JP5813220B2 - シャント抵抗を較正するための方法およびシステム - Google Patents

Description

本発明は、例えば金属シャント抵抗のようなシャント抵抗を較正するための方法およびシステムに関する。

従来の技術
電流制御方法に対しては、制御すべき電流を測定する必要がある。一般的にこの電流は、測定すべき電流が流れる測定抵抗ないしはシャント抵抗の両端の電圧として間接的に測定される。この場合には測定した電圧と、電流が流れたシャント抵抗の抵抗との比から上記の測定電流を推定することができる。この電流測定の精度は、シャント抵抗の抵抗値についての正確な知識に極めて大きく依存する。

測定すべき電流に対して抵抗許容公差が十分に小さく、かつ、理想的なケースにおいて温度依存性がゼロであるか少なくとも既知のようなばらつきを有するシャント抵抗が使用されることが多い。後者のケースでは、シャント抵抗において測定される電圧は、既知の温度依存性にしたがって補正することができる。例えば、測定したこの電圧は、シャント抵抗と同じ既知の温度依存性を有する基準電圧によって補正することができる。

この基準電圧の決定は、例えば、シャント抵抗の最初の使用時に行うことができ、基準として測定装置に前もって設定することができる。しかしながら、例えば金属シャント抵抗の抵抗値は、例えば材料の経年変化により、動作の経過に伴って変化することがある。この材料の経年変化は、殊に使用の前にはわからないシャント抵抗を流れる電流に依存し得るため、基準曲線によって一度だけ測定装置をあらかじめ設定するのでは、上記の材料の経年変化を表すことはできないのである。

刊行物ＵＳ２０１１／００３３９８５Ａ１からは、抵抗値の温度依存性が小さいシャント抵抗を集積回路に配置することが公知であり、ここではこのシャント抵抗の較正は、上記の集積回路のコンポーネントによって行うことができる。

発明の開示
本発明の１つの実施形態によって得られるのは、シャント抵抗であり、このシャント抵抗は、主電流方向に沿ってこのシャント抵抗を流れる測定電流を加えるための２つの測定端子と、スリット構造部と、主電流方向に対して横方向に接続されている２つの較正端子とを有するシャント抵抗であり、上記のスリット構造部は、上記のシャント抵抗を、主電流方向に沿って、それぞれ第１の幅ａを有する２つの副電流領域と、第１の幅を有する１つの主電流領域と分割する。このシャント抵抗によって得られる利点は、副電流方向が一層高抵抗な較正抵抗を有することであり、この較正抵抗は、殊に主電流方向に沿ったシャント抵抗よりも高抵抗であり、この較正抵抗を通して、電流強度の小さい較正信号を導出することができるため、主電流領域を流れる本来の電流の測定が損なわれることがない。同時に上記の副電流領域は、温度依存性、材料経年変化および電流に起因する抵抗変化についてほぼ同じ特性を有するため、副電流領域において測定した上記の抵抗の特性から、主電流領域における抵抗値の変化を推定することができる。これらの情報は有利には、温度依存性、材料経年変化および電流に起因する抵抗変化について、主電流領域における電流測定を正確にかつシャント抵抗の動作中に補正するために利用することができる。

別の実施形態によれば本発明により、測定電流を検出するためのシステムが得られ、このシステムは、本発明によるシャント抵抗と、検出回路と、較正装置と、補正装置とを有しており、上記の検出回路は、シャント抵抗の測定端子に接続されており、かつ、シャント抵抗を流れる測定電流を検出して、検出したこの測定電流に依存して測定信号を形成するように設計されている。上記の較正装置は、上記の較正端子に接続されており、かつ、基準電圧または基準電流を２つの較正端子に加え、かつ、２つの較正端子間で降下する電圧に依存して較正電圧を求めるように設計されている。上記の補正回路は、較正装置および検出回路に接続されており、かつ、検出した較正電圧に依存して、検出回路によって形成される測定信号を補正するように設計されている。

上記の較正装置を構成するための１つの選択肢には、シャント抵抗の較正端子に接続される直流電流源と、較正端子間で降下する直流電圧を検出して、この電圧から較正電圧を形成するように設計されたオペアンプとが含まれる。これにより、電流強度の小さい直流電流を用いて、測定電流を損なうことなく、シャント抵抗の副電流領域における抵抗変化が求められるという利点が得られる。

この選択肢は、直流電流源によって実現する代わりに交流電流源によって実現することができる。これは、（加えられる交流電流に対して有利な周波数を前提とすると）、副電流領域に流れる電流の平均値が、加えられる電流の強度には依存せず、較正のために加えられる電流によって変化しないという利点を有する。これにより、主電流領域とは異なり、これらの経路において経年変化特性は変化しないのである。

上記の較正装置を構成するための１つの選択肢には、上記の較正端子に基準交流電圧を加えるように設計された交流電圧源、２つの較正端子のうちの１つにそれぞれ接続された２つのコンデンサ、これらの２つのコンデンサと１つのアース端子との間にそれぞれ接続された２つの抵抗、ならびに、上記の２つのコンデンサと２つの抵抗との間の２つのノード点間の電圧差分を取り出してこの電圧差分から較正電圧を形成するように設計されたオペアンプが含まれる。これらのコンデンサは、シャント抵抗の副電流領域の抵抗と共にハイパスフィルタとして作用することができ、その遮断周波数は、シャント抵抗の副電流領域の抵抗値に依存する。加えられる交流電圧が既知の場合にハイパスフィルタによる電圧伝達を求めることにより、遮断周波数の変化を介して、シャント抵抗の副電流領域の抵抗値の変化を推定することできる。

上記の較正装置を構成するための別の選択肢には、リング発振器が含まれており、このリング発振器は、上記の較正端子に接続されており、かつ、交流電圧を含みその周波数がシャント抵抗の副電流領域における抵抗に依存する較正電圧を形成するように設計されている。このリング発振器の発振周波数は、シャント抵抗の副電流領域の抵抗値に依存する。ここでもリング発振器の発振周波数の変化を介して、シャント抵抗の副電流領域の抵抗値の変化を推定することができる。

１つの実施形態によれば、較正装置に対して構造が同じであるかないしは同じ部材を有する１つずつの基準較正装置を設けることができる。ここでこの基準較正装置は、シャント抵抗と同じあるが測定電流が流れない基準シャント抵抗に接続することができる。これによって有利にも、較正装置および基準較正装置の較正電圧を比較することにより、測定電流による抵抗変化ないしは材料経年変化に起因しない影響を求めることができる。

別の実施形態によれば、本発明により、測定電流求める方法が得られ、ここでこの方法は、検出した測定電流に依存する測定信号を形成するために本発明によるシャント抵抗を流れる測定電流を検出するステップと、基準電圧または基準電流をシャント抵抗の較正端子に加えるステップと、２つの較正端子間で降下する電圧を検出するステップと、この２つの較正端子間で降下する電圧から較正電圧を形成するステップと、この較正電圧に依存して測定信号を補正して、シャント抵抗を流れる補正した測定電流を求めるステップとを有する。

本発明の別の特徴および実施形態の利点は、添付の図面に基づく以下の説明から得られる。

測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 図１ａのシステムに使用されるシャント抵抗の概略図である。 本発明の１つの実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 図２ａのシステムに使用される本発明のシャント抵抗の概略図である。 本発明の別の実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 図３ａのシステムに使用される本発明のシャント抵抗の概略図である。 本発明の別の実施形態による補正回路の概略図である。 本発明のさらに別の実施形態による補正回路の概略図である。 本発明の別の実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 本発明のさらに別の実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの別の概略図である。 本発明のさらに別の実施形態による補正回路の概略図である。 本発明のさらに別の実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 本発明のさらに別の実施形態にしたがって測定電流を検出するためのシステムの概略図である。 測定電流を検出するシステムの概略図である。 測定電流を検出する別のシステムの概略図である。

図１ａには、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム１００’の概略図が示されている。シャント抵抗２’は、このシャント抵抗２’の両側に２つの測定端子２ａおよび２ｂを有する。これらの測定端子２ａおよび２ｂにおいて、測定電流Ｊ_mおよびシャント抵抗２’の抵抗値に依存する電圧を取り出すことができる。測定回路１’には、シャント抵抗２’の両端で降下する電圧を検出して測定信号を出力するオペアンプ３を配置することができる。この測定信号は、例えばアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４においてデジタルの測定信号に変換することができる。

図１ｂには、図１ａのシステム１００’で使用されるシャント抵抗２’の概略図が示されている。シャント抵抗２’には、主電流方向に沿って電流Ｊ_mが流れる。この主電流方向に沿ってシャント抵抗２’は、Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３の長さを有しており、最大の長さＬ２を有する中央領域は、２つの縁部領域Ｌ１とＬ３との間に配置されている。シャントａ抵抗２’は、幅Ｗを有する。シャント抵抗２’は、例えば、完全に金属から作製することができ、すべての領域において同じ材料を有し得る。

図２ａには、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム１００の概略図が示されている。シャント抵抗２は、シャント抵抗２の両端に測定端子２ａおよび２ｂを有している。測定端子２ａおよび２ｂでは、測定電流Ｊ_mおよびシャント抵抗２の抵抗値に依存する電圧を取り出すことできる。オペアンプ３は、シャント抵抗２の両端で降下する電圧を検出して測定信号を出力することができ、この測定信号は、例えば、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４においてデジタルの測定信号に変換することができる。

図２ｂには、図２ａのシステム１００に使用されるシャント抵抗２の概略図が示されている。このシャント抵抗２は実質的には、シャント抵抗２の中央領域において長手方向にスリット構造部７および８が入れられている点が、図１ｂのシャント抵抗２’と異なる。これにより、この中央領域は、長さＬ２にわたり、主電流方向に対して横方向に電気的に互いに分離された３つの領域に、すなわち２つの副電流領域５および６と、主電流領域とに分割される。上記の主電流領域は、例えば、幅Ｗ０を有することができ、これに対して副電流領域５および６は、それぞれ幅Ｗ１ないしはＷ２をする。殊に幅Ｗ１およびＷ２は同じ大きさにすることができ、またそれぞれ主電流領域の幅Ｗ０よりも格段に小さくすることができる。主電流方向に沿ってシャント抵抗２を流れる測定電流Ｊ_mは、３つの部分電流Ｊ_m1，Ｊ_mwおよびＪ_m2に分かれ、ここではＪ_m＝Ｊ_m1＋Ｊ_mw＋Ｊ_m2が成り立つ。２つの副電流領域５および６には、主電流方向に対して横方向それぞれ較正端子５ｃおよび６ｃが取り付けられている。例えば、較正端子５ｃおよび６ｃはそれぞれ副電流領域５および６の高さの半分Ｌ２／２の位置に接続して、副電流領域５および６が、図２ａに示したように抵抗５ａおよび５ｂないしは６ａおよび６ｂを有する２つの電流路に分割されるようにすることができる。

当然のことながら、上記の副電流領域５および６をシャント抵抗２の１つの中央領域に配置して、主電流領域が、シャント抵抗２の縁部に沿って続いている２つの主電流路を有し、これに対して副電流領域５および６の２つの電流路が、シャント抵抗２の中央領域に沿って続いているようにすることも可能である。したがって図２ｂにおけるシャント抵抗２の図は単に例示的なものであり、シャント抵抗２が所定数の主電流路と、この主電流路よりも高い抵抗値を有する２つの電流路とに分割されるのであれば、スリット構造部の幾何学的な配置に応じて多くの相異なる形態で構成することができるのである。

図３ａには、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム１００が略示されている。システム１００は、直流または交流電流をシャント抵抗２に送り出す直流または交流電流源Ｊ_kが較正端子５ｃおよび６ｃに接続されている点が図２ａに示したシステム１００と異なっている。図３ｂには、図２ａ，２ｂおよび３ａのシャント抵抗２の概略図が示されている。電流源Ｊ_kからの電流Ｊ_kは、較正端子５ｃにおいてシャント抵抗２に入り、抵抗５ａおよび５ｂに分かれて部分電流Ｊ_kaおよびＪ_kbになる。較正端子５ｃおよび６ｃをそれぞれシャント抵抗２の主電流領域の半分の高さの位置に接続して、抵抗５ａおよび５ｂないしは６ａおよび６ｂがそれぞれ同じ大きさになるようにすることができる。この場合には部分電流Ｊ_kaおよびＪ_kbもそれぞれ同じ大きさになり、それぞれ電流Ｊ_kの半分になる。部分電流Ｊ_kaおよびＪ_kbは、シャント抵抗２の縁部領域においてそれぞれ測定電流Ｊ_mに対して横方向に流れる。これらの縁部領域の長さＬ１ないしはＬ２をそれぞれ、副電流領域の幅Ｗ１およびＷ２よりも格段に大きく選択した場合には、上記の縁部領域における抵抗は、抵抗５ａおよび５ｂないしは６ａおよび６ｂに対してそれぞれ無視することができる。部分電流Ｊ_kaおよびＪ_kbは、較正端子６ｃにおいて１つにまとまって再び電流Ｊ_kになる。電流Ｊ_kの振幅は、主電流領域の格段に大きな幅Ｗ０よりも副電流領域Ｗ１およびＷ２の幅が狭いことに起因して、測定電流Ｊ_mよりも格段に小さく選択できるため、上記の測定電流は、まったく影響を受けないかまたはわずかにしか影響を受けない。さらにシャント抵抗２の測定に起因する経年変化は、電流Ｊ_kを加えることにより、殊に電流Ｊ_kを交流電流として加える場合には、最小化される。

システム１００は、電流源Ｊ_kおよびオペアンプ９を含む較正回路１を有している。オペアンプ９は、較正端子５ｃおよび６ｃ間で降下する電圧を検出するように設計されている。検出したこの電圧は、抵抗５ａ，５ｂ，６ａおよび６ｂの抵抗値に依存し、これらの抵抗それ自体は材料が経年変化し得る。オペアンプ９は、補正回路２０の端子２０ｂに転送することの可能な較正電圧を形成する。同様にオペアンプ３の測定電圧も補正回路２０の端子２０ａに転送され、この補正回路は、測定電圧を較正電圧に補正するため、補正回路の出力側２０ｃには、補正した測定電圧ないしは較正した測定電圧が得られる。

上記のシャント抵抗２の主電流領域および副電流領域５，６は、同じ経年変化および／または温度に起因する変化に晒されるため、上記の較正電圧により、シャント抵抗２に対するこれらの影響を補正回路２０において消去し、ひいてはシャント抵抗２の動作時間全体にわたって測定電流Ｊ_mを正確に検出することができる。測定電流Ｊ_mの較正は、例えば、連続して、または適当な間隔で周期的に行うことができる。適当な時間間隔で上記の直流電流源の電流の方向を極性変化させ、すなわち、方形波電流信号を加えて、２つの副電流領域における電流密度が、平均すると、主電流領域における電流密度と等しくなり、電流密度に起因する経年変化が一定になるようにすることも有利になり得る。さらにこのために有利になり得るのは、直流電流元の代わりに交流電流源を使用することである。択一的には電流Ｊ_kをシャント抵抗２に、例えばパルス状に短時間だけ加えることも可能である。これにより、シャント抵抗２への付加的な電流の書き込みを低減することができ、測定に起因する抵抗値の変化を最小化することができる。

図４ａおよび図４ｂには、図３ａの補正回路２０の考えられ得る実施形態が略示されている。図４ａの補正回路２０は、基準電圧入力側４ｄを含むＡＤＣ ４ａを有している。ＡＤＣ ４ａは、オペアンプ３の測定電圧をアナログの形態からデジタルの形態に変換する。ここでオペアンプ９の較正電圧は、基準電圧としてＡＤＣ ４ａの基準電圧入力側４ｄに加えられる。図４ａの補正回路２０は、２つのＡＤＣ ４ａおよび４ｂならびにデジタル演算装置を有する。オペアンプ３および９の電圧信号は、ＡＤＣ ４ａないしは４ｂでデジタル化される。デジタル演算装置２１は、基準端子２１を有しており、この端子には、オペアンプ９のデジタル化された較正電圧信号が加えられて、オペアンプ３のデジタル化された測定電圧信号が計算によって補正される。

図４ａおよび４ｂに示した２つの補正回路２０のうちの１つはそれぞれ、以下に説明する図５，８，９，１０ａおよび１０ｂの複数の補正回路２０のうちの１つにも使用できることは当業者には明らかである。

図３ａの較正装置１には基準較正装置を設けることが可能である。このために較正端子を介し、シャント抵抗２と同じ構造の基準シャント抵抗を基準直流電流源に接続することができる。この場合、基準シャント抵抗の較正端子間で降下する基準電圧は、基準オペアンプによって検出することができる。シャント抵抗２とは異なり基準シャント抵抗には測定電流Ｊ_mが流れない点において基準較正装置は較正装置とは異なる。これにより、基準較正装置によって形成される基準較正電圧と、較正装置によって形成される較正電圧とを比較すれば、測定電流Ｊ_mによって発生する電流密度に起因するシャント抵抗２の経年変化を推定することができる。なぜならば、温度依存性またはその他の影響などの別の外部の影響は、上記の基準較正装置においても、較正装置においても同程度に発生するからである。

図５には、測定電流を検出するためのシステム２００の概略図が示されている。システム２００は、別の較正装置１が使用される点が、図２ａおよび３ａのシステム１００と実質的に異なる。交流電圧源Ｕ_kは、コンデンサＣ１およびＣ２を介して、２つの較正端子５ｃおよび６ｃの１つずつに１つの交流電圧が加えられるように設計される。これにより、抵抗５ａおよび５ｂないしは６ａおよび６ｂは、各コンデンサＣ１ないしはＣ２と共に、端子５ｃないしは６ｃにおける交流電圧Ｕ_kをハイパスフィルタリングする第１ハイパス要素になる。較正端子５ｃおよび６ｃはそれぞれコンデンサＣ３およびＣ４に接続されている。例えば、コンデンサＣ３およびＣ４はそれぞれ同じキャパシタンスＣを有することができ、コンデンサＣ１およびＣ２はそれぞれ同じキャパシタンスＣ_kを有することができる。この際にはコンデンサＣ３およびＣ４に加わる交流電圧の振幅は、第１ハイパス要素の遮断周波数ｆ_gに依存し、この遮断周波数それ自体は、抵抗５ａおよび５ｂないしは６ａおよび６ｂの抵抗値Ｒ_kに依存する。すなわち、
ｆ_g ＝ (２πＲ_kＣ_k)^-1
である。

コンデンサＣ３およびＣ４と、例えばアース電位のような基準電圧との間に結合される２つのインピーダンスＺ１およびＺ２を用いれば、コンデンサＣ３ないしはＣ４と、インピーダンスＺ１ないしはＺ２との間のノード間で基準電圧を取り出すことができ、この基準電圧は、オペアンプ９によって検出することができ、これによって較正電圧が形成される。

したがってコンデンサＣ３およびＣ４は、インピーダンスＺ１ないしはＺ２と共に１つずつの第２ハイパス要素を構成するのである。ここではこれらの第２ハイパス要素の遮断周波数が同じになるように選択し、またこれらが第１ハイパス要素の遮断周波数ｆ_gよりも低くなるようにする。これにより、端子５ｃおよび６ｃ間に加わる較正電圧の絶対値のまったく減衰されずに、オペアンプ９への入力電位だけが最適化されるようにすることができる。

上記の較正電圧は、遮断周波数ｆ_gに依存する。例えば、遮断周波数ｆ_gを選択して、交流電圧Ｕ_kの周波数が遮断周波数ｆ_g以上になるようにした場合、抵抗５ａ，５ｂ，６ａおよび６ｂの抵抗が増大すれば、上記の較正電圧は一層大きくなる。これにより、オペアンプ３の測定電圧を補正するため、オペアンプ９の較正電圧をミキサ２２において混合し、補正回路２０に供給することができる。

図６には、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム３００の概略図が示されている。システム３００は、較正装置１と実質的に同じコンポーネントを有する基準較正装置２３が設けられている点が、図５のシステム３００と本質的に異なる。しかしながらここでは、基準較正装置２３に配置されている基準シャント抵抗には測定電流Ｊ_mが流れない。基準オペアンプ２４によって形成される基準較正電圧は、基準ミキサ２５において混合され、補正回路２６の１つの補正端子２６ｄに転送される。補正回路２６は、図７において一層詳細に示されている。補正回路２６は、基準端子２６ｄの基準較正電圧をデジタル化する第３ＡＤＣ ４ｃが設けられている点が、図４ｂの補正回路２０と実質的に異なる。この場合、ＡＤＣ ４ｂにおいてデジタル化される較正装置の較正電圧に加えて、上記のデジタル化された基準較正電圧が、デジタル演算装置２１に供給されて、ＡＤＣ ４ａのデジタル化された測定信号をさらに正確に補正することができる。

図８には、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム４００の概略図が示されている。システム４００は、別の較正装置１が使用されている点が、図２ａのシステム１００および図５のシステム２００と実質的に異なる。較正装置１は、シャント抵抗２の較正端子５ｃおよび６ｃに接続されているリング発振回路３０を有している。リング発振回路３０は、２つのループから構成することができ、これらのループはそれぞれ、較正端子５ｃおよび６ｃの相異なる端子にそれぞれ接続されている。第１のループは、１つの増幅器と、奇数（例えば３個の）インバータとを備えた第１の増幅器チェーン３２を有しており、これらのインバータは、コンデンサＣ５に直列接続されている。複数の較正端子のうちの１つの端子５ｃと、オペアンプ３１の入力側の間には別のコンデンサＣ６が接続されている。第２のループは、偶数個の（例えば４個の）インバータを備えた第２の増幅器チェーン３３を有しており、これらのインバータは、コンデンサＣ７に直列接続されている。複数の較正端子のうちの１つの端子６ｃと、オペアンプ３１の別の入力側との間には別のコンデンサＣ８が接続されている。これらの２つのループは、インピーダンスＺ３を介してオペアンプ３１の２つの入力側にわたって接続されている。リング発振器３０の発振周波数は、殊に抵抗５ａ，５ｂ，６ａおよび６ｂの抵抗値に依存するため、オペアンプ３１の出力側に加わる電圧は、抵抗５ａ，５ｂ，６ａおよび６ｂの抵抗値に伴って変化する交流電圧周波数を有する。したがってリング発振器３０の出力電圧は、ミキサ２２において混合して、較正電圧として補正回路２０の端子２０ｂに転送することができる。

図９には、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム５００が略示されている。システム５００は、基準リング発振器３４が設けられている点が図８のシステム４００と異なり、ここでこの基準リング発振器は、ミキサ２２においてリング発振器３０の較正電圧と混合可能な基準較正電圧を形成する。

図１０ａには、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム６００が略示されている。システム６００には、図１ｂのシャント抵抗２’の構造を有し得るシャント抵抗２’が含まれている。測定端子２ａおよび２ｂを介して測定電流Ｊ_mがシャント抵抗２’に供給され、また測定電流Ｊ_mによってシャント抵抗２’の両端で発生する電圧がオペアンプ３を介して検出される。測定電流Ｊ_mに加え、較正装置３６の交流電流源Ｊ_hfにより、周波数の高い交流電流が、測定端子２ａおよび２ｂを介してシャント抵抗２’に加えられる。交流電流Ｊ_hfは、測定電流Ｊ_mに比べて格段に高い周波数と、格段に小さい振幅とを有し得る。ここでも同様にオペアンプ９を介して、測定端子２ａおよび２ｂ間で降下するシャント抵抗２’の電圧が求められる。オペアンプ９によって出力される測定電圧は、交流電流Ｊ_hfの周波数に同調させたバンドパス周波数を有するバンドパスフィルタ２７に供給される。バンドパスフィルタ２７は、有利には極めて狭い帯域幅および／または極めて高いフィルタ良度を有する。バンドパスフィルタ２７の帯域幅が狭ければ狭いほど、交流電流Ｊ_hfの振幅を小さく選択することができる。これにより、バンドパスフィルタ２７によってフィルタリングされるオペアンプ９の出力電圧は、シャント抵抗２’の両端で降下する全体電圧のうちの、交流電流Ｊ_hfによって発生する電圧成分を再現する。この場合、オペアンプ３によって求めた測定電圧を補正回路２０において較正するためにこの電圧成分におけるこれらの変化そのものを使用可能である。

図１０ｂには、測定電流Ｊ_mを検出するためのシステム７００が略示されている。システム７００は、基準較正電圧を形成する基準較正装置３５が設けられている点が図１０ａのシステム６００と異なり、ここで上記の基準較正電圧は、ミキサ２２において較正装置３６の較正電圧と混合することができる。

Claims (9)

1. 測定電流（Ｊ_m）を検出するためのシステム（１００；２００；３００；４００；５００）において、
   シャント抵抗（２）であって、主電流方向に沿って前記シャント抵抗（２）を流れる測定電流（Ｊ _m ）を加える２つの測定端子（２ａ，２ｂ）と、前記主電流方向に沿って、それぞれ第１の幅（Ｗ１；Ｗ２）を有する２つの副電流領域（５；６）と、第２の幅（Ｗ０）を有する１つの主電流領域とに前記シャント抵抗（２）を分割するスリット構造部（７；８）と、前記主電流方向に対して横方向に前記副電流領域（５；６）に接続されている２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）とを有する、シャント抵抗（２）と、
   前記シャント抵抗（２）の測定端子（２ａ；２ｂ）に接続されており、前記シャント抵抗（２）を流れる測定電流（Ｊ_m）を検出し、検出した当該測定電流（Ｊ_m）に依存して測定信号を形成するように設計された検出回路（３）と、
   前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に接続されており、基準電圧または基準電流を２つの前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に加えて、２つの前記較正端子（５ｃ；６ｃ）間で降下する電圧に依存して較正電圧を求めるように設計されている較正装置（１）と、
   前記較正装置（１）および前記検出回路（３）に接続されており、検出した前記較正電圧に依存して、前記検出回路（３）によって形成した前記測定電圧を補正するように設計された補正回路（２０；２６）とを有する、
   ことを特徴とするシステム（１００；２００；３００；４００；５００）。
2. 請求項１に記載のシステム（１００）において、
   前記較正装置（１）は、
   前記シャント抵抗（２）の前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に接続されている直流または交流電流源（Ｊ_k）と、
   前記較正端子（５ｃ；６ｃ）間で降下する前記直流または交流電圧を検出して、当該電圧から前記較正電圧を形成するように設計されたオペアンプ（９）とを含む、
   ことを特徴とするシステム（１００）。
3. 請求項２に記載のシステム（１００）において、
   さらに
   前記シャント抵抗（２）と同じ構造に構成されており、かつ、測定電流（Ｊ_m）が流れない基準シャント抵抗と、
   前記基準シャント抵抗の前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に接続されている基準電流源を有する基準較正装置と、
   前記基準シャント抵抗の前記較正端子（５ｃ；６ｃ）間で降下する電圧を検出して、当該電圧から基準較正電圧を形成するように設計された基準オペアンプと
   を有しており、
   前記補正回路（２６）は、前記基準較正装置に接続されており、かつ、検出した前記較正電圧を前記基準較正電圧に応じて正規化するように設計されている、
   ことを特徴とするシステム（１００）。
4. 請求項１に記載のシステム（２００；３００）において、
   前記較正装置（１）は、
   前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に基準交流電圧を加えるように設計された交流電圧源（Ｕ_k）と、
   前記２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）のうちの１つにそれぞれ接続されている２つのコンデンサ（Ｃ３；Ｃ４）と、
   前記２つのコンデンサ（Ｃ３；Ｃ４）と、アース端子との間にそれぞれ接続されている２つの抵抗（Ｚ１；Ｚ２）と、
   前記２つのコンデンサ（Ｃ３；Ｃ４）と、前記２つの抵抗（Ｚ１；Ｚ２）との間の２つのノード点間の電圧差分を取り出して、当該電圧差分から前記較正電圧を形成するように設計されたオペアンプ（９）とを有する、
   ことを特徴とするシステム（２００；３００）。
5. 請求項４に記載のシステム（３００）において、
   さらに
   前記シャント抵抗（２）と同じ構造で構成されており、かつ、前記測定電流（Ｊ_m）が流れない基準シャント抵抗と、
   前記基準シャント抵抗の前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に接続されている基準交流電圧源を備えた基準較正装置（２３）と、
   前記基準シャント抵抗の前記２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）のうちの１つにそれぞれ接続されている２つの基準コンデンサと、
   前記２つの基準コンデンサとアース端子との間にそれぞれ接続されている２つの基準抵抗と、
   前記２つの基準コンデンサと前記２つの基準抵抗との間の前記２つのノード点間の電圧差分を検出し、当該電圧差分から基準較正電圧を形成するように設計された基準オペアンプ（２４）と
   を有しており、
   前記補正回路（２６）は、前記基準較正装置（２３）に接続されており、かつ、検出した前記較正電圧を前記基準較正電圧に応じて正規化するように設計されている、
   ことを特徴とするシステム（３００）。
6. 請求項１に記載のシステム（４００；５００）において、
   前記較正装置（１）には、
   前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に接続されており、かつ、較正電圧を形成するように設計されたリング発振器（３０）が含まれており、
   前記較正電圧は、交流電圧を含み、かつ、その周波数は、前記シャント抵抗（２）の副電流領域（５；６）における前記抵抗に依存する、
   ことを特徴とするシステム（４００；５００）。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載のシステム（１００；２００；３００；４００；５００）において、
   前記第２の幅（Ｗ０）は、前記第１の幅（Ｗ１；Ｗ２）よりも大きく、
   前記副電流領域（５；６）および前記主電流領域は、同じ材料から作製されている、
   ことを特徴とするシステム（１００；２００；３００；４００；５００）。
8. 測定電流（Ｊ_m）を検出する方法において、
   シャント抵抗（２）であって、主電流方向に沿って前記シャント抵抗（２）を流れる測定電流（Ｊ _m ）を加える２つの測定端子（２ａ，２ｂ）と、前記主電流方向に沿って、それぞれ第１の幅（Ｗ１；Ｗ２）を有する２つの副電流領域（５；６）と、第２の幅（Ｗ０）を有する１つの主電流領域とに前記シャント抵抗（２）を分割するスリット構造部（７；８）と、前記主電流方向に対して横方向に前記副電流領域（５；６）に接続されている２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）とを有する、シャント抵抗（２）を流れる測定電流（Ｊ_m）を検出して、当該検出した測定電流（Ｊ_m）に依存する測定信号を形成するステップと、
   基準電圧または基準電流を前記シャント抵抗（２）の前記較正端子（５ｃ；６ｃ）に加えるステップと、
   前記２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）間で降下する電圧を検出するステップと、
   前記２つの較正端子（５ｃ；６ｃ）間で降下する電圧から較正電圧を形成するステップと、
   前記シャント抵抗（２）を流れる補正した測定電流（Ｊ_m）を求めるために前記較正電圧に依存して前記測定信号を補正するステップとを有する、
   ことを特徴とする方法。
9. 請求項８に記載の方法において、
   前記第２の幅（Ｗ０）は、前記第１の幅（Ｗ１；Ｗ２）よりも大きく、
   前記副電流領域（５；６）および前記主電流領域は、同じ材料から作製されている、
   ことを特徴とする方法。

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