JP6607446B2

JP6607446B2 - 誤差測定装置

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Publication number: JP6607446B2
Application number: JP2016047935A
Authority: JP
Inventors: 達司山田
Original assignee: National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST
Current assignee: National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST
Priority date: 2016-03-11
Filing date: 2016-03-11
Publication date: 2019-11-20
Anticipated expiration: 2036-03-11
Also published as: JP2017161440A

Description

本発明は誤差測定装置に係り、特に評価対象機器の入出力を評価するために、評価対象機器にアナログ信号を入力したときに出力されるアナログ信号の所定の公称値（設計により決められた値）に対する誤差を測定する誤差測定装置に関する。

電子機器や電気機器等で、入力信号に応じて予め設定された公称値の出力信号を出力する機器は数多く存在する。それらの機器の中には、入力信号に対する出力信号の比の誤差（比誤差）の評価が必要な機器がある。また、入出力信号が交流の機器の場合、入力信号の位相に対する出力信号の位相のズレ（位相誤差）の評価が必要な機器がある。これらの比誤差及び位相誤差は、機器の性能評価指標において重要なパラメータとなる。上記のような評価が必要な機器（評価対象機器）では、比誤差及び位相誤差を測定し、その測定結果に基づいて入出力を評価することが多い。評価対象機器としては、例えば、電力分野で使用されている変圧器、分圧器、増幅器等がある。

従来、このような比誤差や位相誤差を測定するには、電圧計、位相計、ネットワークアナライザ、あるいは交流ブリッジ装置等を用いて測定することが多い。単純な方法としては、電圧計で評価対象機器の入出力信号の電圧を測定して比誤差を算出し、位相計で入出力信号の位相誤差を測定する方法がある。例えば、標準分圧器の出力端子と、電気的に浮遊する参照電圧源からの参照電圧源電圧との間の電圧降下（比誤差）を電圧計で比較測定する方法が従来知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、ネットワークアナライザを用いた誤差測定方法では、ネットワークアナライザから評価対象機器である例えば４端子回路網の被測定高周波回路に対して既知の高周波信号を供給したとき、入力端子対で観測される反射電力（Ｓ11）及び出力端子対で観測される通過電力（Ｓ21）を測定すると共に、それらの電力の位相差も測定し、得られた測定結果を測定前の校正計測結果と比較することで、被測定高周波回路の反射電力及び通過電力の誤差及び位相差を測定する。

特許第３６３２０７４号公報

しかしながら、電圧計及び位相計を用いて比誤差及び位相誤差を測定する方法は、数ｋＨｚ以下の低周波信号に対しては高い精度の測定が可能であるが、数十ｋＨｚ以上の高周波帯域の電圧計や位相計の精度が良くないため、高周波信号については高精度の測定が困難である。また、ネットワークアナライザを用いた誤差測定方法は、前述したＳパラメータによる測定により数ｋＨｚから数ＧＨｚまでの広帯域で入出力信号の比誤差や位相誤差の算出が可能であるが、数ｋＨｚ以下の低周波信号に対してはＳパラメータによる測定が困難であるため比誤差や位相誤差の算出が困難であり、また数十Ｖ以上の高電圧での誤差測定が困難であるという問題がある。更に、交流ブリッジ技術を利用した誤差測定方法では、測定可能な比誤差の範囲が限られているため、生産現場での応用が利かないという欠点がある。

本発明は以上の点に鑑みなされたもので、入出力評価のために広帯域で、かつ、広い入出力比範囲で更に高電圧な信号において入出力信号の所定の公称値に対する誤差の測定が可能な誤差測定装置を提供することを目的とする。

本発明は上記の目的を達成するため、入出力比が既知の評価対象機器の入出力評価のために、前記評価対象機器に既知の信号が入力されたときに出力される出力信号の公称値に対する誤差を測定する誤差測定装置であって、第１の信号を発生して前記評価対象機器に入力信号として供給する第１の信号発生器と、前記評価対象機器に前記第１の信号が入力されたときに、前記評価対象機器から本来出力される出力信号の公称値に相当する第２の信号を発生する第２の信号発生器と、前記第１の信号発生器から出力される前記第１の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号とを位相同期させるための第３の信号を発生して、前記第１及び第２の信号発生器に参照信号として供給する第３の信号発生器と、前記評価対象機器が前記第１の信号が入力されたときに実際に出力する第４の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号とが供給され、前記第４の信号と前記第２の信号との差分信号である微小信号の同相成分及び直角相成分を測定する微小信号測定器と、前記微小信号測定器で測定された前記微小信号の同相成分及び直角相成分に基づいて、前記評価対象機器の入出力比の誤差を算出する算出手段とを有することを特徴とする。

ここで、上記の第３の信号発生器は、前記第１の信号と前記第２の信号との間の位相差を小さくするために前記第３の信号として２種類の第１及び第２の参照信号を発生して、前記第１の信号発生器に前記第１の参照信号を供給すると共に前記第２の信号発生器に前記第２の参照信号を供給する構成であってもよい。

また、本発明は、前記第１の信号発生器から出力される前記第１の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号との位相差を検出する位相差検出手段を更に有し、前記算出手段は、前記位相差検出手段により検出された前記位相差を用いて前記入出力比の誤差を算出することを特徴とする。

ここで、上記の位相差検出手段は、前記第１の信号発生器から第１のインピーダンス整合器を介して第１の同軸ケーブルへ出力された前記第１の信号が入力される第１の入力端子と、前記第２の信号発生器から第２のインピーダンス整合器を介して第２の同軸ケーブルへ出力された前記第２の信号が入力される第２の入力端子とを有し、入力された前記第１の信号と前記第２の信号との位相差を検出する位相計を備え、前記第１のインピーダンス整合器のインピーダンス値は前記第１の信号発生器の出力インピーダンス値との合計値が前記第１の同軸ケーブルの特性インピーダンスと等しく、前記第２のインピーダンス整合器のインピーダンス値は前記第２の信号発生器の出力インピーダンス値との合計値が前記第２の同軸ケーブルの特性インピーダンスと等しく設定されていることを特徴とする。

また、本発明は、前記第１の参照信号に応じて、振幅が前記第２の参照信号が供給される前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号の振幅に比し一定値大なる値の第５の信号を出力する信号発生手段をさらに備え、前記微小信号測定器は、前記第５の信号と前記第２の信号とが供給されて、前記第５の信号と前記第２の信号との差分信号の同相成分及び直角相成分を補正用同相成分及び補正用直角相成分として測定し、その補正用同相成分及び補正用直角相成分を用いて、前記第４の信号と前記第２の信号との差分信号から測定した同相成分及び直角相成分を補正する補正手段を備えることを特徴とする。

ここで、上記の微小信号測定器は、前記第５の信号を（Ｖ2_ref＋Δ)ｅ^j(ωt+φ)、前記第２の信号をＶ2_ref・ｅ^jωtとしたとき（ただし、Ｖ2_refは電圧の振幅、Δは前記一定値、ｊは虚数単位、ωは角周波数、ｔは時間、φは前記第５の信号と第２の信号との位相差）、次式で表される補正用同相成分ｍ及び補正用直角相成分ｎを測定し、
ｍ∝｛(Ｖ2_ref+Δ)・cosφ−Ｖ2_ref｝、ｎ∝(Ｖ2_ref+Δ)sinφ
前記補正手段は、前記第４の信号と前記第２の信号との差分信号から測定した前記同相成分をＭ、前記直角相成分をＮとしたとき、次式により

補正した同相成分Ｍ_comp及び補正した直角相成分Ｎ_compを算出するようにしてもよい。

また、本発明は前記微小信号測定器が、予め前記第１の信号及び第２の信号が同一振幅で供給されたときのオフセットキャンセル用測定値を取得しておき、前記補正用同相成分ｍ及び補正用直角相成分ｎから前記オフセットキャンセル用測定値を差し引くことによりオフセットキャンセルを行うようにしてもよい。

本発明によれば、従来は実現できなかった、数十Ｈｚ以上の広周波数帯域で、また数十Ｖや数百Ｖ以上の電圧範囲で、更には限定されない入出力比範囲にわたって入出力比の評価ができる。

本発明に係る誤差測定装置の一実施形態のブロック図である。本発明に係る誤差測定装置の一実施例の構成図である。図２中の誤差測定時に用いる位相差を測定する位相差測定回路の一例の回路系統図である。既知の入力信号から微小信号測定器の入出力比を算出する一例の算出回路のブロック図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明に係る誤差測定装置の一実施形態のブロック図を示す。同図において、誤差測定装置１０は、２台の信号発生器１１及び１２と、それら２台の信号発生器１１及び１２の各アナログ出力信号を位相同期させるための参照信号を出力する信号発生器１３と、評価対象機器１４と、微小信号測定器１５とを備え、評価対象機器１４のアナログ入力信号に応じたアナログ出力信号の公称値に対する誤差を測定する。

第１の信号発生器１１は、評価対象機器１４の既知のアナログ入力信号Ｖ1・e^jωtを発生する。第２の信号発生器１２は、評価対象機器１４に既知のアナログ入力信号Ｖ1・e^jωtが入力されたときに、評価対象機器１４から本来出力される既知の公称値と同じ値のアナログ信号Ｖ2_ref・e^jωtを発生する。信号発生器１３は、信号発生器１１及び１２の各出力信号を位相同期させるための参照信号Ｖ・e^jωtを発生して信号発生器１１及び１２にそれぞれ供給する。ここで、Ｖ、Ｖ1、Ｖ2_refはそれぞれ電圧の振幅、ｊは虚数単位、ωは角周波数、ｔは時間である。

信号発生器１１及び１２は信号発生器１３から参照信号を受信すると、それぞれの内部ではその位相と一致するようにそれぞれの信号の位相を調整した後に出力する。なお、実際は、位相は完全に一致しないため、位相ズレ（位相差）を考慮しなくてはならないが、それに対する配慮は後述する。

評価対象機器１４は、公称入出力比Ｖ2_ref/Ｖ1であり、信号発生器１１からアナログ信号Ｖ1・e^jωtが入力されたときは、本来は既知の公称値のアナログ信号Ｖ2_ref・e^jωtを出力するが、実際には既知の公称値とは異なるアナログ信号を出力する。ここでは信号Ｖ2 e^j(ωt+γ)を出力するものとする。ここで、γは評価対象機器１４の入力信号と出力信号との位相差である。また、微小信号測定器１５は、評価対象機器１４からの信号Ｖ2 e^j(ωt+γ)と信号発生器１２からの信号Ｖ2_ref e^jωtとの位相差の同相成分と直角相成分とを測定する測定器で、例えばロックインアンプで構成されている。

次に、本実施形態の動作について説明する。以下の説明では、信号周波数は一例として１００ｋＨｚであるものとして説明する。信号発生器１１は、信号Ｖ1・e^jωtを発生して評価対象機器１４に供給する。公称入出力比Ｖ2_ref/Ｖ1である評価対象機器１４は、信号発生器１１から供給される信号Ｖ1・e^jωtに基づき、実際には信号Ｖ2・e^(jωt+γ)を出力したものとする。ここで、Ｖ2は実際に評価対象機器１４から出力される電圧振幅である。一方、信号発生器１２は、信号Ｖ1・e^jωtが入力されたときの評価対象機器１４の出力信号の公称値と同じ値で、かつ、信号発生器１１の出力信号Ｖ1・e^jωtと位相同期した信号Ｖ2_ref・e^jωtを発生する。

微小信号測定器１５は、評価対象機器１４から出力された信号Ｖ2・e^(jωt+γ)と、信号発生器１２から出力された評価対象機器１４の出力信号の公称値と同じ値の信号Ｖ2_ref・e^jωtとの差分信号である微小信号の同相成分及び直角相成分を測定する。この同相成分及び直角相成分は、参照信号として微小信号測定器１５に供給される信号発生器１２の出力信号が高精度な参照信号であるならば、評価対象機器１４の同相誤差及び直角相誤差とみなすことができる。これにより、本実施形態の誤差測定装置１０によれば、同相誤差と直角相誤差とに基づいて、簡単な計算により、比誤差（Ｖ2−Ｖ2_ref)/Ｖ2_refと位相差γが算出できる。

このようにして、本実施形態の誤差測定装置１０によれば、位相同期させた２台の信号発生器１１及び１２を、それぞれ評価対象機器１４の入力用と出力評価用に利用するため、電圧範囲や入出力比範囲が限定されず、周波数への影響がない構成により評価対象機器１４の比誤差及び位相差を測定・算出できるため、従来は実現できなかった、数十Ｈｚ以上の広周波数帯域で、また数十Ｖや数百Ｖ以上の電圧範囲で、更には限定されない入出力比範囲にわたって入出力比の評価ができる。

次に、本発明の実施例について説明する。図２は、本発明に係る誤差測定装置の一実施例の構成図を示す。図１の本発明に係る誤差測定装置は基本的な実施形態の構成を示しているが、実際には例えば図２の実施例の構成で測定する。
図２において、誤差測定装置２０は、２台の信号発生器２１及び２２と、それら２台の信号発生器２１及び２２の各出力信号を位相同期させるための参照信号を出力する信号発生器２３と、評価対象機器２４と、微小信号測定器２５とを備え、各機器の間の信号線はすべて同軸ケーブル２６が使用され、周波数による影響を抑えている。

ここで、信号発生器２１、２２、２３は図１の信号発生器１１、１２、１３に対応し、評価対象機器２４及び微小信号測定器２５は図１の評価対象機器１４及び微小信号測定器１５に対応する。なお、図２では、微小信号測定器２５はロックインアンプで構成されているため、信号発生器２２は微小信号測定器２５に対し、評価対象機器２４の出力信号の公称値と同じ値の信号Ｖ2_ref・e^jωtを出力すると同時に、微小信号測定器２５に高精度測定を可能とするための参照周波数信号を出力する。

次に、本実施例の動作について説明する。図２において、信号発生器２１及び２２の両出力信号は、信号発生器２３から供給される参照信号と同一周波数、同一位相となるように制御されているが、実際は周波数は同じであるが、位相は若干異なり位相差φが存在する。このため、信号発生器２１及び２２の両出力信号の位相差φをできるだけ小さくするように、信号発生器２３は位相の異なる第１及び第２の２種類の参照信号を発生し、信号発生器２１に対して第１の参照信号Ｖ・e^j(ωt+α)を供給し、信号発生器２２に対して第２の参照信号Ｖ・e^j(ωt+β)を供給する。

信号発生器２１は、信号発生器２３から供給される第１の参照信号Ｖ・e^j(ωt+α)に基づいて第１の信号Ｖ1・e^j(ωt+φ)を発生して評価対象機器２４に供給する。一方、信号発生器２２は、信号発生器２３から供給される第２の参照信号Ｖ・e^j(ωt+β)に基づいて評価対象機器２４の出力信号の公称値と同じ値で、かつ、信号発生器２１の出力信号Ｖ1・e^j(ωt+φ)と位相同期した第２の信号Ｖ2_ref・e^jωtと参照周波数信号とを発生して微小信号測定器２５にそれぞれ供給する。

なお、微小信号測定器２５の詳細な説明は後述するが、微小信号測定器２５により高精度測定を行うには参照周波数信号が必要である。参照周波数信号は微小信号測定器２５が検出可能な電圧レベルであり、通常、数Ｖ程度の電圧である。参照周波数信号として、信号発生器２１及び２２の出力信号のどちらも利用できるが、ここでは上述のように信号発生器２２の出力信号を利用するものとする。このため、信号発生器２１の出力信号をＶ1・e^j(ωt+φ)とし、信号発生器２２の出力信号をＶ2_ref・e^jωtとした。

公称入出力比Ｖ2_ref/Ｖ1である評価対象機器２４は、信号発生器２１から供給される信号Ｖ1・e^j(ωt+φ)に基づき、信号Ｖ2・e^j(ωt+φ+γ)を出力したものとする。Ｖ2は実際に評価対象機器２４から出力される電圧振幅である。ここで、評価対象機器２４の入出力比は、その同相誤差εと直角相誤差θとを用いて、｛Ｖ2_ref(1+ε+j・θ）/Ｖ1｝で表すことができるが、実際には上述した信号が入出力されるので、次式が成立する。

微小信号測定器２５は、評価対象機器２４から供給される信号Ｖ2・e^j(ωt+φ+γ)と、信号発生器２２から供給される信号Ｖ2_ref・e^jωtとの差分信号である微小信号の同相成分及び直角相成分を測定する。すなわち、微小信号測定器２５は、一般的にロックインアンプと呼ばれるヘテロダイン技術を応用した計測器であり、入力信号と参照周波数信号との周波数変換により参照周波数信号の位相と一致した信号と９０°位相をずらした信号の２つを生成し、それら２つの信号を、評価対象機器２４から供給される信号Ｖ2・e^j(ωt+φ+γ)と信号発生器２２から供給される信号Ｖ2_ref・e^jωtとの差分信号である微小信号と掛け合わせてフィルタを通すことで、微小信号中の参照周波数信号の位相と同相な直流成分（同相成分）と、参照周波数信号の位相と９０°位相が異なる直流成分（直角相成分）とに分割する。

ここでは、微小信号測定器２５は、信号発生器２２から供給される信号Ｖ2_ref・e^jωtを基準にして、信号Ｖ2・e^j(ωt+φ+γ)と信号Ｖ2_ref・e^jωtとの差分信号である上記微小信号の同相成分である同相誤差Ｍと直角相成分である直角相誤差Ｎを測定する。ここで、微小信号測定器２５における入出力の関係は、次式で表される。
Ｍ＋ｊ・Ｎ＝Ｖ2・ｅ^j(φ+γ)−Ｖ2_ref・ｅ^j・0 （２）

図示しない算出手段は、上記（１）式及び（２）式により、評価対象機器２４の入出力比の同相誤差εと直角相誤差θとを、次式により算出する。

このようにして、本実施形態の誤差測定装置２０では、微小信号測定器２５が測定した信号Ｖ2・e^j(ωt+φ+γ)と信号Ｖ2_ref・e^jωtとの差分の同相誤差Ｍと直角相誤差Ｎとを用いて、（３ａ）式及び（３ｂ）式に基づいて、評価対象機器２４の入出力比の同相誤差εと直角相誤差θとを算出する。そして、算出した同相誤差ε及び直角相誤差θに基づいて、評価対象機器２４の入出力評価が行われる。

ここで、（３ａ）式及び（３ｂ）式中の信号発生器２１及び２２の両出力信号間の位相差φは、信号発生器２３が出力する位相の異なる２種類の参照信号の位相α及びβを調整することで限りなく小さくしているが、この位相差φは予め図３に示す位相差測定回路により計測されており、この位相差φを（３ａ）式及び（３ｂ）式に代入することで、同相誤差εと直角相誤差θとをより高精度に算出することができる。

図３は、位相差測定回路の一例の回路系統図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図３において、位相差測定回路３０は、信号発生器２１の出力端子にインピーダンス整合器３１が接続され、信号発生器２２の出力端子にインピーダンス整合器３２が接続されており、更にインピーダンス整合器３１、３２が同軸ケーブル２７を介して位相計３３に接続されている。位相差測定回路３０では、周波数が高くなるほど反射の効果が大きくなるため、インピーダンス整合器３１及び３２を信号発生器２１及び２２の出力端子に取り付け、同軸ケーブル２７とのインピーダンス整合を行うことで、反射効果を抑えている。

インピーダンス整合器３１及び３２としては、同軸ケーブル２７が特性インピーダンス５０Ωの同軸ケーブルであれば、例えば、信号発生器２１及び２２の各出力インピーダンス値がどちらも０Ωであれば、５０Ωの抵抗器が使用される。つまり、信号発生器２１，２２の出力インピーダンス値とインピーダンス整合器のインピーダンス値が合計５０Ωになるように、インピーダンス整合器３１，３２のインピーダンス値を設定することが望ましい。

また、位相計３３の入力インピーダンスはインピーダンス整合を行わない。その理由は、信号発生器２１及び２２からの出力電圧が大きい時、位相計３３の入力部をインピーダンス整合すると、過大電流が流れるか、あるいは信号発生器２１及び２２が正常な信号を発生しないためである。そのため、位相計３３の入力部でインピーダンス不整合による反射が発生するが、信号発生器２１及び２２の出力部でインピーダンス整合しているため、多重反射はしない。つまり、入射と反射のみからなる安定な定在波となる。

位相計３３は、２つの入力端子に供給される信号発生器２１及び２２の両出力信号間の位相差φを測定する。このとき、位相計３３の２つの入力信号が位相計３３の入力部で反射し、位相ズレが発生しても、両入力信号の位相ズレは同じであるため、キャンセルでき、位相差φには影響がない。ただし、位相計３３の２つの入力端子のインピーダンスは実際には完全に一致しないため、各入力インピーダンスを測定し、２つの入力端子の各入力信号の位相ズレを算出し、補正することが望ましい。

なお、評価対象機器２４の入出力比の比誤差ε'及び位相角θ’は、同相誤差ε及び直角相誤差θと次式の関係があることが知られている。

更に、本実施例において、同相誤差ε及び直角相誤差θをより一層高精度に測定するには、微小信号測定器２５の測定誤差も補正することが望ましい。微小信号測定器２５の測定誤差を補正するためには、図４と共に説明するように既知の電圧信号を微小信号測定器２５に入力したときの測定値から入出力比を算出し、誤差補正に利用する。また、評価したい電圧レベルで微小信号測定器２５の入出力比を算出する。

図４は、既知の入力信号から微小信号測定器の入出力比を算出する一例の算出回路のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付してある。図４において、信号発生器４１及び２２の両出力信号の位相差φをできるだけ小さくするように、信号発生器２３は信号発生器４１に対して参照信号Ｖ・e^j(ωt+α)を供給し、信号発生器２２に対して参照信号Ｖ・e^j(ωt+β)を供給する。

信号発生器４１は、参照信号Ｖ・e^j(ωt+α)が供給されると、信号(Ｖ2_ref+Δ)・e^j(ωt+φ)を発生して、微小信号測定器２５に供給する。一方、信号発生器２２は、参照信号Ｖ・e^j(ωt+β)が供給されると、信号Ｖ2_ref・e^jωtを発生して、微小信号測定器２５に比較信号及び参照周波数信号を供給する。つまり、信号発生器４１は、信号発生器２２の出力信号に対して電圧振幅がΔだけ高い既知の信号を出力する。

微小信号測定器２５は、前述したようにロックインアンプで構成されており、供給される上記の２信号(Ｖ2_ref+Δ)・e^j(ωt+φ)及びＶ2_ref・e^jωtの差分信号中の参照周波数信号の位相と同相な直流成分（同相成分）と、参照周波数信号の位相と９０°位相が異なる直流成分（直角相成分）とからなる測定値（ｍ＋j・ｎ）を計測する。ここで、測定値（ｍ＋j・ｎ）は次式で表される。
(ｍ＋ｊ・ｎ)∝｛(Ｖ2_ref+Δ)・ｅ^j・φ−Ｖ2_ref・e^j・0｝（５）

（５）式は次式に書き改めることができる。
ｍ∝｛(Ｖ2_ref+Δ)・cosφ−Ｖ2_ref｝（６ａ）
ｎ∝(Ｖ2_ref+Δ)sinφ （６ｂ）

前述した図２の構成図中の微小信号測定器２５は、（６ａ）式及び（６ｂ）式を利用することで測定値ＭとＮを次式で示す誤差補正した測定値Ｍ_compとＮ_compを得ることができる。

この実施例では、微小信号測定器２５の測定値ＭとＮは直接使用せず、（７ａ）式及び（７ｂ）式で表される微小信号測定器２５の測定誤差を補正した測定値Ｍ_compとＮ_compを用いるため、微小信号測定器２５の測定誤差が大きい場合に好適である。このようにして、本実施例の誤差測定装置２０では、（３ａ）式及び（３ｂ）式で表される同相誤差Ｍ及び直角相誤差Ｎと、別途測定した（６ａ）式及び（６ｂ）式の測定値（ｍ＋j・ｎ）とに基づいて、（７ａ）式及び（７ｂ）式から、上記の誤差補正した測定値Ｍ_compとＮ_compを算出することができる。これにより、本実施例によれば、評価対象機器２４の入出力比の同相誤差εと直角相誤差θとをより一層高精度に算出することができ、精度の高い入出力評価ができる。

なお、上記の測定と共に、信号発生器２１の出力電圧振幅を信号発生器２２の出力電圧振幅と同一にした場合での微小信号測定器２５の測定値を予め測定しておき、その測定値を前記測定値（ｍ＋j・ｎ）から差し引くことにより、微小信号測定器２５のオフセットをキャンセルしてもよい。

また、上記実施例では微小信号測定器２５の測定誤差の補正のため、微小信号測定器２５への参照周波数信号は信号発生器２２の出力信号を利用しているが、信号発生器２２の出力信号以外の信号を利用することもでき、その場合は上記と同様の考え方に応じた補正式が必要となる。

本発明は、従来は実現できなかった、数十Ｈｚ以上の広周波数帯域で、また数十Ｖや数百Ｖ以上の電圧範囲で、更には限定されない入出力比範囲にわたって入出力比の評価ができるため、アナログ入力信号に応じてアナログ信号を出力する機器であって、入出力評価を必要とする機器全般（例えば、電力分野で使用されている変圧器、分圧器、増幅器等）に利用することができる。また、それらの機器はこれまで５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで使用されてきたが、より高い周波数帯域で使用される機器を開発する場合にも本発明を利用することができる。

１０、２０誤差測定装置
１１、１２、１３、２１、２２、２３、４１信号発生器
１４、２４評価対象機器
１５、２５微小信号測定器
２６、２７同軸ケーブル
３０位相差測定回路
３１、３２インピーダンス整合器
３３位相計
４０微小信号測定器の入出力比を算出する算出回路

Claims

入出力比が既知の評価対象機器の入出力評価のために、前記評価対象機器に既知の信号が入力されたときに出力される出力信号の公称値に対する誤差を測定する誤差測定装置で
あって、
第１の信号を発生して前記評価対象機器に入力信号として供給する第１の信号発生器と、
前記評価対象機器に前記第１の信号が入力されたときに、前記評価対象機器から本来出力される出力信号の公称値に相当する第２の信号を発生する第２の信号発生器と、
前記第１の信号発生器から出力される前記第１の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号とを位相同期させるための参照信号を発生して、前記第１及び第２の信号発生器に供給する第３の信号発生器と、
前記評価対象機器が前記第１の信号が入力されたときに実際に出力する第３の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号とが供給され、前記第３の信号と前記第２の信号との差分信号である微小信号の同相成分及び直角相成分を測定する微小信号測定器と、
前記微小信号測定器で測定された前記微小信号の同相成分及び直角相成分に基づいて、前記評価対象機器の入出力比の誤差を算出する算出手段と
を有することを特徴とする誤差測定装置。
前記参照信号は、前記第１の信号と前記第２の信号との間の位相差を小さくするための、同一周波数で互いに異なる位相を有する第１及び第２の参照信号を含み、
前記第３の信号発生器は、前記第１の信号発生器に前記第１の参照信号を供給すると共に前記第２の信号発生器に前記第２の参照信号を供給することを特徴とする請求項１記載の誤差測定装置。
前記第１の信号発生器から出力される前記第１の信号と、前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号との位相差を検出する位相差検出手段を更に有し、
前記算出手段は、前記位相差検出手段により検出された前記位相差を用いて前記入出力比の誤差を算出することを特徴とする請求項１又は２記載の誤差測定装置。
前記位相差検出手段は、前記第１の信号発生器から第１のインピーダンス整合器を介して第１の同軸ケーブルへ出力された前記第１の信号が入力される第１の入力端子と、前記第２の信号発生器から第２のインピーダンス整合器を介して第２の同軸ケーブルへ出力された前記第２の信号が入力される第２の入力端子とを有し、入力された前記第１の信号と前記第２の信号との位相差を検出する位相計を備え、
前記第１のインピーダンス整合器のインピーダンス値は前記第１の信号発生器の出力インピーダンス値との合計値が前記第１の同軸ケーブルの特性インピーダンスと等しく、前記第２のインピーダンス整合器のインピーダンス値は前記第２の信号発生器の出力インピーダンス値との合計値が前記第２の同軸ケーブルの特性インピーダンスと等しく設定されていることを特徴とする請求項３記載の誤差測定装置。
前記第１の参照信号に応じて、振幅が前記第２の参照信号が供給される前記第２の信号発生器から出力される前記第２の信号の振幅に比し一定値大なる値の第４の信号を出力する信号発生手段をさらに備え、
前記微小信号測定器は、前記第４の信号と前記第２の信号とが供給されて、前記第４の信号と前記第２の信号との差分信号の同相成分及び直角相成分を補正用同相成分及び補正用直角相成分として測定し、当該補正用同相成分及び補正用直角相成分を用いて、前記第３の信号と前記第２の信号との差分信号から測定した同相成分及び直角相成分を補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項２記載の誤差測定装置。
前記微小信号測定器は、前記第４の信号を（Ｖ2_ref＋Δ)ｅ^j(ωt+φ)、前記第２の信号をＶ2_ref・ｅ^jωtとしたとき（ただし、Ｖ2_refは電圧の振幅、Δは前記一定値、ｊは虚数単位、ωは角周波数、ｔは時間、φは前記第４の信号と第２の信号との位相差）、次式で表される補正用同相成分ｍ及び補正用直角相成分ｎを測定し、
ｍ∝｛(Ｖ2_ref+Δ)・cosφ−Ｖ2_ref｝、ｎ∝(Ｖ2_ref+Δ)sinφ
前記補正手段は、前記第３の信号と前記第２の信号との差分信号から測定した前記同相成分をＭ、前記直角相成分をＮとしたとき、次式により

補正した同相成分Ｍ_comp及び補正した直角相成分Ｎ_compを算出することを特徴とする請求項５記載の誤差測定装置。
前記微小信号測定器は、予め前記第１の信号及び第２の信号が同一振幅で供給されたときのオフセットキャンセル用測定値を取得しておき、前記補正用同相成分ｍ及び補正用直角相成分ｎから前記オフセットキャンセル用測定値を差し引くことによりオフセットキャンセルを行うことを特徴とする請求項６記載の誤差測定装置。