードの制御継続期間を管理する第一の処理例を示す（処理はＥＣＵ１５０側で行なうが、理解を容易にするために、主制御部１１０側の処理ステップも合わせて記載している）。ここでの処理は、過渡制御モード時の電力調整を、基本的にプラグ印加電圧Ｖｘに応じたデューティ比η０の制御により行い、制御継続期間を固定的に設定することを要旨としている。まず、Ｓ２１では、経過期間カウンタＴＳ２を初期化し、過渡制御モード選択信号ＳＴの出力を開始する。Ｓ２２〜２３は主制御部１１０側の処理であり、プラグ印加電圧Ｖｘを読み込み、これに対応する過渡制御モード用のデューティ比η０を決定する。Ｓ２４では、Ｖｘの読み込みインターバルを経過期間カウンタＴＳ２に加算する。Ｓ２５では経過期間カウンタＴＳ２が設定時間に到達したかどうかを確認し、到達していなければ、Ｓ２６へ進み、基準デューティ比η０に基づく通電を行う。そして、Ｓ２７で次のサンプリングインターバルがタイムアップするまで待ってＳ２２に返り、以下の処理を繰り返す。そして、Ｓ２５で経過期間カウンタＴＳ２が設定時間に到達すれば、過渡制御モード選択信号ＳＴの出力を停止し、Ｓ２８にて過剰制御モードによる通電制御を終了して、定常制御モードの管理ルーチンに切り替える。
【００４２】
図８は、定常制御モードの制御継続期間を管理する処理例を示す。Ｓ３１では、経過期間カウンタＴＳ３を初期化し、定常制御モード選択信号ＳＳの出力を開始する。Ｓ３２〜Ｓ３６は主制御部１１０側の処理であり、Ｓ３２でプラグ印加電圧Ｖｘとプラグ通電電流値Ｉｘとを読み込み、Ｓ３３でヒータ抵抗値Ｒｉを計算する。Ｓ３４で、その目標値Ｒ_Ｔからの差分ΔＲを計算し、Ｓ３５で既に説明した方法により、基準デューティ比η０を決定する。また、Ｓ３６では、その基準デューティ比η０を、ΔＲの値に応じて既に説明した方法により補正し、最終的なデューティ比ηを算出する。Ｓ３７では、Ｖｘの読み込みインターバルを経過期間カウンタＴＳ３に加算する。そして、Ｓ３８では、経過期間カウンタＴＳ３が、エンジン始動後のヒータ補助加熱（いわゆるアフターグロー）の設定時間Ａ／Ｇmaxに到達したかどうかを確認し、到達していなければ、Ｓ３９にてデューティ比ηに基づく通電を行い、そして、Ｓ４０で次のサンプリングインターバルがタイムアップするまで待ってＳ３２に返り、以下の処理を繰り返す。そして、Ｓ３８で設定時間Ａ／Ｇmaxに到達していれば、定常制御モード選択信号ＳＴの出力を停止する。
【００４３】
次いで、第２の実施形態としてのグロープラグの制御装置４００について説明する。図１５は、第２の実施形態の制御装置４００の電気的構成を示すブロック図である。
【００４４】
なお、この第２の実施形態の通電制御装置４００では、上述した第１の実施形態の通電制御装置１００と比較して、主制御部４１０がＥＣＵ１５０から各モード（予熱モード、過渡制御モード、定常制御モード）に関する制御指令信号ＳＰ、ＳＴ、ＳＳを入力する構成になっておらず、安定化電源１０８から電力が供給されて動作が開始されると、自身のソフトウェア処理により、各モードに対応したグロープラグ１の通電制御の順に実行する構成となっている点が主に異なる。従って、第１の実施形態の通電制御装置１００と異なる部分を中心に説明し、同様の部分については、説明を省略又は簡略化する。
【００４５】
主制御部４１０は、安定化電源１０８を介して、信号処理のための安定した動作電圧を受電する。また、安定化電源１０８は、バッテリー１０２からキースイッチ１０４及び端子１０１Ｂを介して受電する。従って、キースイッチ１０４をオン位置及びスタート位置にすると、安定化電源１０８に電力が供給され、主制御部４１０が動作する。一方、キースイッチ１０４をＯＦＦすると、安定化電源１０８への電力供給が途絶え、主制御部４１０は動作を停止する。
【００４６】
また、バッテリー１０２の電圧は、端子１０１Ｆを介して、各ＦＥＴ１０６にそれぞれ供給されている。バッテリー１０２の電圧は、各ＦＥＴ１０６のドレインに供給され、各ＦＥＴ１０６のソースは、各端子１０１Ｇを介して、複数のグロープラグ１に接続されている。また、各ＦＥＴ１０６のゲートには、主制御部４１０からのスイッチング信号が入力され、各グロープラグ１への通電がＯＮ／ＯＦＦされる。
【００４７】
主制御部４１０には、バッテリー１０２から各グロープラグ１への印加電圧、各グロープラグ１への通電電流が入力される。主制御部４１０に入力されたグロープラグ１への印加電圧とグロープラグ１への通電電流の大きさは、図示しないＡ／Ｄコンバータによりデジタル化される。
また、主制御部４１０は、インターフェイスを介して、マイクロコンピュータにより構成されたＥＣＵ１５０と通信可能とされている。例えば、グロープラグ１のヒータ断線等の故障通知信号等を送信することができるようにいる。
【００４８】
次に、このグロープラグの通電制御装置４００によるグロープラグ１の通電制御について図５を示して説明する。まず、Ｓ１では積算電力量Ｇｗを初期化する。Ｓ２で、主制御部４１０側からプラグ印加電圧Ｖｘとプラグ通電電流Ｉｘとの各値を取得し、Ｓ３では、サンプリングインターバルをτとして、その間の電力量増分Ｇｗ１を、Ｖｘ・Ｉｘ・τにより算出する。Ｓ４では、算出された電力量増分Ｇｗ１を積算電力量Ｇｗに加算する。Ｓ５では積算電力量Ｇｗが設定電力量に到達したかどうかを確認し、到達していなければ、Ｓ６で通電をＯＮする。なお、Ｄｕｔｙ比は１００％である。そして、Ｓ７へ進み、Ｓ７で次のサンプリングインターバルがタイムアップするまで待ってＳ２に返り、以下の処理を繰り返す。そして、Ｓ５で積算電力量Ｇｗが設定電力量に到達すれば、Ｓ８にて予熱モードにおける通電制御をＯＦＦして、過渡制御モードの管理ルーチンに切り替える。
【００４９】
また、図７は、過渡制御モードの制御継続期間を管理する処理例を示す。この処理は、過渡制御モードの継続期間を固定とせず、ヒータ抵抗値Ｒｉが飽和値に到達したかどうかにより、過渡制御モードの終了タイミングを決定することを要旨としている。なお、過渡制御モードの継続期間には上限値を設けている。まず、Ｓ１２１では、経過期間カウンタＴＳ２を初期化する。Ｓ１２２でプラグ印加電圧Ｖｘを読み込み、Ｓ１２３でこれに対応する過渡制御モード用の基準デューティ比η０を決定する。なお、Ｓ１２２では、プラグ通電電流Ｉｘの読み込みも行なう。Ｓ１２４では、Ｖｘの読み込みインターバルを経過期間カウンタＴＳ２に加算する。Ｓ１２５では、読み込んだプラグ印加電圧Ｖｘとプラグ通電電流Ｉｘとに基づいてヒータ抵抗値Ｒｉを算出する。Ｓ１２６では、ｉ＝１かどうか（初回のヒータ抵抗値Ｒ１かどうか）を判断し、成立している場合は、Ｓ１３０へ進み、成立していない場合は、Ｓ１２７に進む。Ｓ１２７でそのヒータ抵抗値Ｒｉの、前回のヒータ抵抗値Ｒｉ_−１からの差分ΔＲを計算する。そして、Ｓ１２８では、経過期間カウンタＴＳ２が上限値に到達したか、又はΔＲがゼロになっているか（つまり、飽和した）のいずれか（以下、終了条件という）が成立しているかどうかを確認し、終了条件が成立していなければ、Ｓ１２９にて基準デューティ比η０に基づく通電を行い、その後、Ｓ１３０で今回得られたヒータ抵抗値Ｒｉを前回のヒータ抵抗値Ｒｉ_−１に置き換え、さらにＳ１３１で次のサンプリングインターバルがタイムアップするまで待った後Ｓ１２２に返り、以下の処理を繰り返す。そして、Ｓ１２８で終了条件が成立していれば、Ｓ１３２にて過度制御モードによる通電制御を終了し、定常制御モードの管理ルーチンに切り替える。
【００５０】
図１６は、定常制御モードの制御継続期間を管理する処理例を示す。Ｓ２３１では、経過期間カウンタＴＳ３を初期化する。Ｓ２３２でプラグ印加電圧Ｖｘとプラグ通電電流値Ｉｘとを読み込み、Ｓ２３３でヒータ抵抗値Ｒｉを計算する。Ｓ２３４で、その目標値Ｒ_Ｔからの差分ΔＲを計算し、Ｓ２３５で既に説明した方法により、基準デューティ比η０を決定する。また、Ｓ２３６では、その基準デューティ比η０を、ΔＲの値に応じて既に説明した方法により補正し、最終的なデューティ比ηを算出する。Ｓ２３７では、Ｖｘの読み込みインターバルを経過期間カウンタＴＳ３に加算する。そして、Ｓ２３８では、経過期間カウンタＴＳ３が、エンジン始動後のヒータ補助加熱（いわゆるアフターグロー）の設定時間Ａ／Ｇmaxに到達したかどうかを確認し、到達していなければ、Ｓ２３９にてデューティ比ηに基づく通電を行い、そして、Ｓ２４０で次のサンプリングインターバルがタイムアップするまで待ってＳ２３２に返り、以下の処理を繰り返す。そして、Ｓ２３８で設定時間Ａ／Ｇmaxに到達していれば、Ｓ２４１にて定常制御モードによる通電を終了する。
【００５１】
なお、上記の実施形態では、過渡制御モードにおける通電制御形態としてＰＷＭ制御を使用していたが、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御や、周期の一定しない一般のＯＮ／ＯＦスイッチング制御を用いてもよい。さらに、過渡制御モード期間の全体を、一定の非通電期間として定めることもできる。また、上記の実施形態では、図５〜図８に示した管理処理をＥＣＵ１５０と主制御部１１０とで分担する形で行なったが、処理分担形態はこれに限られるものではない。例えば、主制御部１１０が、ＥＣＵ１５０からの起動信号（例えばキーＯＮ信号）を受けて、図５〜図８の管理処理を単独で行なうように構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のグロープラグの制御装置の、一実施形態に係る電気的構成を示す機能ブロック図。
【図２】本発明に適用可能なグロープラグの一例を示す縦断面図。
【図３】図２のシーズヒータ内部の構造を示す縦断面図。
【図４】本発明のグロープラグの制御装置によるグロープラグの実施形態１を示す説明図。
【図５】第２の実施形態の予熱モードに係る通電継続期間の管理処理の一例を示すフローチャート。
【図６】第１の実施形態の過渡制御モードに係る通電継続期間の管理処理の第一例を示すフローチャート。
【図７】第２の実施形態の過渡制御モードに係る通電継続期間の管理処理の第二例を示すフローチャート。
【図８】第１の定常制御モードに係る通電継続期間の管理処理の一例を示すフローチャート。
【図９】従来のグロープラグの制御装置によるグロープラグの通電形態と、その問題点を示す説明図。
【図１０】定常制御モードにて使用する、ΔＲとデューティ比との関係を与えるテーブルを模式的に示す図。
【図１１】同じく受電電圧が変動する場合の、ΔＲとデューティ比との関係を与える二次元テーブルを模式的に示す図。
【図１２】定常制御モードにて使用する、ΔＲとデューティ比補正係数との関係を与えるテーブルを模式的に示す図。
【図１３】過渡制御モードにて使用する、受電電圧とデューティ比との関係を与えるテーブルを模式的に示す図。
【図１４】予熱モードにて使用する、受電電圧と予熱時間との関係を与えるテーブルを模式的に示す図。
【図１５】本発明のグロープラグの制御装置の実施形態２に係る電気的構成を示す機能ブロック図
【図１６】第２の実施形態の定常制御モードに係る通電継続期間の管理処理を示すフローチャート。
【符号の説明】
１ グロープラグ
２ シーズヒータ（抵抗発熱ヒータ）
１００、４００ グロープラグの制御装置

Claims (12)

1. グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、前記抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
   また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って過渡制御モードによる制御期間を設け、
   前記過渡制御モードによる制御期間中の前記抵抗発熱ヒータへの積算電力量が、該過渡制御モードによる制御期間を前記定常制御モードによる通電期間に置き換えて動作させたときに見込まれる該通電期間の積算電力量よりも低く設定されることを特徴とするグロープラグの制御装置。
2. グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、前記抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
   また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って過渡制御モードによる制御期間を設け、
   該過渡制御モードは、前記抵抗発熱ヒータへの通電が許容される通電許容期間と、該通電許容期間よりも通電が制限される通電制限期間との組合せにより制御を行なうものであり、前記過渡制御モードによる制御期間中の前記通電許容期間の比率を、前記抵抗発熱ヒータの抵抗とは無関係に、前記抵抗発熱ヒータの受電電圧に応じて定めることを特徴とするグロープラグの制御装置。
3. グロープラグの抵抗発熱ヒータの抵抗が設定範囲内に維持されるように、前記抵抗発熱ヒータに対する通電電力を該抵抗発熱ヒータの抵抗測定値の目標値からの変化量に応じてデューティ比を定めるＰＷＭ制御により通電制御する定常制御モードを有し、
   また、該定常制御モードによる通電制御の開始に先立って、前記抵抗発熱ヒータの過昇を防止するための過渡制御モードによる制御期間を設け、
   前記定常制御モードによる通電制御時の前記抵抗発熱ヒータの抵抗目標値をＲ０とし、前記過渡制御モードによる制御期間終了時の前記抵抗発熱ヒータの抵抗をＲ１とし、δＲ＝Ｒ０−Ｒ１としたとき、δＲ／Ｒ０が±３０％の範囲内に収まるものとされていることを特徴とするグロープラグの制御装置。
4. 前記過渡制御モード及び前記定常制御モードにおいて、前記抵抗発熱ヒータに電気的に接続される半導体スイッチを用いて当該抵抗発熱ヒータを通電制御する請求項１ないし３のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
5. 前記過渡制御モードにおいて前記抵抗発熱ヒータは、前記抵抗発熱ヒータの受電電圧に対応してデューティ比が定められたＰＷＭ制御により通電制御される請求項１ないし４のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
6. 前記過渡制御モードにおいては、該過渡制御モードによる制御期間全体の積算電力量が、所定の範囲内に収まるものとなるように、前記抵抗発熱ヒータの通電制御がなされる請求項１ないし５のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
7. 前記過渡制御モードにおいては、前記抵抗発熱ヒータの受電電圧が変化したとき、該過渡制御モードによる制御期間全体の積算電力量が、所定の範囲内に収まるものとなるように、前記抵抗発熱ヒータへの平均印加電圧レベルを調整する請求項６記載のグロープラグの制御装置。
8. 前記過渡制御モードにおいて前記抵抗発熱ヒータは、前記抵抗発熱ヒータの受電電圧が変動したとき、その受電電圧変動に応じてデューティ比が補正されるＰＷＭ制御により通電制御される請求項７記載のグロープラグの制御装置。
9. 前記過渡制御モードによる前記抵抗発熱ヒータの通電制御は、当該過渡制御モードが開始してから予め固定的に設定された継続期間が満了したとき終了する請求項１ないし８のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
10. 前記過渡制御モードにおいて前記抵抗発熱ヒータの抵抗を測定し、該抵抗が予め定められた値に到達したとき、前記過渡制御モードによる前記抵抗発熱ヒータの通電制御を終了する請求項１ないし８のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
11. 前記過渡制御モードによる通電制御に入る前に、該過渡制御モードよりも平均電力が大きく設定された予熱モードにより前記抵抗発熱ヒータへの通電を行なう請求項１ないし１０のいずれか１項に記載のグロープラグの制御装置。
12. 前記予熱モードにおける前記抵抗発熱ヒータへの積算電力量が予め定められた値に到達したとき、前記予熱モードによる通電を終了し、引き続き前記過渡制御モードによる通電を行なう請求項１１記載のグロープラグの制御装置。

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