JP5868490B2 - 絶縁伝送媒体および絶縁伝送装置 - Google Patents

Description

本発明は、基準電位の異なる第一の回路と第二の回路との間で絶縁しながら電磁エネルギーを伝送させる絶縁伝送媒体および絶縁伝送装置に関するものである。

例えば、特許文献１では、絶縁通信方式として、負荷へ流入する電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子への制御信号を生成する制御回路と、制御信号に基づいてスイッチング素子の制御端子を駆動する駆動回路と、前記制御回路と駆動回路とが絶縁されるように、半導体プロセス技術により１次巻線と２次巻線とが互いに対向配置され、ガラス基板またはセラミック基板にて互いに分離された絶縁トランスを備えた電力変換装置が開示されている。例えば、１次巻線と２次巻線はコイルパターンとして半導体基板上に形成され、巻線間の距離は数十μｍ程度で、電磁誘導により制御信号を伝送しており、小型かつ高絶縁な絶縁通信が可能であることが開示されている。

特許文献２では、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）向けのフィルタ構造として、導体パターンと誘電体層が交互に積層され、積層方向からみて一部が重なって配置されるＮ個（Ｎ≧２）の共振器であって、各共振器の一端は接地されているバンドパスフィルタが開示されている。共振器間の距離が５００μｍを超えても、重なり部分での面結合により大きな結合が得られ、広帯域において低損失な通過特性と対域外の急峻な減衰特性が得られることが開示されている。

特開２００８−２７０４９０号公報 特開２００７−０９７１１３号公報

特許文献１記載の絶縁トランス技術は、半導体プロセス技術で製造することを前提としており、１次巻線と２次巻線間に製造可能な絶縁膜厚は数十μｍ程度と小さい。出荷時の絶縁破壊耐量（絶縁破壊する電圧）としてはそれでも十分であるが、鉄道車両等のように運用年数が１０年を超える装置においては、過電圧印加や連続動作による絶縁劣化を考慮し、半導体プロセス技術では対応困難な数百μｍを超える絶縁体厚が必要となる。また、１次巻線と２次巻線はコイルパターンとしているため、低周波領域のノイズ耐性に懸念があり、例えば、インバータのスイッチングノイズを拾い易く、動作が不安定になることが考えられる。さらに、同技術を給電に適用することを考えた場合に、１次２次間距離が離れると伝送損失が増加し、高効率な電力供給が困難である。

特許文献２記載のバンドパスフィルタ技術は、共振器間の距離を５００μｍ以上に離しても低損失な伝送が可能であるが、各共振器の一端が接地されており、グランド導体を介して各共振器は物理的に接続されている。従って、共振器間は絶縁されておらず、絶縁通信、絶縁給電の用途には使用できない。

また、近年、電子機器内において、機器を構成するモジュール、部品間の配線数が増加の一途にあり、機器の小型化、低コスト化、信頼性向上を妨げている。無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の一般的な無線通信システムの導入が一つの配線削減手段であるが、筐体金属壁面で電磁波が乱反射され、通信品質を不安定化させるという懸念点がある。

また、結線するための従来の着脱式コネクタは信頼性、コスト面での課題があり、物理的な着脱が不要で電極非露出の部品間接続へのニーズが増大している。電気自動車や鉄道車両等のモータに用いられるインバータへの絶縁通信方式として、現状では、絶縁が比較的容易に確保でき実績もある光モジュールと光ファイバのセットが用いられている。しかし、光ファイバ方式は、コストやフォトダイオードを構成する化合物半導体の寿命、誤動作等の信頼性、艤装（組立）時の破損や誤接続などの問題があり，代替手段が求められている。

また、ゲートドライバへの電源供給、いわゆる絶縁給電方式として、現状では、基板実装型のトランス部品が用いられている。このトランス部品はサイズ、重量が大きく、高コストであるため、ゲートドライバの小型化、軽量化、低コスト化の障壁となっており、同じく代替手段が求められている。

本発明の代表的なものの一例を示せば、次のとおりである。本発明の絶縁伝送媒体は、複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、前記基板上に設けられ、前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、前記第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器と、を有し、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間で電磁エネルギーを伝送させることを特徴とする。

また、本発明の絶縁伝送装置は、複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、前記基板上に設けられ、前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、前記第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器と、を有し、前記第１の共振器は、第１の主共振部と、第１の副共振部とからなる、絶縁伝送媒体と、前記絶縁伝送媒体の前記第１の共振器と電気的に接続された第１の回路と、前記絶縁伝送媒体の前記第２の共振器と電気的に接続された第２の回路とを有し、前記第１の回路と前記第２の回路との間で、前記絶縁伝送媒体を介し電磁エネルギーを伝送させる絶縁伝送装置。

本発明によれば、長期に渡って絶縁信頼性を維持でき、低損失で、小型、低コストな絶縁通信方式、絶縁給電方式に好適な絶縁伝送媒体および絶縁伝送装置を提供することができる。

上述した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図および、絶縁伝送媒体２００を用いた回路ブロック図である。 図１中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’の横断面図（ａ）、面Ａ２−Ａ２’の横断面図（ｂ）、面Ａ３−Ａ３’の横断面図（ｃ）である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の等価回路図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体の実測結果である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の縦断面から見た透視図における設計パラメータを示す図（ａ）、誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’の横断面図における設計パラメータを示す図（ｂ）である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図である。 実施形態１に係る共振器を並列化させた絶縁伝送媒体２００の説明図である。 実施形態２に係る絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図である。 図８中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’の横断面図（ａ）、面Ｂ１−Ｂ１’の縦断面図（ｂ）、面Ｂ２−Ｂ２’の縦断面図（ｃ）である。 実施形態２に係る絶縁伝送媒体２００の変形例を示す、図８中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’の横断面図（ａ）、面Ｂ１−Ｂ１’の縦断面図（ｂ）、面Ｂ２−Ｂ２’の縦断面図（ｃ）である。 実施形態３に係る絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図である。 図１１中の誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’の横断面図（ａ）、面Ａ３−Ａ３’の横断面図（ｂ）である。 実施形態３に係る絶縁伝送媒体２００の変形例を示す縦断面から見た透視図（ａ）、誘電体多層基板１０１の面Ｃ１−Ｃ１’の横断面図（ｂ）である。 実施形態４に係る絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図（ａ）と、その変形例を示す縦断面から見た透視図（ｂ）である。 実施形態４に係り、１個の共振器と２個の共振器間を結合させる絶縁伝送媒体２００について、１個の共振器側を示す図（ａ）、２個の共振器側を示す図（ｂ）である。 実施形態４に係り、１個の共振器と４個の共振器間を結合させる絶縁伝送媒体２００について、１個の共振器側を示す図である。 実施形態４に係り、１個の共振器と４個の共振器間を結合させる絶縁伝送媒体２００について、４個の共振器側を示す図である。 実施形態５に係る絶縁伝送媒体について、１層目導体層と２層目導体層それぞれを示す図である。 実施形態５に係る絶縁伝送媒体について、図１７中の面２１４ａ−２１４ｂ、面２１４ｃ−２１４ｄそれぞれにおける縦断面図である。 実施形態５のブリッジ配線位置を説明する図である。 １回以上巻いた巻線導体パターンの内周と外周の輪郭のみで表した図である。 １回以上巻いた巻線導体パターンの概形と、１層目および２層目導体層の開口面の形状とブリッジ配線位置を示す図である。 図２１の巻線導体パターンを変形させた図である。 図２２の巻線導体パターンを変形させた図である。 実施形態５に係る絶縁伝送媒体について、１層目導体層と２層目導体層それぞれを示す図である。 実施形態５に係る絶縁伝送媒体の図で、図２５中の面２３６ａ−２３６ｂ、面２３６ｃ―２３６ｄそれぞれにおける縦断面図である。 実施形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体について、各導体層の概形を示す図である。 実施形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体について、各導体層の概形を示す図である。 実施形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体について、各導体層の概形を示す図である。 実施形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体について、各導体層の概形を示す図である。 実施形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体について、図２６中の面２３６ａ−２３６ｂ、面２３６ｃ−２３６ｄそれぞれにおける縦断面図である。 本発明の実施の形態７による絶縁伝送装置の構成例である。 本発明の実施の形態７による絶縁伝送装置の構成例である。 本発明の実施の形態７による絶縁伝送装置のインバータへの適用例である。 本発明の実施の形態８による絶縁伝送装置の構成例である。 本発明の実施の形態８による絶縁伝送装置の構成例である。 本発明の実施の形態９による絶縁伝送装置の構成例である。 本発明の実施の形態９による絶縁伝送装置の構成例である。

以下の実施の形態において、便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。

また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、以下の実施の形態において、「導体」と言うときは、電磁波の伝搬に用いる電磁波周波数帯において導電体であるものを指し、「誘電体」と言うときは、電磁波の伝搬に用いる電磁波周波数帯において誘電体であるものを指す。従って、例えば直流電流に対して導体であるか半導体であるか誘電体であるか等によって、直接的には何ら制約されるものではない。また、導体と誘電体とは、電磁波との関係においてその特性により定義されるものであって、固定であるか液体であるか気体であるか等の態様または構成材料を制限するものではない。

また、以下の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。

＜実施の形態１＞
以下、本発明の実施の形態１に係る絶縁伝送媒体を図１〜図７を用いて説明する。図１は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図および、絶縁伝送媒体２００を用いた回路ブロック図である。絶縁伝送媒体２００は、ＩＧＢＴ等の高耐圧インバータのスイッチング素子１０５を駆動するゲートドライバ回路１０４と、ゲートドライバ回路１０４に駆動指令を送る論理制御ユニット１０２との間の絶縁通信に用いられる。絶縁伝送媒体２００と論理制御ユニット１０２、絶縁伝送媒体２００とゲートドライバ回路１０４の間には通信機１０３ａ、１０３ｂがそれぞれ設けられ、駆動信号を高周波信号へ変換して絶縁伝送媒体２００へ入力、絶縁伝送媒体２００より出力された高周波信号を駆動信号に再変換してゲートドライバ回路１０４に入力する役割を担う。ここでの高周波信号は、例えば２．４ＧＨｚ帯を利用することで、５００ＭＨｚ程度までの周波数領域を持つインバータのスイッチングノイズに対する通信品質の耐性を大きくすることができる。また、以下に説明する絶縁伝送媒体２００も伝送される電磁エネルギーの波長が小さい方が小型化しやすいというメリットがあるため、高周波帯を利用することが望ましい。ここで、電磁エネルギーというのは、絶縁伝送媒体２００が介在してやりとりされる電磁気的なエネルギーであり、回路素子等の動作電力として利用できるのはもちろん、制御信号等の変調信号も含む。絶縁伝送媒体２００は、複数の誘電体の層から成る誘電体多層基板１０１から成り、例えばガラスエポキシ基板やセラミック基板が用いられる。通信機１０３ａ、１０３ｂと主共振部導体１０８ａ、１０８ｂは外部インターフェース主導体１０６ａ、１０６ｂ、インターフェース主ビア１０７ａ、１０７ｂ、内部インターフェース主導体１１１ａ、１１１ｂを経由して接続される。ここで、外部インターフェース主導体１０６ａ、１０６ｂが被覆の無い裸電極だとすると、両者は最小沿面距離Ｌｍｉｎ以上離す必要があることが安全規格（例えば、ＪＩＳＣ１０１０−１）で決められており、以下の式で近似される（Ｖｏｐ：スイッチング素子の動作電圧）。
Ｌｍｉｎ＝４．１×Ｖｏｐ−１．０
これは、気体と誘電体の境界に２つの電極があるケースにおいて、コロナ放電あるいは火花放電によって誘電体の表面に沿って樹枝状の放電路が形成される、いわゆる沿面放電の発生を防止するための規格である。一般的に沿面放電は空間放電よりも短い電極間距離、低い印加電圧で発生するため、重要な項目である。この沿面放電を防ぐには外部インターフェース主導体１０６ａ、１０６ｂを誘電体材料により被覆することが有効である。この誘電体材料としては、ソルダーレジスト材、シリコン系コーティング材が候補として挙げられる。また、主共振部導体１０８ａ、１０８ｂの間の距離Ｄｍｉｎについては安全規格に規定は無いが、０．４ｍｍ以上の厚さの誘電体を設けることが望ましい。ガラスエポキシ基板等のプリント基板加工においては、誘電体の厚みは数ｍｍ程度まで厚くできるので、絶縁体として長期的な絶縁信頼性を考慮した十分な絶縁性能が得られる。なお、目安としてのガラスエポキシ基板の絶縁破壊耐量は約３０ｋＶ／ｍｍであり、これに長期的な絶縁信頼性を考慮し、熱サイクル試験、恒温恒湿試験等の加速試験による性能確認を実施し、Ｄｍｉｎを設定する。

図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ図１中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’、面Ａ２−Ａ２’、面Ａ３−Ａ３’の横断面図である。外部インターフェース主導体１０６ａ、外部インターフェース副導体１１０ａで構成されるコプレーナ線路は、同様にインターフェース主ビア１０７ａ、インターフェース副ビア１０９ａで構成される等価的なコプレーナ線路へ水平垂直変換され、さらに、内部インターフェース主導体１１１ａ、内部インターフェース副導体１１２ａで構成されるコプレーナ線路へ垂直水平変換されて、主共振部導体１０８ａ、副共振部導体１３６ａから構成された第１の基準電位をもつ第１の共振器に接続される。主共振部導体１０８ａ、副共振部導体１３６ａは高周波信号の周波数帯において共振し、誘電体により隔離された主共振部導体１０８ｂ、副共振部導体１３６ｂからなる、第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持つ第２の共振器と共振結合する。ここでは主共振部導体として、直線を複数回曲折させたジグザグ形状の導体、例えばメアンダライン等を用いて、隣り合う導体の電流の向きが反対となることによりアンテナ放射成分をキャンセルし、誘電体多層基板１０１の外部への電磁波漏洩を小さく抑えている。また、副共振部導体１３６ａ、１３６ｂは主共振部導体１０８ａ、１０８ｂの外部への電磁波漏洩を低減する役割も持つ。共振器としての変形例は後述する。主共振部導体１０８ｂ、副共振部導体１３６ｂは、内部インターフェース主導体１１１ｂ、内部インターフェース副導体１１２ｂで構成されるコプレーナ線路に接続され、インターフェース主ビア１０７ｂ、インターフェース副ビア１０９ｂで構成される等価的なコプレーナ線路、外部インターフェース主導体１０６ｂ、外部インターフェース副導体１１０ｂで構成されるコプレーナ線路を介して通信機１０３ｂに接続される。ここでは、インターフェースとしての伝送線路をコプレーナ形状とすることで、使用する導体層数を削減している。なお、上述した最小沿面距離については外部インターフェース副導体１１０ａ、１１０ｂについても同様に適用され、また同様に誘電体材料による被覆が有効であることは言うまでもない。

図３は図１の領域ＰＲにおける等価回路図である。自己誘導成分１１５ａは、主共振部導体１０８ａの線路自身に由来し、静電容量成分１１３ａは、主共振部導体１０８ａの線路間の容量に由来する。また、静電容量成分１１４ａは、主共振部導体１０８ａと副共振部導体１１２ａとの間の容量に由来する。これら静電容量成分１１３ａ、１１４ａ、自己誘導成分１１５ａにより、ある周波数において共振が発生する。静電容量成分１１３ｂ、１１４ｂ、自己誘導成分１１５ｂについても上述と同様に共振器構造に由来し、ある周波数において共振が発生する。これら２つの共振回路の共振周波数が一致するときに、静電容量成分１１６を介して、さらには主共振部導体１０８ａ、１０８ｂ間の相互誘導成分１１７によって共振結合が成立し、高効率な電磁エネルギー伝送が実現できる。また、本構造は共振を利用した伝送であるためバンドパスフィルタの特性を持ち、低周波領域のインバータのスイッチングノイズに対する通信品質の耐性を向上させることができる。静電容量成分１１６は副共振部導体１３６ａ、１３６ｂ間の容量に起因し、誘電体多層基板１０１の面方向から見た副共振部導体１３６ａ、１３６ｂの重なり面積が大きくなる、もしくは副共振部導体１３６ａ、１３６ｂの距離が小さくなると増加し、結合量も上昇する。しかし、この静電容量成分１１６の増加は、インバータのスイッチングによるノイズ電流の増大を招くため、１０ｐＦ以下程度に抑える必要がある。

図４は、設計の一例として、上述した絶縁伝送媒体の反射量、通過量の周波数特性の実測結果である。設計周波数は２．４ＧＨｚとした。測定にはネットワークアナライザを用いた。２．４ＧＨｚにおいて反射量１２０、通過量１１９はそれぞれ−１８．２ｄＢ、−１．４ｄＢという数値が得られている。また、２．２ＧＨｚから２．７５ＧＨｚまでの範囲で反射量が−１０ｄＢ以下となり、動作帯域幅としては０．５５ＧＨｚという数値が得られている。

なお、本実測に用いた試作サンプルは、絶縁伝送媒体２００の縦断面から見た透視図における設計パラメータを示す図５（ａ）においては、誘電体層１１８ａ、１１８ｃの厚みＤ１＝Ｄ３＝０．５ｍｍ、比誘電率εｒ１＝εｒ３＝２．７、誘電正接ｔａｎδ１＝ｔａｎδ３＝０．００１のシリコン系コーティング材、誘電体層１１８ｂの厚みＤ２＝２．４ｍｍ、比誘電率εｒ２＝４．２、誘電正接ｔａｎδ２＝０．０２のガラスエポキシ材を用いている。また、誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’の横断面図における設計パラメータを示す図５（ｂ）においては、主共振部となるメアンダラインのピッチｐ＝０．４［ｍｍ］、メアンダラインの線幅ｗ＝０．１２［ｍｍ］、メアンダライン全体の横幅ｍｙ＝５．９２［ｍｍ］、引き出し線の長さｍ０＝４．１４［ｍｍ］、副共振部幅ｇｄｙ＝１．５［ｍｍ］、副共振部の長さｓｐｘ＝１０［ｍｍ］、副共振部同士の間隔ｓｐｙ＝１２［ｍｍ］と設定している。

図６Ａ〜図６Ｇは絶縁伝送媒体２００の共振器の変形例を示す図で、図１中の誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’の横断面図に該当する。図６Ａは、主共振部導体１０８ａを副共振部導体１２１で囲うことで、主共振部導体１０８ａの外部への電磁波漏洩を低減させている変形例である。

図６Ｂは、副共振部導体１３６ａを主共振部導体１０８ａの片側だけ配置することで、絶縁伝送媒体２００の面積を削減させている変形例である。

図６Ｃは、主共振部導体１０８ａのメアンダラインのジグザグ方向を変えることで、同じく絶縁伝送媒体２００の面積を削減させている変形例である。また、誘電体多層基板１０１の面から絶縁伝送媒体２００の縦横のアスペクト比を変えられるため、後述するような複数の共振器を並列に並べて使用する際の面積削減としても効果がある。

図６Ｄは、主共振部導体１２２としてスパイラル形状の導体を用いた変形例である。図３の等価回路における自己誘導成分１１５ａ、相互誘導成分１１７の増加により、高い伝送効率が得られる。

図６Ｅは、主共振部導体１２３として矩形形状の導体を用いた変形例である。図３の等価回路における静電容量成分１１６が大きくなり、高い伝送効率が得られる。なお、ここでは矩形形状としたが、円形や菱形であっても同様な効果が得られる。図５Ｆは、主共振部導体１２４として細長い線路形状の導体を用いて、絶縁伝送媒体２００の面積を削減させている変形例である。

図６Ｇは、副共振部導体を取り去り、相互誘導成分の結合の比率を高くして、絶縁伝送媒体２００の面積を削減させている変形例である。

図７は、同一の誘電体多層基板内に共振器を並列化させた絶縁伝送媒体２００の説明図である。一つの誘電体多層基板で複数のスイッチング素子制御に対応することができる。

複数のスイッチング素子への制御信号を伝送する場合には、動作時のスイッチング素子間の電位差を考慮して、共振器間をＳｍｉｎだけ離す必要がある。誘電体内の電極間距離であるので、上述したＤｍｉｎと同じように考えることができ、０．４ｍｍ以上の厚さの誘電体を設けることが望ましい。実用上は動作電圧や長期的な絶縁信頼性を考慮し、熱サイクル試験、恒温恒湿試験等の加速試験による性能確認を実施し、Ｓｍｉｎを設定する。もちろん、１個のスイッチング素子との絶縁伝送として複数の共振器を用いる場合は、Ｓｍｉｎは上述に限定されない。例としては、制御信号伝送とそれに対するスイッチング素子の状態信号伝送、もしくは制御信号伝送とゲートドライバ回路への電力伝送などが挙げられる。

以上のように本実施形態１に係る絶縁伝送媒体２００は、複数の誘電体層１１８からなる誘電体多層基板１０１と、基板１０１上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器１０８ａ、１３６ａと、基板１０１上に設けられ、第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器１０８ｂ、１３６ｂと、を有し、第１の共振器と第２の共振器との間で電磁エネルギーを伝送させることを特徴とし、特に、第１の共振器は、第１の主共振部１０８ａと、第１の副共振部１３６ａとからなり、第２の共振器は、第２の主共振部１０８ｂと、第２の副共振部１３６ｂとからなることを特徴とする。

本実施形態に記載の発明による絶縁伝送媒体２００は、異なる基準電位を持つ回路の間で電磁エネルギーを伝送させるために用いられ、それぞれの回路に接続された共振器が、誘電体多層基板内にお互いに隔離されて配置されることにより、長期に渡って絶縁信頼性を維持可能な厚みを持つ誘電体間において、高効率な電磁エネルギー伝送を実現できる。

また、本実施形態１によれば、従来技術である光ファイバ等を用いずに絶縁通信が実現できるのでインバータシステムとして小型化が可能である。さらに、絶縁伝送媒体２００は、汎用のプリント基板加工で製造できるので低コスト化が可能である。

また、本実施形態によれば、絶縁伝送媒体２００は、高周波信号を伝送させることができるので、５００ＭＨｚ程度までの周波数領域を持つインバータのスイッチングノイズに対する通信品質の耐性を大きくすることができる。さらに、本構造は共振を利用した伝送であるためバンドパスフィルタの特性を持ち、上記ノイズ耐性はさらに高めることができ、高信頼なインバータ動作が可能となる。

また、本実施形態１は主に絶縁通信として説明したが、通信機１０３ａを送電回路、通信機１０３ｂを受電回路に置き換えることで、ゲートドライバ回路１０４への絶縁給電として用いることも可能である。もちろん、両者を同時もしくは時分割に送ることも組み合わせの構成で実現できることは言うまでもない。

＜実施の形態２＞
以下、本発明の実施の形態２に係る絶縁伝送媒体を図８〜図１０を用いて説明する。図８は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図である。絶縁伝送媒体２００を用いた回路ブロックに関しては実施例１や図１と同様である。

図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ図８中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’の横断面図、面Ｂ１−Ｂ１’、面Ｂ２−Ｂ２’の縦断面図である。主共振部導体１２６ａ、１２８ａ、共振器主ビア１２５ａにより、誘電体多層基板の縦断面方向にメアンダラインが構成される。そのメアンダラインを囲う導体として、副共振部導体１３３ａ、１３７ａ、共振器副ビア１３２ａが構成される。ただし、図３中の静電容量成分１１４ａとしては、上記メアンダラインと、内部インターフェース副導体１２９ａ、内部インターフェース副ビア１２４ａとの間の静電容量も含まれる。上記メアンダラインとそれを囲う導体が高周波信号の周波数帯において共振し、誘電体により隔離された他方の共振器と共振結合する。ここでは主共振部導体として、ジグザグ形状のメアンダラインを用いて、隣り合う導体の電流の向きが反対となることによりアンテナ放射成分をキャンセルし、誘電体多層基板１０１の外部への電磁波漏洩を小さく抑えている。また、メアンダラインを囲う導体は、メアンダラインから外部への電磁波漏洩を低減する役割も持つ。また、本実施形態においては、実施例１と異なり二つの共振器が誘電体多層基板１０１の基板面方向に並んで配置されているので、絶縁信頼性を考慮して誘電体多層基板の誘電体層の厚さを大きくする必要がなく、薄型化できる。ただし、共振器間の距離Ｄｍｉｎについては、実施形態１と同様に、０．４ｍｍ以上の厚さの誘電体を設けることが望ましい。

図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ図８中の誘電体多層基板１０１の面Ａ１−Ａ１’の横断面図、面Ｂ１−Ｂ１’、面Ｂ２−Ｂ２’の縦断面図であり、絶縁伝送媒体２００の変形例を示している。主共振部導体１２６ａ、１２８ａ、共振器主ビア１２５ａにより、誘電体多層基板の縦断面方向にスパイラルラインが構成される。そのスパイラルラインを囲う導体として、副共振部導体１３３ａ、１３７ａ、共振器副ビア１３２ａが構成される。上記と同様に、図３中の静電容量成分１１４ａとしては、上記スパライルラインと、内部インターフェース副導体１２９ａ、内部インターフェース副ビア１２４ａとの間の静電容量も含まれる。上記スパイラルラインとそれを囲う導体が高周波信号の周波数帯において共振し、誘電体により隔離された他方の共振器と共振結合する。図３の等価回路における自己誘導成分１１５ａ、相互誘導成分１１７の増加により、高い伝送効率が得られる。

以上のように本実施形態２に係る絶縁伝送媒体２００は、実施例１の効果に加え、絶縁信頼性を考慮して誘電体多層基板の誘電体層の厚さを大きくする必要がなく、薄型化できる。

＜実施の形態３＞
以下、本発明の実施の形態３に係る絶縁伝送媒体を図１１〜図１３を用いて説明する。図１１は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図である。絶縁伝送媒体２００を用いた回路ブロックに関しては実施例１や図１と同様である。通信機と主共振部導体１０８ａ、１０８ｂは外部インターフェース主導体１０６ａ、１０６ｂ、インターフェース主ビア１０７ａ、１０７ｂ、内部インターフェース主導体１１１ａ、１１１ｂを経由して接続される。主共振部導体１０８ｃ、１０８ｄはそれぞれ主共振部導体１０８ａ、１０８ｂと対向するように配置され、内部インターフェース主導体１１１ｃによってお互いに接続される。主共振部導体１０８ｃ、１０８ｄは他の素子と物理的に接続されないフローティングであるため中間電位となり、主共振部導体１０８ａ、１０８ｃ間にかかる電圧は、主共振部導体１０８ａ、１０８ｂ間に掛かる電圧の１／２に抑えることができる。従って、主共振部導体１０８ａ、１０８ｃの間もしくは主共振部導体１０８ｂ、１０８ｄの間の距離Ｄｍｉｎは小さくでき、絶縁伝送媒体２００の薄型化が可能になる。また、共振器間の伝送効率の向上、外部への電磁波漏洩の低減にも効果がある。

図１２（ａ）、（ｂ）はそれぞれ図１１中の誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’、面Ａ３−Ａ３’の横断面図である。インターフェース主ビア１０７ａ、インターフェース副ビア１０９ａで構成される等価的なコプレーナ線路は、内部インターフェース主導体１１１ａ、内部インターフェース副導体１１２ａで構成されるコプレーナ線路へ垂直水平変換されて、主共振部導体１０８ａ、副共振部導体１３６ａに接続される。主共振部導体１０８ａ、副共振部導体１３６ａは高周波信号の周波数帯において共振し、誘電体により隔離された主共振部導体１０８ｃ、副共振部導体１３６ｃと共振結合する。ここでは主共振部としてメアンダラインを用い、隣り合う導体の電流の向きが反対となることによりアンテナ放射成分をキャンセルし、誘電体多層基板１０１の外部への電磁波漏洩を小さく抑えている。また、副共振部導体１３６ａ、１３６ｃは主共振部導体１０８ａ、１０８ｃの外部への電磁波漏洩を低減する役割も持つ。共振器は図６Ａ〜図６Ｇで上述した変形例を用いても良い。主共振部導体１０８ｃ、副共振部導体１３６ｃは、内部インターフェース主導体１１１ｃ、内部インターフェース副導体１１２ｃで構成されるコプレーナ線路を経由して、主共振部導体１０８ｄ、副共振部導体１３６ｄに接続される。主共振部導体１０８ｄ、共振器副導体１３６ｄは高周波信号の周波数帯において共振し、誘電体により隔離された主共振部導体１０８ｂ、副共振部導体１３６ｂと共振結合する。主共振部導体１０８ｂ、副共振部導体１３６ｂは、内部インターフェース主導体１１１ｂ、内部インターフェース副導体１１２ｂで構成されるコプレーナ線路に接続され、インターフェース主ビア１０７ｂ、インターフェース副ビア１０９ｂで構成される等価的なコプレーナ線路、外部インターフェース主導体１０６ｂ、外部インターフェース副導体１１０ｂで構成されるコプレーナ線路を介して通信機に接続される。ここでは、インターフェースとしての伝送線路をコプレーナ形状とすることで、使用する導体層数を削減している。それぞれの共振結合については実施形態１と同様に図３の等価回路図で説明ができる。また、お互いに対向して配置された共振器のセットを二つ直列に接続することで、インバータのスイッチングによるノイズ電流に大きな影響を与える静電容量成分を約１／２にすることができる。

図１３（ａ）は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図であり、実施形態３の変形例を示している。絶縁伝送媒体２００は複数の誘電体の層から成る誘電体多層基板１０１から成る。通信機と主共振部導体１０８ａ、１０８ｂは物理的に接続されており、主共振部導体１０８ａ、１０８ｂに挟まれて、主共振部導体１０８ｃが配置される。この変形例の構成では、実施形態３の効果に加え、３個の共振器を誘電体基板の積層方向に直列に接続しているため、誘電体多層基板１０１の省面積化に貢献できる。

図１３（ｂ）は図１３（ａ）中の誘電体多層基板１０１の面Ｃ１−Ｃ１’の横断面図である。主共振部導体１０８ｃ、副共振部導体１３６ｃによりフローティング共振器が構成される。３個の共振器を直列に接続することで、実施形態２の効果に加えインバータのスイッチングによるノイズ電流に大きな影響を与える静電容量成分を約１／２にすることができる。

以上のように本実施形態２に係る絶縁伝送媒体２００は、実施例１、の効果に加え、主共振部導体１０８ａ、１０８ｃの間もしくは主共振部導体１０８ｂ、１０８ｄの間の距離Ｄｍｉｎは小さくすることができ、絶縁伝送媒体２００の薄型化が可能になる。

＜実施の形態４＞
以下、本発明の実施の形態４に係る絶縁伝送媒体を図１４〜図１６を用いて説明する。図１４（ａ）は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図である。絶縁伝送媒体２００を用いた回路ブロックに関しては図１と類似しているが、論理制御ユニット側の通信機からは二つのスイッチング素子に対する駆動指令が送られることが異なる。通信機と主共振部導体１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃが物理的に接続されており、主共振部導体１０８ａ、１０８ｂに挟まれて、主共振部導体１０８ｃが配置される。主共振部は実施形態１で説明したメアンダライン、もしくは図６Ａ〜図６Ｂで上述した変形例を用いても良い。なお、複数のスイッチング素子への制御信号を伝送するため、実用上は動作電圧や長期的な絶縁信頼性を考慮し、外部インターフェース導体１３８ｂ、１３８ｃの距離を離すことが望ましい。もちろん、１個のスイッチング素子との絶縁伝送として複数の共振器を用いる場合は、上記距離は小さくて良い。例としては、制御信号伝送とそれに対するスイッチング素子の状態信号伝送、もしくは制御信号伝送とゲートドライバ回路への電力伝送などが挙げられる。本実施形態は、主共振部導体１０８ａから主共振部導体１０８ｃへの結合と、主共振部導体１０８ａから主共振部導体１０８ｃを介した主共振部導体１０８ｂへの結合の比率を共振器構造の設計により容易に変えることができるため、制御信号伝送と電力伝送というエネルギー比率が大きく異なる用途への適性が高い。

図１４（ｂ）は絶縁伝送媒体２００の構成を示す縦断面から見た透視図であり、実施形態４の変形例である。図１４（ａ）の構成は（ｂ）の構成と比べて、主共振部導体１０８ａから主共振部導体１０８ｂ、１０８ｃへの結合を同じ比率にし易いというメリットがあり、二つのスイッチング素子への制御信号を伝送する用途への適性が高い。もちろん、制御信号伝送とそれに対するスイッチング素子の状態信号伝送を重畳することや、もしくは制御信号伝送とゲートドライバ回路への電力伝送を重畳することも可能である。

図１５Ａ、図１５Ｂは実施形態４の変形例１であり、例えば、図１における誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’、面Ａ３−Ａ３’の横断面に相当する図である。主共振部導体１０８ａと副共振部導体３６ａで構成される一つの共振器に対して、主共振部導体１０８ｂと副共振部導体１３６ｂ、主共振部導体１０８ｃと副共振部導体１３６ｃでそれぞれ構成される二つの共振器が共振結合される構造が誘電体多層基板内に配置されている。主共振部導体１０８ｂと副共振部導体１３６ｂで構成される共振器と、主共振部導体１０８ｃと副共振部導体１３６ｃで構成される共振器の形状を変えることで結合の比率を容易に変えることができるため、制御信号伝送とゲートドライバ回路への電力伝送を重畳することへも適用できる。また、複数のスイッチング素子への制御信号伝送や、制御信号伝送とそれに対するスイッチング素子の状態信号伝送を重畳することも、もちろん可能である。

図１６Ａ、図１６Ｂは実施形態４の変形例２であり、例えば、実施形態１の図１における誘電体多層基板１０１の面Ａ２−Ａ２’、面Ａ３−Ａ３’の横断面に相当する図である。主共振部導体１０８ａと副共振部導体１２１で構成される一つの共振器に対して、主共振部導体１０８ｂと副共振部導体１３６ｂ、主共振部導体１０８ｃと副共振部導体１３６ｃ、主共振部導体１０８ｄと副共振部導体１３６ｄ、主共振部導体１０８ｅと副共振部導体１３６ｅでそれぞれ構成される４個の共振器が共振結合される構造が誘電体多層基板内に配置されている。主共振部導体１０８ｂと副共振部導体１３６ｂで構成される共振器、主共振部導体１０８ｃと副共振部導体１３６ｃで構成される共振器、主共振部導体１０８ｄと副共振部導体１３６ｄで構成される共振器、主共振部導体１０８ｅと副共振部導体１３６ｅで構成される共振器の形状を変えることで結合の比率を容易に変えることができるため、制御信号伝送とゲートドライバ回路への電力伝送を重畳することへも適用できる。

以上のように本実施形態４に係る絶縁伝送媒体２００は、異なる基準電位を持つ３個以上の回路の間で電磁エネルギーを伝送させるために用いられ、それぞれの回路に接続された共振器が、誘電体多層基板内の基板面方向にお互いに隔離されて配置され、１個の共振器と複数個の共振器が共振結合することにより、実施形態１の効果に加え、制御信号、状態信号、動作電力等、複数種の伝送が可能となる。

また、本実施形態４においては１個の共振器と複数個の共振器を共振結合させることについて説明したが、同様の原理で複数個の共振器と複数の共振器を共振結合させることも可能である。

＜実施の形態５＞
以下では、本発明の実施の形態５に係り、２つの導体層と３つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体を図１７〜図２７と図３２を用いて説明する。

図３２（ａ）は、電力伝送を行う場合の絶縁電力伝送装置の構成例で、実施形態５に係る絶縁伝送媒体と周辺回路を含めたインバータゲートドライバ電源部を示す。発振回路３１０は直流電圧が印加されることにより周波数を生成し交流信号を出力する。出力された交流信号は増幅回路３２８で増幅され絶縁伝送媒体３０３に入力される。交流信号は、絶縁伝送媒体３０３を経由し整流回路３２９で整流される。得られた電圧・電流成分は、レギュレータ３３０により所望のレベルへ調節されゲートドライバ回路へ電源供給される。発振回路３１０で生成される発振周波数は、絶縁伝送媒体３０３の伝送効率およびインバータサージノイズに対する干渉抑圧量、絶縁耐量、整流回路３２９の整流効率などを考慮して決められる。

図１７は２つの導体層と３つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体を示す図である。図１７（ａ）は１層目導体層を示す図で、基板外形２１０ａ、１層目導体層に形成された巻線導体パターン２１３、ブリッジ配線２０９、１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２０８、２１２を示している。図１７（ｂ）は２層目導体層を示す図で、基板外形２１０、２層目導体層に形成された巻線導体パターン２１６、ブリッジ配線２１７、１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２０８、２１２を示している。ブリッジ配線２０９、２１７はともにコイル状の巻線導体パターン２１３、２１６の外周の外側に配置される。１層目導体層に形成される巻線導体パターン２１３は、スルービア２１２を介して２層目導体層のブリッジ配線２１７と導通される。さらにはスルービア２１２を介して１層目導体層の引き出し配線２１１と導通して形成される。この一連の導通された導体は、端面２１３ａ、２１３ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。同様にして、２層目導体層に形成される巻線導体パターン２１６は、スルービア２０８を介して１層目導体層のブリッジ配線２０９と導通される。さらにはスルービア２０８を介して２層目導体層の引き出し配線２１５と導通して形成される。この一連の導通された導体は、端面２１６ａ、２１６ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。

図１８（ａ）、図１８（ｂ）はそれぞれ、図１７中の面２１４ａ−２１４ｂ、面２１４ｃ−２１４ｄにおける断面図を示す。図１８（ａ）では、２層目導体層に形成される巻線導体パターン２１６は、スルービア２０８を介して１層目導体層のブリッジ配線２０９と導通される。さらにはスルービア２０８を介して２層目導体層の引き出し配線２１５と導通される。このとき、引き出し配線２１５の露出する面が端面２１６ｂとなる。端面２１６ａ、２１６ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。同様にして、図１８（ｂ）では、１層目導体層に形成される巻線導体パターン２１３は、スルービア２１２を介して２層目導体層のブリッジ配線２１７と導通される。さらにはスルービア２１２を介して１層目導体層の引き出し配線２１１と導通される。このとき、引き出し配線２１１の露出する面が端面２１３ｂとなる。端面２１３ａ、２１３ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。図１８の絶縁伝送媒体は、巻線導体、ブリッジ、スルービアの全てが絶縁体基板に内層化されており、誘電体１層目と３層目の空気に触れる面に金属導体が露出した形状と比べて絶縁耐量が改善される。

図１９は、ブリッジ配線位置を説明する図である。ブリッジ配線２１９は巻線導体パターン２１８の外周の外側に横方向に距離ｕ、縦方向に距離ｖだけ離して形成される。この時、距離ｕと距離ｖは、誘電体層１層目と２層目の界面および誘電体層２層目と３層目の界面における絶縁耐量を考慮して決定される。

以下、図２０〜図２３を用いて、１層目と２層目の導体パターン最内周の開口面の、垂直方向から見た時に重なる面積を大きくし結合効率を高めることが可能なブリッジ配線の配置方法を説明する。ただし、ここでは説明を簡便にするため、巻線導体パターン形状を方形として１層目導体と２層目導体で点対称な形状としている。しかし形状は、丸形、楕円形、多角形など、およそスパイラルに適用可能と思われるものは全て本発明に含まれるものとする。

図２０は巻線導体パターンの開口面形状を表す図である。図は、１層目導体層において１回以上巻いた巻線導体パターンを内周と外周の輪郭形状のみで示した巻線導体パターン概形２２０ａ、ブリッジ配線の候補位置を示す領域２２１、２２２、２２３を示している。ブリッジ配線位置を領域２２２内とした形状を図２１、図２２に示す。そして、ブリッジ配線位置を導体パターン方形の角の領域２２３とした形状を図２３に示す。ブリッジ配線位置を領域２２１内とした形状については領域２２３と同様な議論が適用でき、図２３と比べＹ軸で線対称な形態となる。

図２１では、ブリッジ配線２２５、これと対向する導体層のブリッジ配線２２７が互いに点対称な配置で示される。巻線導体パターン概形２２０ａは、図２０と比べて形状を方形のままとしてＹ方向の長さのみ変えている。ここで、１層目および２層目の導体パターン最内周の開口面を垂直方向から見た時に重なる部分を領域２２６とする。この形状はまだ開口面積の拡大余地が残されており結合効率は改善可能である。

図２２では、ブリッジ配線２２５、これと対向する導体層のブリッジ配線２２７が互いに点対称な配置で示される。巻線導体パターン概形２２０ａの削減可能な部分を領域２２８とする。巻線導体パターン概形２２０ａは、ブリッジ配線２２５から等距離を保つようにして形成されるため、図２１と比べてパターン最内周の開口面がＹ方向に拡大される。導体パターンの領域２２８は、領域２２８ａをはさむようにして折り曲げて形成される。ブリッジ配線２２５の位置を領域２２３に近づけていくと領域２２８ａは小さくなっていき、やがて隙間がなくなり領域２２８のパターンが開口面拡大に寄与しなくなる。このとき、領域２２８を削除してパターンを短絡することができる。

図２３では、ブリッジ配線２２５、これと対向する層のブリッジ配線２２７が互いに点対称な配置で示される。図２３の形状は、図２２でブリッジ配線２２５を領域２２３に配置し、導体パターン領域２２８を削除して短絡させた形状と同じである。領域２２９は、巻線導体パターン概形２２０ａの開口面積が図２２と比べ増加した分を表しており、領域２２８の面積と等しくなる。このため、図２３の実施形態は図２２と比べて領域２２９の分だけ開口面積が増えて効率が高くなる。

図２４は、実施形態５に係る絶縁伝送媒体の変形例の図である。図２４（ａ）は１層目導体層の図であり、基板外形２３２、巻線導体パターン２３５、ブリッジ配線２３１、これと接続され１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２３０、引き出し配線２３４、これと接続され１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２３３を示している。１層目導体層に形成される巻線導体パターン２３５は、スルービア２３３を介して２層目導体層のブリッジ配線２３９と導通される。さらにはスルービア２３３を介して１層目導体層の引き出し配線２３４と導通される。この一連の導通された導体は、端面２３５ａ、２３５ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。図２４（ｂ）は２層目導体層の図であり、基板外形２３２、巻線導体パターン２３８、ブリッジ配線２３９、これと接続され１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２３３、引き出し配線２３７、これと接続され１層目および２層目の導体層を導通させるスルービア２３０を示している。２層目導体層に形成される巻線導体パターン２３８は、スルービア２３０を介して１層目導体層のブリッジ配線２３１と導通される。さらにはスルービア２３０を介して２層目導体層の引き出し配線２３７と導通される。この一連の導通された導体は、端面２３８ａ、２３８ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。

ブリッジ配線２３１、２３９は、それぞれ巻線導体パターン２３５、２３８の内周の内側に配置されるが、それぞれ内周との間に絶縁耐量を確保するため十分な距離をあけて設計される。他の変形例として、１層目と２層目の導体パターンが、互いに異なる形状、サイズが異なる形状、片方がもう片方を回転した形状、互いに線対称の形状、互いに線対称で回転させた形状にも適用できる。

図２５Ａ、図２５Ｂはそれぞれ、図２４中の面２３６ａ−２３６ｂ、面２３６ｃ−２３６ｄにおける断面図を示す。図２５Ａでは、２層目導体層に形成される巻線導体パターン２３８は、スルービア２３０を介して１層目導体層のブリッジ配線２３１と導通される。さらにはスルービア２３０を介して２層目導体層の引き出し配線２３７と導通される。このとき、引き出し配線２３７の露出する面が端面２３８ｂとなる。端面２３８ａ、２３８ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。同様に、図２５Ｂでは、１層目導体層に形成される巻線導体パターン２３５は、スルービア２３３を介して２層目導体層のブリッジ配線２３９と導通される。さらにはスルービア２３３を介して１層目導体層の引き出し配線２３４と導通される。このとき、引き出し配線２３４の露出する面が端面２３５ｂとなる。端面２３５ａ、２３５ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。図２５の絶縁伝送媒体は、巻線導体、ブリッジ、スルービアの全てが絶縁体基板に内層化されており、誘電体１層目と３層目の空気に触れる面に金属導体が露出した形状と比べて絶縁耐量が改善される。

以上のように、本実施形態の絶縁伝送媒体は、複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、基板上に設けられ、第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器と、を有し、第１の共振器と第２の共振器との間で電磁エネルギーを伝送させることを特徴とし、特に第１の共振器は、多層基板の第１の層上に設けられたコイル状の導体パターンであり、第２の共振器は、多層基板の第１の層とは異なる第２の層上に設けられたコイル状の導体パターンであり、第２の層には、第１の共振器の導体パターンの始点と終点をつなぐための第１ブリッジ配線が設けられ、第１の層には、第２の共振器の導体パターンの始点と終点をつなぐための第２ブリッジ配線が設けられていることを特徴とする。

実施形態５の絶縁伝送媒体は、導体パターンで形成される２層導体構造の共振器を絶縁体基板に内層化しており、誘電体１層目と３層目の空気に触れる面に共振器が露出した形状と比べて絶縁耐量が改善される。さらには、限られたスペース内において巻線導体パターン最内周の開口部面積を大きくし、１層目導体と２層目導体の開口面を垂直方向から見た時の重なる面積も大きくして結合効率を高めて小型で高効率にできる。

＜実施の形態６＞
以下では、本発明の実施の形態６に係り、４つの導体層と５つの誘電体層で構成される絶縁伝送媒体を図２６、２７を用いて説明する。

図２６は、実施形態６に係る絶縁伝送媒体を示す図である。図２６Ａは１層目導体層の図である。基板外形２４２の内側の１層目導体層に形成される巻線導体パターン２４５は、スルービア２４３を介して３層目導体層のブリッジ配線２５３と導通される。さらにはスルービア２４３を介して１層目導体層の引き出し配線２４４と導通される。この一連の導通された導体は、端面２４５ａ、２４５ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。図２６Ｂは２層目導体層の図である。基板外形２４２、他の導体と導通されていない無給電導体パターン２４７、１層目および２層目および３層目の導体層を導通させるスルービア２４３、ブリッジ配線２４１、これと接続され２層目および３層目の導体層を導通させるスルービア２４９が示される。一般に、電力伝送効率は、巻線の開口面積に依存して決まる磁界結合係数ｋと巻線のインピーダンスに依存して決まるＱ係数の関数で表される。さらには、磁界結合係数ｋとＱ係数の積が大きくなるに従って電力伝送効率は高くなる。無給電導体パターン２４７は、抵抗値を高くするような回路の経由がないため、抵抗値が低くなってＱ係数が高くなる。これにより、電力伝送効率が高められる。図２６Ｃは３層目導体層の図である。基板外形２４２、他の導体と導通されていない無給電導体パターン２４８、１層目および２層目および３層目の導体層を導通させるスルービア２４３、これと導通されるブリッジ配線２５３、２層目および３層目および４層目の導体層を導通させるスルービア２４９が示される。無給電導体パターン２４８は、無給電導体パターン２４７と同様に、抵抗値を高くするような回路の経由がないため、抵抗値が低くなってＱ係数が高くなる。これにより、電力伝送効率が高められる。なお、無給電導体パターン２４７、２４８は１回巻いた形状としているが、他の変形例として、２回以上巻いた形状にも適用できる。図２６Ｄは４層目導体層の図である。基板外形２４２の内側の４層目導体層に形成される巻線導体パターン２５１は、スルービア２４９を介して２層目導体層のブリッジ配線２４１と導通される。さらにはスルービア２４９を介して４層目導体層の引き出し配線２５０と導通される。この一連の導通された導体は、端面２５１ａ、２５１ｂに容量あるいはインダクタンスを直列または並列に付加されて共振する。

図２７（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、図２６中の面２４６ａ−２４６ｂ、面２４６ｃ−２４６ｄにおける断面図を示す。図２７（ａ）では、４層目導体層に形成される巻線導体パターン２５１は、スルービア２４９を介して２層目導体層のブリッジ配線２４１と導通される。さらにはスルービア２４９を介して４層目導体層の引き出し配線２５０と導通される。このとき、引き出し配線２５０の露出する面が端面２５１ｂとなる。端面２５１ａ、２５１ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。同様に、図２７（ｂ）では、１層目導体層に形成される巻線導体パターン２４５は、スルービア２４３を介して３層目導体層のブリッジ配線２５３と導通される。さらにはスルービア２４３を介して１層目導体層の引き出し配線２４４と導通される。このとき、引き出し配線２４４の露出する面が端面２４５ｂとなる。端面２４５ａ、２４５ｂのペアに対して、容量あるいはインダクタンスが直列または並列に付加される。図２７の絶縁伝送媒体は、巻線導体、ブリッジ、スルービア、無給電導体パターンの全てが絶縁体基板に内層化されており、誘電体１層目と５層目の空気に触れる面に金属導体が露出した形状と比べて絶縁耐量が改善される。他の変形例として、スルービア２４９が４層目導体層から１層目導体層まで導通して形成され、これと繋がるようにしてブリッジ配線２４１が１層目導体層に形成される形状や、スルービア２４３が１層目導体層から４層目導体層まで導通して形成され、これと繋がるようにしてブリッジ配線２５３が４層目導体層に形成される形状にも適用できる。

以上のように本実施形態６に係る絶縁伝送媒体は、導体パターンで形成される２層導体構造の共振器、および無給電導体パターンを絶縁体基板に内層化しており、誘電体１層目と５層目の空気に触れる面に共振器、および無給電導体パターンが露出した形状と比べて絶縁耐量が改善される。さらには、限られたスペース内において巻線導体パターン最内周の開口部面積を大きくし、１層目導体と４層目導体の開口面を垂直方向から見た時の重なる面積も大きくすることで結合効率を高めて小型で高効率にできる。さらには、無給電導体パターンを絶縁体基板の内層に配置することで、Ｑ係数を高めて高効率にできる。

＜実施の形態７＞
実施の形態７では、先の実施の形態で明らかにした絶縁伝送媒体を適用した絶縁伝送装置の例を、図２８−２９を参照しながら説明する。

図２８は誘電体多層基板に共振器と絶縁伝送回路を構成した絶縁伝送装置の構成例である。絶縁伝送装置３０１は、絶縁のために所定の距離Ｌｍｉｎ以上離した絶縁伝送回路３０２と、各誘電体層３０５の間及び表面に導体３０４が形成された多層基板内に構成された共振器群３０３とで構成される。絶縁伝送回路３０２は共振器群３０３を介して電磁エネルギーを伝送する。絶縁伝送回路３０２は、例えば、通信回路、給電回路、受電回路であり、論理制御ユニットからゲートドライバ回路へ駆動波形を伝送したり、ゲートドライバ回路から論理制御ユニットへ状態信号を伝送したり、ゲートドライバ回路に電力を伝送したりする回路である。

また、図２８では誘電体層３０５は３層としているが、共振器群３０３が誘電体層間に形成されていれば良いので、誘電体層は２層以上であれば何層でも良い。

図２９は絶縁伝送回路３０２に振幅変調を用いた通信回路を適用した構成例である。図２９（ａ）は絶縁伝送回路３０２が送受信に１つの共振器群３０３を用いる構成、図２９（ｂ）は絶縁伝送回路３０２が送受信それぞれに１つずつの共振器群３０３を用いる構成である。

図２９（ａ）に記載の絶縁伝送回路３０２ａは、送信器３０６、受信器３０７、ノイズ除去フィルタ３０８、サーキュレータ３０９とで構成される。ＩＧＢＴを駆動するゲートドライバは特に高電圧を扱う場合、共振器群３０３を介して高い電位差のスイッチングノイズが発生する。このノイズを除去するため、ノイズ除去フィルタ３０８を備えている。サーキュレータ３０９は、送信器３０６の出力信号を、ノイズ除去フィルタ３０８を介して共振器群３０３へ出力し、共振器群３０３で受信した受信信号を、ノイズ除去フィルタ３０８を介して受信器３０７へ入力する。一方、送信器３０６の出力信号が受信器３０７に入力される信号強度を低く抑える機能を有する。

送信器３０６は発振器３１０、位相ロックループ３１１、スイッチ３１２で構成される。発振器３１０の出力する基準信号を元に、位相ロックループ３１１は基準信号の逓倍の周波数を持つ高周波信号を生成する。この高周波信号はスイッチ３１２を介してサーキュレータ３０９に伝送され、スイッチ３１２の短絡、開放は送信信号により制御される。これにより、送信信号は共振器群３０３を介して他方の絶縁伝送回路３０２ａに伝送される。例えば、送信信号がデジタル信号であり、送信信号が論理１の場合にスイッチ３１２が短絡し、送信信号が論理０の場合にスイッチ３１２が開放する場合について説明する。この場合、論理１を送信するときは、高周波信号が送信器３０６から出力され共振器群３０３を介して、他方の絶縁伝送回路３０２ａに高周波信号が受信される。一方論理０を送信するときは、高周波信号が送信器３０６から出力されず、他方の絶縁伝送回路３０２ａは高周波信号を受信されない。こうして、信号を伝送することができる。

受信器３０７は検波器３１３、コンパレータ３１４で構成される。検波器３１３は受信信号に所定の高周波信号の電力がどのくらい含まれているかを検出する。コンパレータ３１４は検波器３１３が検出した高周波信号の電力が所定の閾値を上回るかどうかを判定する。閾値を適正に設定することにより、ノイズや妨害波の電力と他の絶縁伝送回路３０２ａから受信した信号電力とを区別することができ、信号を正しく受信することができる。

図２９（ｂ）に記載の絶縁伝送回路３０２ｂは、送信器３０６、受信器３０７、ノイズ除去フィルタ３０８とで構成され、送信器３０６の出力と受信器３０７の入力はそれぞれ別のノイズ除去フィルタ３０８を介して別の共振器群３０３を接続される。この構成により、サーキュレータ３０９が不要となる。２つの絶縁伝送回路３０２ｂが共振器群３０３を介して接続されるとき、一方の絶縁伝送回路３０２ｂの送信器３０６が接続された共振器群３０３には、もう一方の絶縁伝送回路３０２ｂの受信器３０７が接続される。こうして共振器群３０３を２つ用いることにより双方向の通信が可能となる。

なお、位相ロックループ３１１により高周波信号を生成する例を示したが、位相ロックループに限定されるものではなく、周波数ロックループや電圧制御発振器などでも良い。また、スイッチ３１２やサーキュレータ３０９などはその機能を説明するために例示したもので、実際の回路では、別の手段で構成しても良い。例えば、スイッチ３１２の代わりに乗算器を用いても良いし、サーキュレータ３０９の代わりに方向性結合器を用いても良い。また、送信と受信を同時に行わない場合は、サーキュレータ３０９の代わりにスイッチを用いて、送信と受信を切り替えて動作させてもよい。

また、送受信器を例示したが、一方の絶縁伝送回路は送信器のみ、もう一方の絶縁伝送回路は受信器のみという構成でもかまわない。

また、変調方式は振幅変調に限らず、周波数変調や他の変調方式でも良いし、変調せずに電力を伝送するのみでも良い。

図３０は図２９（ａ）の構成をインバータに適用した例である。インバータはのＩＧＢＴ等の二つのスイッチング素子３１７で構成され、ＩＧＢＴ素子のゲート駆動信号はゲートドライバ回路３１６によって生成される。ゲートドライバ回路３１６に与える駆動信号は論理制御ユニット３１５によって生成される。論理制御ユニット３１５とゲートドライバ回路３１６の間の駆動信号の伝送に絶縁伝送回路３０２ａと共振器群３０３を用いる。このとき、絶縁伝送回路３０２ａは双方向の通信が可能であるため、ゲートドライバ３１６へ駆動信号を伝送するだけではなく、ゲートドライバ３１６から論理制御ユニット３１５へゲートドライバの状態を示す状態信号をも同時に伝送すると良い。

また、同様の構成を３つ用意すれば、３つのインバータを駆動することができ、これにより３相モータを駆動することも可能である。また、さらに多くの構成を用意すれば、多数の小型インバータを直列に接続したカスケードインバータなどへの適用も可能である。

なお、図２９（ａ）の構成を用いて説明したが、図２９（ｂ）の構成を用いても同様の効果が得られることは明白である。

以上、実施の形態７に係わる絶縁伝送装置は、複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、前記基板上に設けられ、前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、前記第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器と、を有し、前記第１の共振器は、第１の主共振部と、第１の副共振部とからなる、絶縁伝送媒体と、前記絶縁伝送媒体の前記第１の共振器と電気的に接続された第１の回路と、前記絶縁伝送媒体の前記第２の共振器と電気的に接続された第２の回路とを有し、前記第１の回路と前記第２の回路との間で、前記絶縁伝送媒体を介し電磁エネルギーを伝送させることを特徴とする。

本実施形態による絶縁伝送装置の構成を適用すれば、絶縁のために所定の距離を置いた絶縁伝送回路間で電磁エネルギーを伝送することができる。

また、複数の絶縁伝送装置を用いることで、インバータやモータなどを駆動することができる。

＜実施の形態８＞
実施の形態８では、先の実施の形態で明らかにした絶縁伝送媒体を適用した他の絶縁伝送装置の例を図３１−３２を参照しながら説明する。

図３１は絶縁伝送回路３０２に振幅変調を用い、送受信を周波数分割した通信回路を適用した構成例である。図３１（ａ）は２つの絶縁伝送回路３０２の間で双方向の通信を行う構成例、図３１（ｂ）、（ｃ）は１つの絶縁伝送回路３０２と２つの絶縁伝送回路の間で双方向の通信を行う構成例である。

図３１（ａ）に記載の絶縁伝送回路３０２ｃは、送信器３０６、受信器３１８、結合／分配器３２１、ノイズ除去フィルタ３０８で構成される。受信器３１８は受信信号と位相ロックループ３１１の信号とを掛け合わせる乗算器３２０、受信信号以外の周波数成分を低減するフィルタ３１９、検波器３１３、コンパレータ３１４で構成される。結合／分配器３２１は送信器３０６と受信器３１８とノイズ除去フィルタ３０８とを接続し、送信器３０６の出力信号を、ノイズ除去フィルタ３０８を介して共振器群３０３へ伝送し、共振器群３０３で受信した信号を、ノイズ除去フィルタ３０８を介して受信器３１８へ伝送する機能を有する。なお、送信と受信とで周波数を分割しているため、図２９に記載のサーキュレータ３０９のように送信器の出力信号が受信器に入力される信号強度を低く抑える機能は不要である。

２つの絶縁伝送回路３０２ｃの間での通信においては、２つの周波数を用いればよい。１つの絶縁伝送回路３０２ｃの送信信号の周波数をｆ３１とし、もう１つの絶縁伝送回路３０２ｃの送信信号の周波数をｆ３２とする。すると、送信信号の周波数がｆ３１である絶縁伝送回路３０２ｃは、ｆ３２の信号を受信すればよいことになる。受信器３１８の動作について、ｆ３２を受信する場合について説明する。

乗算器３２０には自回路の送信信号ｆ３１と他回路の送信信号（所望の受信信号）ｆ３２の２つが入力される。これら２つの信号と自回路の位相ロックループ３１１の出力信号を掛け算すると、乗算器３２０の出力信号は直流の信号とｆ３１±ｆ３２の信号となる。直流の信号はｆ３１の信号同士が乗算された結果である。所望の受信信号の周波数はｆ３２であるため、ｆ３１±ｆ３２の信号が乗算器３２０の出力においての所望の受信信号の周波数となる。従って、直流成分を除去しｆ３１±ｆ３２の成分を通過させるフィルタ３１９を用いることにより、所望の受信信号ｆ３２を検波器３１３に伝送することができる。

ｆ３１やｆ３２といった周波数は、例えば、ＩＳＭ帯である２．４ＧＨｚ帯を用い、ｆ３１を２４００ＭＨｚ、ｆ３２を２４８０ＭＨｚなどとすると良い。この場合、ｆ３１±ｆ３２は８０ＭＨｚとなり、直流と８０ＭＨｚを分離するフィルタ３１９を用意する。

また、共振器群３０３はｆ３１とｆ３２の２つの周波数を通過させる特性を持つ必要がある。共振器群３０３に２つの共振周波数を持たせても良いし、広帯域な特性を持たせても良い。例えば、ｆ３１を２４００ＭＨｚ、ｆ３２を２４８０ＭＨｚであるならば、ｆ３１とｆ３２の周波数差が小さいので、広帯域な特性を持たせてｆ３１、ｆ３２のいずれも小さな損失で通過させる構成とすることが好ましい。

図３１（ｂ）に記載の絶縁伝送回路３０２ｄは、周波数ｆ３１とｆ３３の２つの信号を送信する送信器３２３、周波数ｆ３２とｆ３４の２つの信号を受信する受信器３２４、結合／分配器３２１、ノイズ除去フィルタ３０８とで構成される。共振器群３２２は周波数ｆ３１、ｆ３２、ｆ３３、ｆ３４の４つの信号を伝送させることができるように、広帯域な特性を持つか、複数の共振周波数を持っている。

送信器３２３は２つの高周波信号を出力する。１つは送信信号１でスイッチ３１２を制御し出力した信号、もう１つは乗算器３２５にて送信信号２と発振器３１０の基準信号を乗算した信号でスイッチ３１２を制御した信号である。例えば、発振器３１０の基準信号の周波数を２０ＭＨｚとし、位相ロックループ３１１の出力信号の周波数を２４２０ＭＨｚとすると、ｆ３１は２４２０ＭＨｚ、ｆ３３は２４００ＭＨｚ及び２４４０ＭＨｚとなる。一方、相対する絶縁伝送回路３０２ｃの出力信号の周波数ｆ３２を２４１５ＭＨｚ、ｆ３４を２４４５ＭＨｚとする。乗算器３２０の出力信号の周波数は、ｆ３２を受信した場合は５ＭＨｚ、ｆ３４を受信した場合は４５ＭＨｚとなる。一方、自回路の信号ｆ３１とｆ３３はそれぞれ直流と２０ＭＨｚとなる。従って、フィルタ３１９には、ｆ３２とｆ３３を分離する場合は低域通過フィルタ、ｆ３４とｆ３３を分離する場合は高域通過フィルタを用意すればよい。

なお、ｆ３３は２４００ＭＨｚと２４４０ＭＨｚの２つの周波数となるが、送信器３２３の出力端にフィルタを挿入し、２４００ＭＨｚを除去するなどしても良い。こうすることで、余分な周波数帯域の拡散を防ぐことができる。

なお、位相ロックループ３１１により高周波信号を生成する例を示したが、位相ロックループに限定されるものではなく、周波数ロックループや電圧制御発振器などでも良い。また、送受信を同時に行わない場合は、結合／分配器の代わりにスイッチを用いても良い。
同様に他の構成要素についても同様に多様な実装手段がある。

また、共振器群３２２はｆ３１、ｆ３２、ｆ３３、ｆ３４の４つの周波数を通過させる特性を持つ必要がある。共振器群３２２を構成する２つの要素のうち、絶縁伝送回路３０２ｄに接続する要素は４つの周波数全てに対応すべく、複数の共振周波数を持たせたり、広帯域な特性を持たせたりすることが好ましい。一方、絶縁伝送回路３０２ｃに接続する要素はいずれか２つの周波数に対応すればよく、絶縁伝送回路３０２ｄに接続する要素ほどの広帯域特性は不要であり、あえて、接続する絶縁伝送回路３０２ｃで用いる周波数帯にのみ共振させることにより、他の絶縁伝送回路３０２ｃの通信への影響をさらに軽減することができる。

なお、１つの絶縁伝送回路３０２ｄで２つの絶縁伝送回路３０２ｃと通信することができるため、インバータを駆動することができる。さらに同様の構成を３つ用意するか、周波数分割数を３倍に増やすかすれば、３つのインバータを駆動することができ、これにより３相モータを駆動することも可能である。また、さらに多くの構成を用意すれば、多数の小型インバータを直列に接続したカスケードインバータなどへの適用も可能である。なお、図３１（ａ）の構成を２つ用意することで、図３１（ｂ）と同様に、インバータを駆動することもできる。

また、変調方式は振幅変調に限らず、周波数変調や他の変調方式でも良い。

図３１（ｃ）に記載の絶縁伝送回路３０２ｅは、周波数ｆ３１とｆ３３の２つの信号を送信する送信器３２６、周波数ｆ３２とｆ３４の２つの信号を受信する受信器３１８、結合／分配器３２１、ノイズ除去フィルタ３０８とで構成される。共振器群３２２は周波数ｆ３１、ｆ３２、ｆ３３、ｆ３４の４つの信号を伝送させることができるように、広帯域な特性を持つか、複数の共振周波数を持っている。

送信器３２６は電圧制御発振器３２７、スイッチ３１２で構成され、電圧制御発振器３２７は周波数調整信号の電圧により発振周波数が調整される。こうすることで、通信したい相手に応じて、発振周波数を変更し、特定の相手のみと通信することができる。受信器３１８も乗算器３２０に入力する電圧制御発振器３２７の信号周波数によって、受信できる周波数が変わることから、電圧制御発振器の発振周波数を変更することで、特定の相手の信号を受信することができる。

なお、電圧制御発振器３２７は出力周波数が可変であればどのような実現手段でも良く、例えば、位相ロックループの分周数を変更するなどしても良い。また、変調方式は振幅変調に限らず、周波数変調や他の変調方式でも良い。

図３２は電力伝送を行う場合の絶縁電力伝送装置の構成例である。図３２（ａ）は電力伝送を行う構成例、図３２（ｂ）は通信と電力伝送を同時に行う構成例である。図３２（ａ）に記載の絶縁電力伝送装置は、発振器３１０、増幅器３２８、共振器群３０３、整流回路３２９、レギュレータ３３０で構成される。増幅器３２８が出力する電力を共振器群３０３を介して整流回路３２９が受電し、レギュレータ３３０が所望の電圧レベルに調整して出力する。例えば、レギュレータ３３０の出力を、ＩＧＢＴ素子を駆動するゲートドライバ回路の電源に接続して用いる。

図３２（ｂ）に記載の絶縁通信・電力伝送装置は、図３１（ａ）の絶縁伝送回路の構成に図３２（ａ）の電力伝送回路の構成を加えたものである。結合／分配器３２１により双方の信号を合成している。図２９で説明したように、周波数により分割することで、通信と電力伝送を同時に行うことができる。このとき、ノイズ除去フィルタ３０８は電力伝送に用いる周波数において、インピーダンスが低くならないように設計されることが好ましい。

以上、実施の形態８に係わる絶縁伝送装置の構成を適用すれば、実施形態１の効果に加え、絶縁のために所定の距離を置いた複数の絶縁伝送回路間で互いに干渉することなく同時に電磁エネルギーを伝送することができる。

また、１つの絶縁伝送装置と複数の絶縁伝送装置との間で電磁エネルギーの伝送ができる。

また、複数の絶縁伝送装置を用いることで、インバータやモータなどを駆動することができる。

また、通信と電力伝送に異なる周波数を用いることにより、１組の共振器を用いて、双方を同時に行うことができる。

＜実施の形態９＞
実施の形態９では、先の実施の形態で明らかにした絶縁伝送媒体と絶縁伝送回路を多層基板に実装した絶縁伝送装置の構成例を図３３−３４を参照しながら説明する。

図３３は誘電体多層基板に共振器と絶縁伝送回路を構成した絶縁伝送装置の構成例である。特に、絶縁伝送回路３０２は絶縁を確保するために所定の距離Ｌｍｉｎ以上離して配置されているが、共振器群３０３は少なくとも１辺が距離Ｌｍｉｎ以上の大きさとなる構成例である。図３３（ａ）は断面図、（ｂ）はＡ２−Ａ２’の面を絶縁伝送回路３０２が配置されている上部から見た図、（ｃ）はＡ３−Ａ３’の面を絶縁伝送回路３０２が配置されている上部から見た図である。

図３３（ｂ）と（ｃ）に示すように、共振器群３０３は所定の距離Ｌｍｉｎ以上長い辺Ｌ３１を持つ。また、一方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４は、他方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４との距離を、誘電体内部で絶縁を確保するための所定の距離Ｄｍｉｎ以上離して形成される。

なお、図３３（ｂ）、（ｃ）に記載されたＡ２−Ａ２’、Ａ３−Ａ３’面上の導体３０４は、誘電体層３０５の外形よりも小さいため、誘電体多層基板の側面において、露出していない。

このように、共振器群３０３を誘電体多層基板内部に形成することによって、共振器群３０３のサイズが大きくても、絶縁伝送回路３０２間の距離は、絶縁を確保するための所定の距離Ｌｍｉｎだけ離せばよいため、実装面積を低減することができる。

また、図３３では誘電体層３０５は３層としているが、共振器群３０３が誘電体層間に形成されていれば良いので、誘電体層は２層以上であれば何層でも良い。

また、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３の数はそれぞれ２つと１つに限定されるものではなく、３つ以上の絶縁伝送回路３０２や２つ以上の共振器群３０３に対しても同様に適用することが出来る。

また、図３３に記載した共振器群３０３の構造は一例であり、先の実施例にて明らかとなったどのような共振器を用いても良い。

なお、誘電体層を増やし、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３の間に、基準電位を印加した導体３０４を配し、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３との間でノイズが伝搬しないようにシールドしても良い。

図３４は誘電体多層基板に共振器と絶縁伝送回路を構成した絶縁伝送装置の構成例である。特に、一方の絶縁伝送回路３０２は他方の絶縁伝送回路３０２とは反対側の基板表面に配置されている構成例である。図３４（ａ）は断面図、（ｂ）―（ｅ）はそれぞれＡ１−Ａ１’、Ａ２−Ａ２’、Ａ３−Ａ３’、Ａ４−Ａ４’の面について、Ａ１−Ａ１’面上に配置された絶縁伝送回路３０２の上部から見た図である。

基板表面においては、一方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４と、他方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４は、絶縁を確保するための所定の距離Ｌｍｉｎ以上離れた場所に配置されている。また、誘電体内部では、誘電体内部で絶縁を確保するための所定の距離Ｄｍｉｎ以上離れた場所に配置されている。

また、Ａ１−Ａ１’とＡ４−Ａ４’面に配置された一方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４と、他方の絶縁伝送回路３０２と接続された導体３０４も絶縁を確保するための所定の距離Ｌｍｉｎ以上離れた場所に配置されている。例えば、基板の厚さＬ３２が十分薄く、距離Ｌｍｉｎに対して無視できる場合、基板端面から導体３０４までの距離を一律Ｌｍｉｎ／２離して配置するなどすればよい。

このように、共振器群３０３を誘電体多層基板内部に形成することによって、共振器群３０３のサイズが大きくても、絶縁伝送回路３０２間の距離は、絶縁を確保するための所定の距離Ｌｍｉｎだけ離せばよいため、実装面積を低減することができる。

また、絶縁伝送回路３０２を基板の両面に配置することにより実装面積を低減することができる。

また、図３４では誘電体層３０５は３層としているが、共振器群３０３が誘電体層間に形成されていれば良いので、誘電体層は２層以上であれば何層でも良い。

また、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３の数はそれぞれ２つと１つに限定されるものではなく、３つ以上の絶縁伝送回路３０２や２つ以上共振器群３０３に対しても同様に適用することが出来る。３つ以上の絶縁伝送回路３０２がある場合、３つのうち２つは同じ面に配置される。

また、図３４に記載した共振器群３０３の構造は一例であり、先の実施例にて明らかとなったどのような共振器を用いても良い。

なお、誘電体層を増やし、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３の間に、基準電位を印加した導体３０４を配し、絶縁伝送回路３０２と共振器群３０３との間でノイズが伝搬しないようにシールドしても良い。

以上、実施の形態９に係わる絶縁伝送装置の構成を適用すれば、絶縁のために所定の距離を置いた絶縁伝送回路間で電磁エネルギーを伝送することができる。また、絶縁のための所定の距離Ｌｍｉｎよりも大きな共振器を用いても、実装面積の増大を抑えることができる。また、絶縁伝送装置を基板の表裏に配置することで、さらに実装面積を低減することができる。また、複数の絶縁伝送装置を用いることで、インバータやモータなどを駆動することができる。

なお、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成例の一部を、同じ実施の形態の他の構成例または他の実施の形態の構成例に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成例に、同じ実施の形態の他の構成例または他の実施の形態の構成例の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１０１：誘電体多層基板、
１０２：論理制御ユニット、
１０３：通信機、
１０４：ゲートドライバ回路、
１０５：スイッチング素子、
１０６：外部インターフェース主導体、
１０７：インターフェース主ビア、
１０８：共振器主導体、
１０９：インターフェース副ビア、
１１０：外部インターフェース副導体、
１１１：内部インターフェース主導体、
１１２：内部インターフェース副導体、
１１３、１１４、１１６：静電容量成分、
１１５：自己誘導成分、
１１７：相互誘導成分、
１１８：誘電体層、
１１９：通過量、
１２０：反射量、
１２１：共振器副導体、
１２２、１２３、１２４：共振器主導体、
１２５：共振器主ビア、
１２６、１２８：共振器主導体、
１２９：内部インターフェース副導体、
１３２：共振器副ビア、
１３３、１３６、１３７：共振器副導体、
１３８：外部インターフェース導体、
２００：電磁波伝搬装置
２１０、２３２、２４２：基板外形
２０８、２１２、２３０、２３３、２４３、２４９：スルービア、
２０９、２１７、２１９、２２５、２２７、２３１、２３９、２４１、２５３：ブリッジ配線、
２１３、２１６、２１８、２３５、２３８、２４５、２５１：巻線導体パターン、
２１３ａ、２１３ｂ、２１６ａ、２１６ｂ、２３５ａ、２３５ｂ、２３８ａ、２３８ｂ、２４５ａ、２４５ｂ、２５１ａ、２５１ｂ：端面
２１１、２１５、２３４、２３７、２４４、２５０：引き出し配線、
２２１、２２２、２２３：領域
２２０ａ：巻線導体パターン概形
２２６：領域
２２８：領域
２２８ａ：領域
２２９：領域
２４７、２４８：無給電導体パターン
３０１：絶縁伝送装置
３０２：絶縁伝送回路
３０３、３２２：共振器群
３０４：導体
３０５：誘電体層
３０６、３２３、３２６：送信器
３０７、３１８、３２４：受信器
３０８：ノイズ除去フィルタ
３０９：サーキュレータ
３１０：発振器
３１１：位相ロックループ
３１２：スイッチ
３１３：検波器
３１４：コンパレータ
３１５：論理制御ユニット
３１６：ゲートドライバ回路
３１７：スイッチング素子
３１９：フィルタ
３２０、３２５：乗算器
３２１：結合／分配器
３２７：電圧制御発振器
３２８：増幅器
３２９：整流回路
３３０：レギュレータ。

Claims (14)

1. 複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、
   前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、
   前記基板上に設けられ、前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持つ第２の共振器とを有し、
   前記第１の共振器と前記第２の共振器との間は直流電流に対しては電気的に絶縁されており、
   前記第１の共振器と前記第２の共振器との間で、所定の周波数帯域を持ち、かつ、直流ではない電磁波を伝送させるものであり、
   前記第１の共振器は、第１の主共振部と、第１の副共振部とからなり、
   前記第２の共振器は、第２の主共振部と、第２の副共振部とからなる
   ことを特徴とする絶縁伝送媒体。
2. 請求項１において
   前記第１の共振器は、第１の誘電体層上に設けられ、
   前記第２の共振器は、第１の誘電体層より下層の第２の誘電体層上に設けられて、
   前記第１の誘電体層より上には、第３の誘電体層が設けられていることを特徴とする絶縁伝送媒体。
3. 請求項１において
   前記第１の共振器、前記第２の共振器の少なくとも一つが複数の誘電体層に渡って設けられていることを特徴とする絶縁伝送媒体。
4. 請求項１において
   前記第１及び第２の副共振部は複数あることを特徴とする絶縁伝送媒体。
5. 請求項１において、前記第１の共振器および前記第２の共振器はいずれも導体であることを特徴とする絶縁伝送媒体。
6. 請求項２において、
   前記第１の主共振部は複数回曲折していることを特徴とする絶縁伝送媒体。
7. 請求項２において、
   前記第１の共振器および前記第２の共振器から前記誘電体層により絶縁されたフローティング共振器をさらに備え、
   前記第１の共振器と、前記第２の共振器との間で、前記フローティング共振器を介して電磁エネルギーを伝送させることを特徴とする絶縁伝送媒体。
8. 請求項６において、
   前記第１の副共振部は、前記第１の主共振部を挟むような位置に設けられていることを特徴とする絶縁伝送媒体。
9. 請求項８において、
   前記第１及び第２の共振器が複数であることを特徴とする絶縁伝送媒体。
10. 請求項１において、
    前記第１の共振器は、前記基板の第１の層上に設けられたコイル状の導体パターンであり、
    前記第２の共振器は、前記基板の前記第１の層とは異なる第２の層上に設けられたコイル状の導体パターンであり、
    前記第２の層には、前記第１の共振器の導体パターンの始点と終点をつなぐための第１ブリッジ配線が設けられ、
    前記第１の層には、前記第２の共振器の導体パターンの始点と終点をつなぐための第２ブリッジ配線が設けられていることを特徴とする絶縁伝送媒体。
11. 請求項１０において、
    前記第１の共振器と前記第２の共振器とは互いに点対称であり、
    前記第１の共振器の外周と前記第２ブリッジ配線との距離は、両者が絶縁をとれる程度に離間され、
    前記第２の共振器の外周と前記第１ブリッジ配線との距離は、両者が絶縁をとれる程度に離間されていることを特徴とする絶縁伝送媒体。
12. 複数の誘電体層からなる誘電体多層基板と、前記基板上に設けられた、第１の基準電位を持つ第１の共振器と、前記基板上に設けられ、
    前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位を持ち、前記第１の共振器とは電気的に絶縁されている第２の共振器と、を有し、前記第１の共振器は、第１の主共振部と、第１の副共振部とからなる、絶縁伝送媒体と、
    前記絶縁伝送媒体の前記第１の共振器と電気的に接続された第１の回路と、
    前記絶縁伝送媒体の前記第２の共振器と電気的に接続された第２の回路とを有し、
    前記第１の回路と前記第２の回路との間で、前記絶縁伝送媒体を介し電磁エネルギーを伝送させる絶縁伝送装置。
13. 請求項１２において、
    前記第１の回路と前記第２の回路との間で、複数の信号が同時に伝送されることを特徴とする絶縁伝送装置。
14. 請求項１２において、
    前記第１の回路と前記第２の回路との間で、通信と電力伝送とが同時に行われることを特徴とする絶縁伝送装置。

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