JP5796431B2

JP5796431B2 - 周波数変換装置

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Publication number: JP5796431B2
Application number: JP2011202508A
Authority: JP
Inventors: 柿沼　裕二; 裕二柿沼; 正人 ▲高▼橋
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2011-09-16
Filing date: 2011-09-16
Publication date: 2015-10-21
Anticipated expiration: 2031-09-16
Also published as: US9088244B2; US20140057585A1; JP2013065987A; WO2013038994A1

Description

本発明は、磁気抵抗効果素子を用いて乗算信号を生成する混合器を備えた周波数変換装置に関するものである。

近年、無線通信に割り当てられる周波数帯域は飽和しつつある。その対策として「無線オポチュニスティックシステム（radio-opportunistic）」または「コグニティブ通信」と呼ばれる動的割り当ての概念が研究されている。その原理は周波数スペクトルを解析し、混み合う占有周波数帯域を避け、新たに利用可能な非占有周波数帯域を識別し判断し、通信手法を移行することに本質がある。しかしながら、この動的周波数割り当てを実現するためには、超広帯域の発振器やチューナブルフィルタが必要とされる。

一般に携帯端末器の受信性能（感度及び選択性）は周波数選択性を有する周波数選択性減衰器（バンドパスフィルタ）と混合器で決まる。特に周波数帯域を有効に利用し、省エネルギーで遠隔無線通信を実現させるためには高いＱ値を持つバンドパスフィルタが望まれる。チューナブルフィルタになる要件として、フィルタの中心周波数が移動でき、且つ、通過帯域を広げたり、狭めたりすることを行なう制御が必要となる。既存のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：表面弾性波素子の意味であり、詳細は圧電体の表面を伝播する弾性表面波を利用したフィルタ素子）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave：バルク弾性波と呼ばれる圧電膜自体の共振振動を利用したフィルタ素子）などの振動型共振子では目下実現不可能である。従って、携帯端末器に入るようなコンパクトなチューナブルバンドパスフィルタは実現できていない。

一方で、磁気抵抗効果素子として、磁化固定層と磁化自由層との間に非磁性材料で形成されたスペーサー層を介在させて構成されたＴＭＲ(Tunnel Magnetoresistive)素子が知られている。このＴＭＲ素子では、電流を流したときにスピン偏極電子が流れて、磁化自由層内に蓄積されるスピン偏極電子の数に応じて磁化自由層の磁化の向き（電子スピンの向き）が変化する。一定の磁場内に配置された磁化自由層では、その磁化の向きを変更しようとしたときに、磁場によって拘束される安定な方向へ復元するように電子スピンに対してトルクが働き、特定の力で揺らされたときに、スピン歳差運動と呼ばれる振動が発生する。

近年、ＴＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に対して高い周波数の交流電流を流した場合において、磁化自由層に流れる交流電流の周波数と磁化の向きに戻ろうとするスピン歳差運動の振動数とが一致したときに、強い共振が発生する現象（スピントルク強磁性共鳴）が発見された（非特許文献１参照）。また、磁気抵抗効果素子に外部から静磁界を印加し、かつこの静磁界の方向を磁化固定層の磁化の方向に対して層内で所定角度傾けた状態では、磁気抵抗効果素子は、ＲＦ電流（スピン歳差運動の振動数（共振周波数）と一致する周波数のＲＦ電流）が注入されたときに、注入されたＲＦ電流の振幅の２乗に比例する直流電圧をその両端に発生させる機能、つまり、２乗検波機能（スピントルクダイオード効果）を発揮することが知られている。また、この磁気抵抗効果素子の２乗検波出力は、所定の条件下において半導体ｐｎ接合ダイオードの２乗検波出力を上回ることが知られている（非特許文献２参照）。

本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に着目して、低いローカルパワーで作動可能な混合器への用途を検討し、既に提案している（特許文献１参照）。磁気抵抗効果素子の混合器は、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを備え、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２を入力したとき、磁気抵抗効果によって乗算信号Ｓ４を生成する。しかしながら、乗算信号Ｓ４は５０Ω整合回路のままでは著しく減衰してしまうことから、前記乗算信号Ｓ４に対するインピーダンスが、前記第１高周波信号Ｓ１および前記第２高周波信号Ｓ２に対するインピーダンスよりも高くなるようにするため、インピーダンス回路（フィルタまたはコンデンサ）を、第１高周波信号Ｓ１と第２高周波信号Ｓ２を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子の間に配設することを提案した（特許文献２参照）。

上述のような磁気抵抗効果素子の混合器の現象が知られつつも、このような現象を工業的に利用できる高周波デバイスは知られておらず、発見の応用が期待されていた。本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能において、共振特性に応じて乗算信号出力が増減し、周波数的な選択性機能があることを知り得たが、高いＱ値が得られず、周波数選択範囲がかなり広いため、工業的な応用が見出せなかった。

Nature, Vol.438, 17 November, 2005, pp.339-342 まぐね, Vol.2, No.6, 2007, pp.282-290 特開２００９−２４６６１５号公報特開２０１０−２７８７１３号公報

本願出願人が上記の混合器について継続して検討を行った結果、この混合器では、磁気抵抗効果による２乗検波出力（混合器における乗算信号の信号レベル）は、磁気抵抗効果素子の共振特性に大きく依存していることが分かった。そして、共振特性のＱ値を高めることで、乗算信号のレベル増大が期待されると共に、工業的応用のため周波数選択性を高めたフィルタ性能も望まれていた。そして、高精度な受信用バンドパスフィルタ機能を有する混合器は得るため磁気抵抗効果素子の磁化自由層に対し、法線方向の磁場を印加することでＱ値１００以上の共振特性を持つことによる周波数選択性減衰器（バンドパスフィルタ）の機能を有する混合器を提供するに至った。

しかしながら、Ｑ値１００以上の共振特性を得ることで、乗算信号のバンドパスフィルタ機能の通過帯域幅は狭くなりつつあるが、−３ｄＢ減衰以内の通過帯域幅はどう調整し、確保するかの課題が残った。一般に無線通信における１つのチャネル幅は伝送速度の向上追求（スペクトラム拡散やその他ブロードバンド化技術進展）により、２０ＭＨｚ程度に拡大しつつある。磁場方向や磁場強さを変えることで単一の乗算信号のバンドパスフィルタ機能の通過帯域幅を調整することを試みたが、その周波数精度を高めることが難しかった。

上記目的を達成すべく本発明に係る周波数変換装置は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを有する混合器を複数備え、前記複数の混合器に、前記第１高周波信号と、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の前記第２高周波信号とを入力したときに生成する複数の乗算信号を、加算して出力するように構成されている。

また、本発明に係る周波数変換装置は、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の第２高周波信号は、ローカル用に基定された周波数ｆ２の近傍値になるように設定されていることを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の第２高周波信号は、その周波数をｆ２＋ｎ×Δｆと定義した場合（ｎは・・・，−２，−１，０，１，２，・・・、Δｆは周波数ステップ幅）、同一の周波数ステップ幅だけ離れて散在させ、周波数ｆ２との差分全てを加算することにより、差分の全加算値のΣ（ｎ×Δｆ）がゼロに近づくように設定されていることを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、複数の混合器に備える前記磁気抵抗効果素子の共振周波数が、ローカル用の第２高周波信号の周波数ｆ２の近傍値になるように設定されていることを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、請求項４に記載の前記磁気抵抗効果素子の共振周波数は、その各周波数をｆ０＋ｎ×Δｆと定義した場合（ｎは・・・，−２，−１，０，１，２，・・・、Δｆは周波数ステップ幅）、同一の周波数ステップ幅だけ離れて散在させ、周波数ｆ０はローカル用の第２高周波信号の周波数ｆ２と一致させ、且つ周波数ｆ２との差分を全て加算することにより、差分の全加算値のΣ（ｎ×Δｆ）がゼロに近づくように前記磁気抵抗効果素子の共振周波数を設定されていることを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、前記第１高周波信号を分割し、複数の前記混合器に前記第１高周波信号を入力するように接続されたことを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、複数のＲＦ半導体増幅器の出力用バッファを備え、前記第１高周波信号が前記磁気抵抗効果素子から前記ＲＦ増幅器に戻らないように設定されていることを特徴とする。

また、本発明に係る周波数変換装置は、前記第１高周波信号の周波数をｆ１（ｆ１＞ｆ２）としたとき、各混合器に発生する前記乗算信号（周波数（ｆ１＋ｆ２＋ｎ×Δｆ）および（ｆ１−ｆ２−ｎ×Δｆ））を全部加算することにより、差分の全加算値のΣ（ｎ×Δｆ）がゼロに近づき、（ｆ１＋ｆ２）および（ｆ１−ｆ２）に近づくように設定されていることを特徴とする。

単一の周波数変換装置１００の構成を示す構成図である。単一の混合器１の等価回路図である。単一の磁気抵抗効果素子２に印加磁場Ｈを与えたときに磁気抵抗効果素子２の持つバンドパスフィルタと混合器の機能を示す等価回路図である。単一の磁気抵抗効果素子２に印加磁場Ｈを与えたときに高周波信号Ｓ１の周波数に対する電圧信号Ｓ４（乗算信号）に現れた信号の内、乗算信号ｆ１−ｆ２の信号スペクトルであり、通過帯域（減衰量−３ｄＢ以下）と遮断領域の区分けを強調した図である。並列化された複数の混合器１（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを備える周波数変換装置１００（１、ｎ）の構成を示す構成図である。並列化された複数のバンドパスフィルタ７（１、ｎ）と混合器８（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを備える周波数変換装置１００（１、ｎ）の構成を示す等価回路図である。高周波信号Ｓ１の信号スペクトルに対し、並列化された複数の混合器１（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを備えたことによる複数のスピントルク共振との位置関係を示す周波数分布スペクトル図である。並列化された複数の混合器１（１、ｎ）の出力信号（乗算信号）Ｓ４１〜Ｓ４ｎを足し合わせたときのバンドパスフィルタ特性を表すスペクトル図である。磁気抵抗効果素子２（ＴＭＲ素子）近傍の斜視図である。

以下、周波数変換装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、単一の混合器１、および単一の混合器１を含む周波数変換装置１００の構成について、図面を参照して説明する。なお、一例として周波数変換装置１００を受信装置ＲＸに適用した例を挙げて説明する。

図１に示す周波数変換装置１００は、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸを構成する。周波数変換装置１００は、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号Ｓ_ＲＦを受信する受信装置ＲＸの高周波段に配置されて、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦの周波数ｆ１を乗算信号Ｓ３の所望の周波数に変換する機能を有している。一例として周波数変換装置１００は、混合器１と共に、アンプ１１、信号生成部１２、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂ（以下、特に区別しないときには出力端子１４ともいう）を備えている。アンプ１１は、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦを入力すると共に増幅して、信号Ｓ１（第１高周波信号）として出力する。信号生成部１２は、いわゆる局部発振器として機能して、周波数がｆ２のローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２を生成する。信号生成部１２は、一例として、−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２を生成して出力する。また、このようにして出力された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２は、特性インピーダンスが５０Ωに規定された信号伝送路（例えばマイクロストリップライン。以下、「伝送路」ともいう）Ｌ１を介してインピーダンス回路４に伝送される。

混合器１は、磁気抵抗効果素子２、磁場印加部３、インピーダンス回路４およびインピーダンス変換回路５を備え、アンプ１１から出力された信号Ｓ１（周波数ｆ１）と、信号生成部１２によって生成されるローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算して、乗算信号としての出力信号Ｓ５を出力する。この場合、出力信号Ｓ５には、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・などの各乗算信号が含まれている。なお、信号生成部１２については、周波数変換装置１００にとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦと共に周波数変換装置１００の外部から入力する構成とすることもできる。また、図１に示す混合器１は、図２に示すような等価回路で表される。

図３は磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときに、磁気抵抗効果素子２におけるバンドパスフィルタ７と混合器８を示す等価回路図である。第１高周波信号Ｓ１の入力端子に当たるＲＦＩｎ、ローカル用の第２高周波信号Ｓ２の入力端子に当たるＬｏＩｎ、乗算信号の出力端子に当たるＩＦＯｕｔを分けて示している。しかし、ＲＦＩｎ、ＬｏＩｎおよびＩＦＯｕｔの３つの入出力端子は磁気抵抗効果素子２の磁化自由層に繋がる１本の信号線がそれらを兼ねている。

図３のバンドパスフィルタ７は、磁気抵抗効果素子２の共振特性６の最大強度と減衰域、そしてその共振周波数ｆ０と磁気抵抗効果素子２に入力される第１高周波信号Ｓ１の周波数ｆ１とローカル用の第２高周波信号Ｓ２の周波数ｆ２との位置関係によって減衰曲線が決まる。図３の混合器８は、磁気抵抗効果素子２による乗算信号を生成するものであるが、特に乗算信号が動作周波数域内で平坦な信号レベルを出力することを意味している。磁気抵抗効果素子２による周波数変換動作は乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・がバンドパスフィルタ７による減衰の影響を受ける。

図４は、単一の磁気抵抗効果素子２に印加磁場Ｈを与えたときに高周波信号Ｓ１の周波数に対する電圧信号Ｓ４（乗算信号）に現れた信号の内、乗算信号（ｆ１−ｆ２）の信号スペクトルの通過帯域（減衰量−３ｄＢ以下）と遮断領域の区分けを強調した図である。単一の混合器による乗算信号のバンドパスフィルタ特性の天上部の減衰量−３ｄＢ以下の通過帯域を通過した信号しか受信復調用信号として使えないことを意味している。現実にはＩＦ中間フィルタによる円弧のような減衰量があることを考慮すると、−３ｄＢより少ない減衰量が望まれる。単一の混合器による乗算信号のバンドパスフィルタ特性の場合、印加磁場Ｈの方向や強さを変えることで、通過帯域を広げたりすることは可能だが、バンドパスフィルタとして両肩部の切れ（通過信号レベルと遮断信号レベルのアイソレーション差も十分でなくなる）がなくなり、なだらかな特性のものになってしまう。また、単一の混合器による乗算信号のバンドパスフィルタ特性の場合、印加磁場Ｈの方向や強さを変えることで、様々な通信方式のチャネル幅に前記混合器のバンドパスフィルタの通過帯域幅を合わせることは可能だが、フィルタ性能が十分でなくなる恐れがある。

次に、本発明の並列化された複数の磁気抵抗効果素子２による混合器１（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを配置させ、複数の混合器１（１、ｎ）の乗算信号を重ね合わせること、則ち加算出力することにより、中心周波数可変および通過帯域幅可変のバンドパスフィルタを実現することを説明する。本実施例の形態は、図５のように混合器１（１、ｎ）および周波数変換装置１００（１、ｎ）が並列化された複数の混合器１（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを配置した回路図である。周波数変換装置１００（１、ｎ）は、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸを構成する。周波数変換装置１００（１、ｎ）は、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号Ｓ_ＲＦを受信する受信装置ＲＸの高周波段に配置されて、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦの周波数ｆ１を乗算信号Ｓ３の所望の周波数に変換する機能を有している。

一例として周波数変換装置１００（１、ｎ）は、複数台並列化された混合器１（１、ｎ）と共に、ＲＦ（高周波増幅用）アンプ１１、複数台並列化されたＲＦアンプ出力部１１Ａ、信号生成部１２１〜１２ｎ、ＩＦ（中間増幅用）アンプ５、複数台並列化されたＩＦアンプ出力部１１Ａ、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂ（以下、特に区別しないときには出力端子１４ともいう）を備えている。ＲＦアンプ１１は、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦを入力すると共に増幅して、信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎ（第１高周波信号）として複数並列に出力する。信号生成部１２１〜１２ｎは、いわゆる局部発振器として機能して、周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎのローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２１〜Ｓ２ｎを複数並列に生成する。信号生成部１２１〜１２ｎは、一例として、−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎをそれぞれ生成して出力する。また、このようにして出力された信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎおよびローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎは、特性インピーダンスが５０Ωに規定された信号伝送路（例えばマイクロストリップライン。以下、「伝送路」ともいう）Ｌ１１〜Ｌ１ｎを介してインピーダンス回路４１〜４ｎにそれぞれ伝送される。

混合器１（１、ｎ）は、磁気抵抗効果素子２１〜２ｎ、磁場印加部３１〜３ｎ、インピーダンス回路４１〜４ｎを備え、ＲＦアンプ１１およびＲＦアンプ出力部１１Ａから出力された信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎ（周波数ｆ１）と、信号生成部１２１〜１２ｎによって生成されるローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎ（周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎ）とを乗算して、乗算信号としての出力信号Ｓ５を出力する。この場合、出力信号Ｓ５には、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・などの各乗算信号が含まれている。なお、信号生成部１２１〜１２ｎについては、周波数変換装置１００（１、ｎ）にとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦと共に周波数変換装置１００（１、ｎ）の外部から入力する構成とすることもできる。また、図５に示す周波数変換装置１００（１、ｎ）は、図２の等価回路を拡張した回路で構成できる。

混合器１（１、ｎ）では、後述するように、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎの共振周波数ｆ０の近傍の周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３，・・・・，ｆ０ｎをローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎに一致させ、かつ信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの周波数ｆ１は、通常は周波数ｆ２の近傍に設定される。したがって、インピーダンス回路４１〜４ｎは、一例として、図９に示すようなインピーダンス特性を備えた帯域通過型フィルタ（バンドパスフィルタ）で構成することができる。この場合、この帯域通過型フィルタは、同図に示すように、磁気抵抗効果素子２１〜２ｎの共振周波数ｆ０の近傍の周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３，・・・・，ｆ０ｎ（ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎ）、および信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの周波数ｆ１を通過帯域に含み、かつ各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎで発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数は次のようになる。磁気抵抗効果素子２１において（ｆ１＋ｆ２１），（ｆ１−ｆ２１），２×ｆ１，２×ｆ２１，３×ｆ１，３×ｆ２１，・・・、磁気抵抗効果素子２２において（ｆ１＋ｆ２２），（ｆ１−ｆ２２），２×ｆ１，２×ｆ２２，３×ｆ１，３×ｆ２２，・・・、磁気抵抗効果素子２ｎにおいて（ｆ１＋ｆ２ｎ），（ｆ１−ｆ２ｎ），２×ｆ１，２×ｆ２ｎ，３×ｆ１，３×ｆ２ｎ，・・・を減衰帯域に含むインピーダンス特性に規定されている。また、インピーダンス回路４は、例えば、各カップリングコンデンサを有して構成されて、磁気抵抗効果素子２１〜２ｎにおいて発生する２乗検波出力の直流成分のＲＦアンプ出力部１１Ａ側や信号生成部１２１〜１２ｎへの漏れ出しを阻止する機能も備えている。また各カップリングコンデンサは、等価直列インダクタンスを含んでいるため、簡易的な帯域通過型フィルタとして機能している。

インピーダンス変換回路５は、一例として演算増幅器５ａおよび複数台並列化された入力部５Ａを用いて構成されている。本例では、演算増幅器５ａおよび複数台並列化された入力部５Ａは、その一方の入力端子が上部電極２５に接続され、他方の入力端子がグランドに接続されて、差動増幅器として機能する。これにより、演算増幅器５ａおよび複数台並列化された入力部５Ａは、コンデンサ４ａ１〜４ａｎを介して信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎおよびローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎが入力されることに起因して各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎの両端間に発生する電圧信号Ｓ４１〜Ｓ４ｎを入力し、その電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として出力伝送路Ｌ２（以下では、「伝送路Ｌ２」ともいう。例えば、マイクロストリップライン）に出力する。また、演算増幅器５ａは、一般的に入力インピーダンスは極めて高く、また出力インピーダンスは十分に低いという特性を有している。したがって、この構成により、演算増幅器５ａは、磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を、出力インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力し、入力した電圧信号Ｓ４を出力信号Ｓ５に増幅して、低インピーダンスで出力するため、インピーダンス変換部として機能する。この場合、演算増幅器５ａおよび複数台並列化された入力部５Ａは、出力伝送路Ｌ２の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力信号Ｓ５を出力する。フィルタ１３は、一例として帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ：第２フィルタ）で構成されると共に伝送路Ｌ２に配設されて、出力信号Ｓ５から所望の周波数の信号のみを通過させることで、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。具体的には、フィルタ１３は、各周波数（ｆ１−ｆ２），（ｆ１＋ｆ２）のうちのいずれかの周波数（所望の周波数）の信号を通過させる。

次に、混合器１（１、ｎ）の混合動作および周波数変換装置１００（１、ｎ）の周波数変換動作について説明する。一例として、アンテナ１０１を介して受信したＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１＝４．０５ＧＨｚ）が入力され、信号生成部１２はローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎ（周波数ｆ２＝４．０ＧＨｚ（＜ｆ１）とし、そのｆ２の近傍値ｆ２１＝３．８ＧＨｚ，ｆ２２＝３．８５ＧＨｚ，ｆ２３＝３．９５ＧＨｚ，ｆ２４＝４．０ＧＨｚ，ｆ２５＝４．０５ＧＨｚ，ｆ２６＝４．１ＧＨｚ，ｆ２７＝４．１５ＧＨｚ，ｆ２４＝４．２ＧＨｚ）を生成するものとする。また、各インピーダンス回路４１〜４ｎを構成するコンデンサ４ａ１〜４ａｎが選択されて、その自己共振周波数ｆｓ（＝４．０ＧＨｚ）を含む自己共振周波数帯域（通過帯域）内に、両信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの周波数ｆ１（＝４．０５ＧＨｚ）、Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２１（＝３．８ＧＨｚ），ｆ２２（＝３．８５ＧＨｚ），ｆ２３（＝３．９ＧＨｚ），ｆ２４（＝３．９５ＧＨｚ），ｆ２５（＝４．０ＧＨｚ），ｆ２６（＝４．０５ＧＨｚ），ｆ２７（＝４．１ＧＨｚ），ｆ２８（＝４．１５ＧＨｚ），ｆ２９（＝４．２ＧＨｚ）が含まれているものとし、コンデンサ４ａ１〜４ａｎは、３．８０ＧＨｚ〜４．２０ＧＨｚの周波数範囲に自己共振の通過帯域であれば良い。また、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎの共振特性は、各ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２１（＝３．８ＧＨｚ），ｆ２２（＝３．８５ＧＨｚ），ｆ２３（＝３．９ＧＨｚ），ｆ２４（＝３．９５ＧＨｚ），ｆ２５（＝４．０ＧＨｚ），ｆ２６（＝４．０５ＧＨｚ），ｆ２７（＝４．１ＧＨｚ），ｆ２８（＝４．１５ＧＨｚ），ｆ２９（＝４．２０ＧＨｚ）においてピークを示すのが好ましい。このため、共振周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３，ｆ０４，ｆ０５，ｆ０６，ｆ０７，ｆ０８，ｆ０９を各ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，ｆ２４，ｆ２５，ｆ２６，ｆ２７，ｆ２８，ｆ２９に一致させる磁場Ｈ１〜Ｈｎを磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに印加し得る値に規定されているものとする。また、ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎは、磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに対して共振を発生させ得る電流を供給可能な電力（例えば−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍ）に規定されているものとする。また、混合器１（１、ｎ）による混合動作によって差動増幅部５から出力される出力信号Ｓ５には、各信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの周波数成分ｆ１、Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数成分ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２９により、自らの信号成分（ｆ１，ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２９）、および各乗算信号の周波数成分磁気抵抗効果素子２１において（ｆ１＋ｆ２１），（ｆ１−ｆ２１），２×ｆ１，２×ｆ２１，３×ｆ１，３×ｆ２１，・・・、磁気抵抗効果素子２２において（ｆ１＋ｆ２２），（ｆ１−ｆ２２），２×ｆ１，２×ｆ２２，３×ｆ１，３×ｆ２２，・・・、磁気抵抗効果素子２９において（ｆ１＋ｆ２９），（ｆ１−ｆ２９），２×ｆ１，２×ｆ２９，３×ｆ１，３×ｆ２９，・・・、が含まれているが、これらの周波数成分のうちのｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２９は本質的にｆ２の近傍であるために所望の周波数成分（周波数成分（ｆ１＋ｆ２）または周波数成分（ｆ１−ｆ２）。本例では一例として低域の周波数成分（ｆ１−ｆ２））を通過させ、これ以外の周波数の信号の通過を阻止し得るようにフィルタ１３が構成されているものとする。この場合、フィルタ１３は、帯域通過型フィルタで構成されているが、低域通過型フィルタであってもよい。

この周波数変換装置１００（１、ｎ）では、電流供給部３３から電流Ｉが供給されている状態（磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈが印加されている状態）において、各信号生成部１２１〜１２ｎから混合器１（１、ｎ）にローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）が入力されている。インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）のインピーダンスはローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２９において十分に小さな値（本実施例では１０Ω以下）になっているため、ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎは、極めて減衰の少ない状態でインピーダンス回路４１〜４ｎを通過して各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに出力される。また、この状態では、ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎはその周波数ｆ２（本例では周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２９である）が、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎの共振周波数ｆ０（本例では周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３，・・・・，ｆ０９である）と一致し（本例ではｆ２１＝ｆ０１，ｆ２２＝ｆ０２，ｆ２３＝ｆ０３，・・・・，ｆ２９＝ｆ０９である）、かつその電力が各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに対して共振を発生させ得るように規定されている。このため、強い共振（スピントルク強磁性共鳴）が各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに発生する。この共振状態において、アンテナ１０１からアンプ１１にＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１）が入力され、ＲＦアンプ１１およびＲＦアンプ出力部１１Ａが信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎ（周波数ｆ１）の出力を開始すると、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎは、２つの信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎ，Ｓ２１〜Ｓ２ｎに対して２乗検波動作を実行する。この際に、各インピーダンス回路４１〜４ｎ（コンデンサ４ａ１〜４ａｎ）のインピーダンスは、信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの周波数ｆ１においても十分に小さな値（本実施例では１０Ω以下）になっているため、信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎは、ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎと同様にして、反射することなく極めて減衰の少ない状態で各コンデンサ４ａ１〜４ａｎを通過して各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに出力される。

また、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎによる２乗検波動作（混合動作）によって生成される電圧信号Ｓ４１〜Ｓ４ｎは、上記したように本質的に２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）を含む種々の周波数成分で構成されているが、これらの周波数成分は各コンデンサ４ａ１〜４ａｎの通過帯域を外れた減衰帯域に含まれる周波数成分である。このため、これら周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）についての各コンデンサ４ａ１〜４ａｎ（つまり、インピーダンス回路４１〜４ｎ）のインピーダンスは、信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎ（周波数ｆ１）および各ローカル信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎ（周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎ）についての各コンデンサ４ａ１〜４ａｎのインピーダンスよりも大きな値となる。特に、本例の周波数変換装置１００（１、ｎ）において出力される乗算信号Ｓ３と同じ周波数（ｆ１−ｆ２＝５０ＭＨｚ）の周波数成分についての各コンデンサ４ａ１〜４ａｎのインピーダンスは、１０００Ωを超える高い値となる。また、上記したように、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎに接続されているインピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａおよび複数台並列化された入力部５Ａの入力インピーダンスも極めて高い値（通常は、数百ＫΩ以上）となっている。したがって、磁気抵抗効果素子２によって電圧信号Ｓ４１〜Ｓ４ｎが出力される伝送路Ｌｍ１〜Ｌｍｎのインピーダンスが高い値（１０００Ωを超える値）であるため、各磁気抵抗効果素子２１〜２ｎは、上記したように、レベルの大きな電圧信号Ｓ４１〜Ｓ４ｎを発生して伝送路Ｌｍ１〜Ｌｍｎに出力する。

図６は、並列化された複数のバンドパスフィルタ７１〜７ｎと混合器８１〜８ｎおよびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを備える周波数変換装置１００（１、ｎ）の構成を示す等価回路図である。磁気抵抗効果素子２に内在するバンドパスフィルタ７１〜７ｎと混合器８１〜８ｎを明示したものであるが、インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）を便宜上２つに分けて表示しているが、本来１つの部品で構成されている。第１高周波信号Ｓ１１〜Ｓ１ｎの入力に当たるＲＦＩｎ信号線、則ちバンドパスフィルタ７１〜７ｎに繋がり、ローカル用の第２高周波信号Ｓ２１〜Ｓ２ｎの入力に当たるＬｏＩｎ信号線、則ち混合器８１〜８ｎに繋がり、混合器８１〜８ｎの乗算信号の出力に当たるＩＦＯｕｔ信号線は後段回路に繋がっていることを意味している。しかし、実際の磁気抵抗効果素子２において、ＲＦＩｎ、ＬｏＩｎおよびＩＦＯｕｔの３つの入出力端子は磁化自由層に繋がる１本の信号線がそれらを兼ねている。

図７は、高周波信号Ｓ１の信号スペクトルに対し、並列化された複数の混合器１（１、ｎ）およびローカル用の信号生成部１２１〜１２ｎを備えたことによる複数のスピントルク共振との位置関係を示す周波数分布スペクトル図である。高周波信号Ｓ１の信号スペクトルからたくさんの周波数成分を取り出すため、高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）の制限帯域幅に、複数の混合器のスピントルク共振を表す分布波形を周波数等間隔に並べて、それらひとつひとつをバンドパスフィルタの窓関数として機能させる。単一の混合器では通過帯域幅が調整することが難しかったが、並列化された複数の混合器を使用することで通過帯域幅の調整が可能にすることができる共に、天上部の出力特性をフラットにすることができる。

図８は並列化された複数の混合器１（１、ｎ）の出力信号（乗算信号）Ｓ４１〜Ｓ４ｎを加算したときのフィルタ特性を示すスペクトル図である。磁気抵抗効果素子２の磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に５°〜１７５°傾けた角度の範囲になるように磁場を適切に印加することで、高いＱ値のスピントルク共振状態が得られる。高いＱ値のスピントルク共振状態にある混合器を複数並列に使用することで、急峻なフィルタ特性が得られるが、その通過帯域幅は狭いが、重ね合わせることで則ち加算出力することで、所望の通過帯域幅を持ったバンドパスフィルタ特性を実現できる。図８に示すように、バンドパスフィルタ特性は天上部の出力特性がフラットであり、且つ両肩部が切れのあるもの（通過信号レベルと遮断信号レベルのアイソレーション差が十分に大きい）が得られる。

次に、磁性層膜面に対して面内方向に磁化された磁化自由層２１、磁化固定層２３を含むＴＭＲ素子の構成を図９に示す。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２、磁化固定層２３および反強磁性層２４を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１が上部電極２５に接続され、かつ反強磁性層２４が下部電極２６に接続された状態で配設されている。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２６はグランドに接続されている。磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１と磁化固定層２３の材料として、Ｆｅ（鉄）、Ｃｏ（コバルト）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｃｒ（クロム）などの磁性金属と、その磁性合金からなるもので、さらに磁性合金にボロンを混入して飽和磁化を下げた合金などがある。

磁化固定層２３は、一例として、図９に示すように、磁化方向が固定された強磁性層（第２磁性層）２３ａ、Ｒｕなどの金属からなる非磁性層２３ｂ、および磁化方向が強磁性層２３ａと逆向きとなるように固定された他の強磁性層（第１磁性層）２３ｃとを備え、強磁性層２３ｃが反強磁性層２４の上部に位置するように各層がこの順に積層されて構成されている。一例として、磁化固定層２３の積層構成はＣｏＦｅ（コバルト鉄）−Ｒｕ（ルテニウム）−ＣｏＦｅ（コバルト鉄）の多層膜などが使用できる。

磁気抵抗効果素子２に関して、磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００ｎｍ角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るため直流抵抗値において、５０Ωに近付けることが好ましい。トンネルバリア層２２は、単結晶ＭｇＯｘ（００１）あるいは（００１）結晶面が優先配向した多結晶ＭｇＯｘ（０＜ｘ＜１）層（以下、「ＭｇＯ層」と称する。）により形成されていることが好ましい。さらにトンネルバリア層２２とＢＣＣ構造（体心立方格子構造：Body-Centered Cubic lattice）を有する磁化自由層２１との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）と、トンネルバリア層２２とＢＣＣ構造を有する磁化固定層２３との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）とを設けることによりコヒーレントトンネル効果が期待でき、高い磁気抵抗変化率が得られることで好ましい。

なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、磁気抵抗効果素子２としてＭｇＯ−ＴＭＲ素子などのＴＭＲ素子を使用した例について上記したが、ＣＰＰ−ＧＭＲ(Current-Perpendicular-to-Plane giant magnetoresistance)素子などの他の磁気抵抗効果素子を使用することもできる。

また、混合器１，１（１、ｎ）による混合動作によってインピーダンス変換回路５から出力される出力信号Ｓ５に含まれる所望の２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）のうちの低域側の周波数成分（ｆ１−ｆ２）を低域通過型フィルタまたは帯域通過型フィルタで通過させる例について上記したが、高域側の周波数成分（ｆ１＋ｆ２）を通過させて乗算信号Ｓ３として出力する場合にはフィルタ１３を帯域通過型フィルタまたは高域通過型フィルタとして構成することもできる。また、インピーダンス回路４，４１〜４ｎをコンデンサなどの受動素子だけで構成されたパッシブフィルタを用いて構成したが、演算増幅器を用いたアクティブフィルタを用いて構成することもできる。

また、上記の例では、磁場印加部３、３１〜３ｎから磁気抵抗効果素子２、２１〜２ｎに印加される磁場Ｈ、Ｈ１〜Ｈｎの強さを変更可能な構成を採用しているが、ローカル信号Ｓ２、Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２、周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎが固定であるときには、磁場印加部３、３１〜３ｎが発生させる磁場Ｈ、Ｈ１〜Ｈｎの強さも固定でよいため、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできる。この構成によれば、磁場印加部３を簡易な構造とすることができるため、製品コストを低減することができる。

また、ローカル信号Ｓ２、Ｓ２１〜Ｓ２ｎの周波数ｆ２、周波数ｆ２の近傍の周波数ｆ２１，ｆ２２，ｆ２３，・・・・，ｆ２ｎと磁気抵抗効果素子２、２１〜２ｎの共振周波数ｆ０、周波数ｆ０の近傍の周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３，・・・・，ｆ０ｎとが一致している構成を採用しているが、周波数ｆ２の周波数が共振周波数ｆ０の近傍の周波数であってもよいのは勿論である。また、インピーダンス回路４，４１〜４ｎをコンデンサなどの受動素子だけで構成されたパッシブフィルタを用いて構成したが、スタブを用いてフィルタの選択度を高めることもできる。

１，１（１、ｎ）混合器
２，２１〜２ｎ磁気抵抗効果素子
３，３１〜３ｎ磁場印加部
４，４１〜４ｎインピーダンス回路
４ａ，４ａ１〜４ａｎコンデンサ
５インピーダンス変換回路
５ａ演算増幅器
５Ａ複数台並列化された入力部
６磁気抵抗効果素子の共振特性
７，７１〜７ｎバンドパスフィルタ
８，８１〜８ｎ混合器
１１ＲＦアンプ
１１Ａ複数台並列化された出力部
１２，１２１〜１２ｎローカル用の信号生成部
１３フィルタ
２１磁化自由層
２２スペーサー層
２３磁化固定層
１００，１００（１、ｎ）周波数変換装置
Ｈ，Ｈ１〜Ｈｎ磁場
Ｓ_ＲＦＲＦ信号
Ｓ１信号
Ｓ２ローカル信号
Ｓ３乗算信号
Ｓ４磁気抵抗効果素子より出力された乗算信号
Ｓ５磁気抵抗効果素子より出力され、
後段アンプで電力増幅された乗算信号

Claims

磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを有する混合器を複数備え、前記複数の混合器に対して、前記第１高周波信号と、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の前記第２高周波信号とを入力したときに生成する複数の乗算信号を、加算して出力することを特徴とする周波数変換装置。
請求項１に記載の周波数変換装置において、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の第２高周波信号は、ローカル用に規定された周波数ｆ２の近傍値になるように設定されていることを特徴とする周波数変換装置。
請求項２に記載の周波数変換装置において、前記複数の混合器毎にそれぞれ異なるローカル用の第２高周波信号は、その周波数をｆ２＋ｎ×Δｆ（Δｆ：ｆの変化量）と定義した場合（ｎは・・・，−２，−１，０，１，２，・・・、Δｆは周波数ステップ幅）、同一の周波数ステップ幅だけ離れて散在させ、周波数ｆ２との差分全てを加算することにより、差分の全加算値のΣ（ｎ×Δｆ）がゼロに近づくように設定されていることを特徴とする周波数変換装置。
請求項１に記載の周波数変換装置において、複数の混合器に備える前記磁気抵抗効果素子の共振周波数が、ローカル用の第２高周波信号の周波数ｆ２の近傍値になるように設定されていることを特徴とする周波数変換装置。
請求項４に記載の前記磁気抵抗効果素子の共振周波数は、その各周波数をｆ０＋ｎ×Δｆと定義した場合（ｎは・・・，−２，−１，０，１，２，・・・、Δｆは周波数ステップ幅）、同一の周波数ステップ幅だけ離れて散在させ、周波数ｆ０はローカル用の第２高周波信号の周波数ｆ２と一致させ、且つ周波数ｆ２との差分を全て加算することにより、差分の全加算値のΣ（ｎ×Δｆ）がゼロに近づくように前記磁気抵抗効果素子の共振周波数を設定されていることを特徴とする周波数変換装置。
請求項１に記載の周波数変換装置において、前記第１高周波信号を分割し、複数の前記混合器に前記第１高周波信号を入力するように接続されたことを特徴とする周波数変換装置。
請求項６に記載の前記第１高周波信号の分割において、複数のＲＦ半導体増幅器の出力用バッファを備え、前記第１高周波信号が前記磁気抵抗効果素子から前記ＲＦ増幅器に戻らないように設定されていることを特徴とする周波数変換装置。