JP5347718B2 - 混合器および周波数変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁気抵抗効果素子を用いて乗算信号を生成する混合器、およびその混合器を備えた周波数変換装置に関するものである。

磁気抵抗効果素子として、磁化固定層と磁化自由層との間に非磁性材料で形成されたスペーサ層を介在させて構成されたＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ Ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔｉｖｅ）素子が知られている。このＴＭＲ素子では、電流を流したときにスピン偏極電子が流れて、磁化自由層内に蓄積されるスピン偏極電子の数に応じて磁化自由層の磁化の向き（電子スピンの向き）が変化する。一定の磁場内に配置された磁化自由層では、その磁化の向きを変更しようとしたときに、磁場によって拘束される安定な方向へ復元するように電子スピンに対してトルクが働き、特定の力で揺らされたときに、スピン歳差運動と呼ばれる振動が発生する。

近年、ＴＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に対して高い周波数の交流電流を流した場合において、磁化自由層に流れる交流電流の周波数と磁化の向きに戻ろうとするスピン歳差運動の振動数とが一致したときに、強い共振が発生する現象（スピントルク強磁性共鳴）が発見された（非特許文献１参照）。また、磁気抵抗効果素子に外部から静磁界を印加し、かつこの静磁界の方向を磁化固定層の磁化の方向に対して層内で所定角度傾けた状態では、磁気抵抗効果素子は、ＲＦ電流（スピン歳差運動の振動数（共振周波数）と一致する周波数のＲＦ電流）が注入されたときに、注入されたＲＦ電流の振幅の２乗に比例する直流電圧をその両端に発生させる機能、つまり、２乗検波機能（スピントルクダイオード効果）を発揮することが知られている。また、この磁気抵抗効果素子の２乗検波出力は、所定の条件下において半導体ｐｎ接合ダイオードの２乗検波出力を上回ることが知られている（非特許文献２参照）。

しかしながら、上述のようなＴＭＲ素子の現象が知られつつも、このような現象を工業的に利用できる磁気デバイスは知られておらず、発見の応用が期待されていた。このため、本願出願人は、鋭意研究を重ねることにより、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に着目して、低いローカルパワーで作動可能な混合器への用途を検討し、既に提案している（特願２００８−８９５６９）。

Nature, Vol.438, 17 November, 2005, pp.339-342 まぐね, Vol.2, No.6, 2007, pp.282-290

ところで、本願出願人が提案した上記の混合器について継続して検討を行った結果、この混合器では、磁気抵抗効果素子に接続される伝送路（信号ライン）のインピーダンスが低いとき（例えば、磁気抵抗効果素子を特性インピーダンスが５０Ωの伝送路に直接接続したとき）には、磁気抵抗効果素子の２乗検波出力（混合器における乗算信号の信号レベル）が著しく低下するという現象が発生することを発見した。また、本願出願人は、この現象を回避するため、磁気抵抗効果素子に接続される伝送路に高抵抗を直列接続する構成の採用を検討した。しかしながら、この構成においては磁気抵抗効果素子を共振させるのに必要な電流を磁気抵抗効果素子に流すためには、磁気抵抗効果素子に対して高い電圧を印加する必要があることから、混合器の消費電力が増大するという課題が発生する。

本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、乗算信号の出力の低下を回避しつつ、低いローカルパワーで作動可能な混合器、およびその混合器を備えた周波数変換装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、前記第１フィルタは、自己共振周波数帯域が前記通過帯域に規定されている容量性素子で構成されている。

また、本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、前記通過帯域が互いに異なる前記第１フィルタを複数備え、前記磁場印加部は、前記磁場の強さを変更可能に構成されている。

また、本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、前記第１フィルタは、当該第１フィルタに接続される伝送路に付加されて当該第１フィルタの選択度を高めるためのスタブまたは共振器を備えて構成されている。

また、本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該出力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス変換回路を備えている。

また、本発明に係る混合器は、前記磁場印加部は、前記磁場の強さを一定に維持する。

また、上記目的を達成すべく本発明に係る周波数変換装置は、上記のいずれかの混合器と、前記両高周波信号の周波数のうちの高い方の周波数をｆ１として低い方の周波数をｆ２としたときに、前記乗算信号のうちから周波数が（ｆ１＋ｆ２）および（ｆ１−ｆ２）のうちのいずれか一方の乗算信号を通過させる第２フィルタとを備えている。

また、本発明に係る周波数変換装置は、前記第２フィルタは、増幅動作の上限周波数が前記乗算信号の周波数（ｆ１−ｆ２）と前記周波数ｆ２との間に規定された増幅器で構成されている。

本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタを介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においては第１フィルタが高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。
また、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、アクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。
また、この混合器および周波数変換装置によれば、自己共振周波数帯域が上記の通過帯域に規定されている容量性素子で第１フィルタを構成したことにより、混合器および周波数変換装置の構成の簡略化を図ることができる。

本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタを介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においては第１フィルタが高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。
また、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、アクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。
また、この混合器および周波数変換装置によれば、通過帯域が互いに異なる複数の第１フィルタを備え、かつ磁場印加部を磁場の強さを変更可能に構成したことにより、第１高周波信号の周波数に対応させて、第２高周波信号の周波数および磁気抵抗効果素子の共振周波数を変更することができるため、装置の構成を変更することなく、様々な周波数の第１高周波信号および第２高周波信号を混合して、乗算信号を出力することができる。

本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタを介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においては第１フィルタが高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。
また、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、アクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。
また、この混合器および周波数変換装置によれば、スタブまたは共振器によって第１フィルタにおける通過帯域の選択度を高めることができるため、第１高周波信号および第２高周波信号以外の不要な信号の磁気抵抗効果素子への出力を低減することができる。したがって、混合動作や周波数変換動作へのノイズの影響を大幅に低減することができる。

本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタを介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においては第１フィルタが高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。
また、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、アクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。
また、この混合器および周波数変換装置によれば、出力伝送路の特性インピーダンスよりも高い値に規定された入力インピーダンスで磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号を入力することができるため、乗算信号の減衰を回避することができると共に、出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで乗算信号を出力することができる。したがって、乗算信号を効率よく生成することができる。

また、本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできるため、磁場印加部を簡易な構造とすることができ、製品コストの低減を図ることができる。

また、本発明に係る周波数変換装置によれば、両高周波信号の周波数のうちの高い方の周波数をｆ１として低い方の周波数をｆ２としたときに、混合器からは、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・の各乗算信号が出力されるが、これらの信号のうちの周波数が（ｆ１＋ｆ２）の乗算信号または周波数が（ｆ１−ｆ２）の乗算信号を所望の周波数の乗算信号として第２フィルタを用いて生成することができる。

また、本発明に係る周波数変換装置によれば、第２フィルタを１つの増幅器で構成することができるため、周波数変換装置の構成を一層簡略化することができる。

周波数変換装置１００の構成を示す構成図である。 混合器１の等価回路図である。 磁気抵抗効果素子２（ＴＭＲ素子）近傍の斜視図である。 磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１近傍の斜視図である。 図１におけるＷ−Ｗ線断面図である。 磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの周波数ｆと磁気抵抗効果素子２の共振状態との関係図である。 インピーダンス回路４のインピーダンス特性図を示す概念図である。 インピーダンス回路４を構成するコンデンサ４ａのインピーダンス特性図を示す概念図である。 コンデンサ４ａの実際のインピーダンス特性図である。 混合器１を評価する評価治具を含む評価系の構成図である。 信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。 電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。 混合器１Ａおよび周波数変換装置１００Ａの構成を示す構成図である。 図１３におけるインピーダンス回路４Ａのインピーダンス特性図を示す概念図である。

以下、混合器および周波数変換装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、混合器１、および混合器１を含む周波数変換装置１００の構成について、図面を参照して説明する。なお、一例として周波数変換装置１００を受信装置ＲＸに適用した例を挙げて説明する。

図１に示す周波数変換装置１００は、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸを構成する。周波数変換装置１００は、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号Ｓ_ＲＦを受信する受信装置ＲＸの高周波段に配置されて、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦの周波数ｆ１を乗算信号Ｓ３の周波数ｆｍに変換する機能を有している。一例として周波数変換装置１００は、混合器１と共に、アンプ１１、信号生成部１２、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂ（以下、特に区別しないときには出力端子１４ともいう）を備えている。アンプ１１は、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦを入力すると共に増幅して、信号Ｓ１（第１高周波信号）として出力する。信号生成部１２は、いわゆる局部発振器として機能して、周波数がｆ２のローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２を生成する。信号生成部１２は、一例として、−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２を生成して出力する。また、このようにして出力された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２は、特性インピーダンスが５０Ωに規定された信号伝送路（例えばマイクロストリップライン。以下、「伝送路」ともいう）Ｌ１を介してインピーダンス回路４に伝送される。

混合器１は、磁気抵抗効果素子２、磁場印加部３、インピーダンス回路４およびインピーダンス変換回路５を備え、アンプ１１から出力された信号Ｓ１（周波数ｆ１）と、信号生成部１２によって生成されるローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算して、乗算信号としての出力信号Ｓ５を出力する。この場合、出力信号Ｓ５には、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・などの各乗算信号が含まれている。なお、信号生成部１２については、周波数変換装置１００にとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦと共に周波数変換装置１００の外部から入力する構成とすることもできる。また、図１に示す混合器１は、図２に示すような等価回路で表される。

磁気抵抗効果素子２は、一例として、図３，５に示すように磁化自由層２１を含むＴＭＲ素子で構成されている。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサ層２２、磁化固定層２３および反強磁性層２４を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１が上部電極２５に接続され、かつ反強磁性層２４が下部電極２６に接続された状態で配設されている。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサ層２２は、非磁性スペーサ層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサ層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２６はグランドに接続されている。

磁化固定層２３は、一例として、図３に示すように、磁化方向が固定された強磁性層（第２磁性層）２３ａ、Ｒｕなどの金属からなる非磁性層２３ｂ、および磁化方向が強磁性層２３ａと逆向きとなるように固定された他の強磁性層（第１磁性層）２３ｃとを備え、強磁性層２３ｃが反強磁性層２４の上部に位置するように各層がこの順に積層されて構成されている。この場合、一対の強磁性層２３ａ，２３ｃは、その磁化方向が磁気抵抗効果素子２の厚み方向（Ｚ軸方向）と垂直に設定されている。また、反強磁性層２４は、下側の強磁性層２３ｃに交換結合されている。

また、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１において磁化の向きの共振が発生し易いように、図４に示すように、磁化自由層２１における容易磁化軸Ｆの向きと、後述する磁場印加部３から印加される磁場Ｈの向きとが、Ｘ−Ｙ平面内において、所定の角度θ（好ましくは５°〜１７５°の範囲の角度、より好ましくは９０°）で交差するように、磁気抵抗効果素子２と磁場印加部３との位置関係が予め規定されている。

磁場印加部３は、図１，５に示すように、磁場発生用配線３１、磁気ヨーク３２および電流供給部３３を備えている。磁場発生用配線３１は、図５に示すように、上部電極２５を介して磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。磁気ヨーク３２は、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂ，３２ｃ、下部磁性体３２ｄ，３２ｅ、および底部磁性体３２ｆ，３２ｇを備えている。この場合、頂部磁性体３２ａは、磁場発生用配線３１の上方に配設されている。側面部磁性体３２ｂは、磁場発生用配線３１の一方の側方（一例として、図５では右側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。また、側面部磁性体３２ｃは、磁場発生用配線３１の他方の側方（一例として、図５では左側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。下部磁性体３２ｄは、磁気抵抗効果素子２の一方の側方（一例として、図５では右側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｂに接続されている。また、下部磁性体３２ｅは、磁気抵抗効果素子２の他方の側方（一例として、図５では左側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｃに接続されている。この構成により、下部磁性体３２ｅ、側面部磁性体３２ｃ、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂおよび下部磁性体３２ｄは、この順に連結されて全体として短冊状に形成され、かつ図１に示すように磁場発生用配線３１を跨ぐようにして磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。

底部磁性体３２ｆは、図１，５に示すように、下部磁性体３２ｄに接続された状態で下部磁性体３２ｄの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｆは、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、磁気抵抗効果素子２の上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における一方の側面近傍に達している。底部磁性体３２ｇは、下部磁性体３２ｅに接続された状態で下部磁性体３２ｅの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｅも、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における他方の側面近傍に達している。

磁気ヨーク３２は、上記の構成により、磁場発生用配線３１に電流Ｉが流れたときに磁場発生用配線３１の周囲に発生する磁界に対する閉磁路を形成して、図４に示すように、この閉磁路のギャップとなる部位（一対の底部磁性体３２ｆ，３２ｇ間の隙間）に配設された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して磁場Ｈを印加する。また、本例では、一例として、上述した磁場印加部３の磁場発生用配線３１および磁気ヨーク３２は、磁気抵抗効果素子２と共に、公知の半導体製造プロセスを利用して、シリコンウェハ上に形成される。

電流供給部３３は、頂部磁性体３２ａの両側から延出する磁場発生用配線３１の各端部に接続されて、磁場発生用配線３１に電流Ｉを供給する。また、電流供給部３３は、この電流Ｉの電流値を変更可能に構成されている。したがって、磁場印加部３は、電流供給部３３から出力される電流Ｉの電流値を変更することにより、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈの強さを変更することで、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を変更可能となっている。なお、本例では、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数は１つに形成されているが、磁場発生用配線３１をコイル状に形成して、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数を複数とする構成を採用することにより、磁場Ｈの強さを強めることもできる。

インピーダンス回路４は、後述する電圧信号（乗算信号）Ｓ４に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）よりも高く、かつ上記した特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路（入力伝送路）Ｌ１と、磁気抵抗効果素子２に接続されて特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路Ｌｍとの間に形成された僅かな長さのギャップを跨ぐようにして両伝送路Ｌ１，Ｌｍ間に配設されている。この場合、インピーダンス回路４は、伝送路Ｌ１を介して伝送された信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスが伝送路Ｌ１の特性インピーダンス（５０Ω）よりも低く、その低いインピーダンスを介して伝送路Ｌ１から伝送路Ｌｍに信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。つまり、インピーダンス回路４は、信号Ｓ１，Ｓ２を含む周波数帯域の信号に対しては、入出力間のインピーダンスが低いインピーダンス素子として機能して、これらの信号Ｓ１，Ｓ２を、その振幅をできる限り減衰させないようにして通過させる。また、インピーダンス回路４は、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力（乗算信号であって、周波数（ｆ１±ｆ２）の電圧信号Ｓ４）の信号に対しては、磁気抵抗効果素子２側から見たインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が伝送路Ｌ１，Ｌｍの特性インピーダンス（５０Ω）よりも高いインピーダンス（好ましくは、５００Ω以上のインピーダンス）となるように規定されている。

混合器１では、後述するように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ信号Ｓ１の周波数ｆ１は、通常は周波数ｆ２の近傍の周波数に設定される。したがって、インピーダンス回路４は、一例として、図７に示すようなインピーダンス特性を備えた帯域通過型フィルタ（バンドパスフィルタ）で構成することができる。この場合、この帯域通過型フィルタは、同図に示すように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０（ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２）、および信号Ｓ１の周波数ｆ１を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・を減衰帯域に含むインピーダンス特性に規定されている。また、インピーダンス回路４は、例えば、カップリングコンデンサを有して構成されて、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力の直流成分のアンプ１１側や信号生成部１２への漏れ出しを阻止する機能も備えている。

この場合、コンデンサは、等価直列インダクタンスを含んでいるため、図８に示すように、自己共振周波数ｆｓを基準として低周波数側がコンデンサとして機能する領域（コンデンサ領域、つまりインピーダンスが周波数の増加に伴って減少する領域）となり、自己共振周波数ｆｓを基準として高周波数側がインダクタとして機能する領域（インダクタンス領域、つまりインピーダンスが周波数の増加に伴って増加する領域）となり、自己共振周波数ｆｓを含むその前後の狭い領域は自己共振周波数ｆｓに向けてインピーダンスが急激に減少する領域となるインピーダンス特性を有している。このため、コンデンサは、同図に示すように、簡易的な帯域通過型フィルタとして機能し得るインピーダンス特性を有している。したがって、図８に示すように、自己共振周波数ｆｓを含むインピーダンスの低い帯域（自己共振周波数帯域）を図７に示す通過帯域として利用することにより、１つのコンデンサでインピーダンス回路４（第１フィルタ）を構成することもできる。本例では、図１，２に示すように、インピーダンス回路４を１つのコンデンサ４ａ（容量性素子。一例として１００５形状の低容量チップコンデンサ）で構成することで、装置構成の簡略化を図っている。なお、コンデンサ４ａは、カップリングコンデンサとして機能するため、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力の直流成分のアンプ１１側や信号生成部１２への漏れ出しを阻止する機能も備えている。

インピーダンス変換回路５は、一例として演算増幅器５ａを用いて構成されている。本例では、演算増幅器５ａは、その一方の入力端子が上部電極２５に接続され、他方の入力端子がグランドに接続されて、差動増幅器として機能する。これにより、演算増幅器５ａは、コンデンサ４ａを介して信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２が入力されることに起因して磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を入力し、その電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として出力伝送路Ｌ２（以下では、「伝送路Ｌ２」ともいう。例えば、マイクロストリップライン）に出力する。また、演算増幅器５ａは、一般的に入力インピーダンスは極めて高く、また出力インピーダンスは十分に低いという特性を有している。したがって、この構成により、演算増幅器５ａは、磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を、出力インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力し、入力した電圧信号Ｓ４を出力信号Ｓ５に増幅して、低インピーダンスで出力するため、インピーダンス変換部として機能する。この場合、演算増幅器５ａは、出力伝送路Ｌ２の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力信号Ｓ５を出力する。フィルタ１３は、一例として帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ：第２フィルタ）で構成されると共に伝送路Ｌ２に配設されて、出力信号Ｓ５から所望の周波数の信号のみを通過させることで、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。具体的には、フィルタ１３は、後述するように、周波数ｆｍとして各周波数（ｆ１−ｆ２），（ｆ１＋ｆ２）のうちのいずれかの周波数（所望の周波数）の信号を通過させる。

次に、混合器１の混合動作および周波数変換装置１００の周波数変換動作について説明する。一例として、アンテナ１０１を介して受信したＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１＝３．０５ＧＨｚ）が入力され、信号生成部１２はローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．０ＧＨｚ（＜ｆ１））を生成するものとする。また、インピーダンス回路４を構成するコンデンサ４ａとして、図９に示すインピーダンス特性を有するコンデンサが選択されて、その自己共振周波数ｆｓ（＝３．０ＧＨｚ）を含む自己共振周波数帯域（通過帯域）内に、両信号Ｓ１，Ｓ２の周波数ｆ１，ｆ２が含まれているものとする。また、磁気抵抗効果素子２の共振特性は、図６に示すように、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２においてピークを示すのが好ましい。このため、電流供給部３３から磁場発生用配線３１に供給する電流Ｉの電流値は、共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させる磁場Ｈを磁気抵抗効果素子２に印加し得る値に規定されているものとする。また、ローカル信号Ｓ２は、磁気抵抗効果素子２に対して共振を発生させ得る電流を供給可能な電力（例えば−１５ｄＢｍ±５ｄＢｍ）に規定されているものとする。また、混合器１による混合動作によって差動増幅部５から出力される出力信号Ｓ５には、各信号Ｓ１，Ｓ２の周波数成分（ｆ１，ｆ２）、および各乗算信号の周波数成分（（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）が含まれているが、これらの周波数成分のうちの所望の周波数成分（周波数成分（ｆ１＋ｆ２）または周波数成分（ｆ１−ｆ２）。本例では一例として低域の周波数成分（ｆ１−ｆ２））を通過させ、これ以外の周波数の信号の通過を阻止し得るようにフィルタ１３が構成されているものとする。この場合、フィルタ１３は、帯域通過型フィルタで構成されているが、低域通過型フィルタであってもよい。

この周波数変換装置１００では、電流供給部３３から電流Ｉが供給されている状態（磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈが印加されている状態）において、信号生成部１２から混合器１にローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）が入力されている。インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）のインピーダンスはローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２において十分に小さな値（図９では１０Ω以下）になっているため、ローカル信号Ｓ２は、極めて減衰の少ない状態でインピーダンス回路４を通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。また、この状態では、ローカル信号Ｓ２はその周波数ｆ２が磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０と一致し、かつその電力が磁気抵抗効果素子２に対して共振を発生させ得るように規定されている。このため、強い共振（スピントルク強磁性共鳴）が磁気抵抗効果素子２に発生する。この共振状態において、アンテナ１０１からアンプ１１にＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１）が入力され、アンプ１１が信号Ｓ１の出力を開始すると、磁気抵抗効果素子２は、２つの信号Ｓ１，Ｓ２に対して２乗検波動作を実行する。この際に、インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）のインピーダンスは、信号Ｓ１の周波数ｆ１においても十分に小さな値（図９では１０Ω以下）になっているため、信号Ｓ１は、ローカル信号Ｓ２と同様にして、反射することなく極めて減衰の少ない状態でコンデンサ４ａを通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。

この場合、磁気抵抗効果素子２は、共振状態において半導体ｐｎ接合ダイオードと比較して僅かな順方向電圧で２乗検波動作（整流作用）を発揮する。このため、磁気抵抗効果素子２は、この順方向電圧を磁気抵抗効果素子２に発生させるためのローカル信号Ｓ２の電力が半導体ｐｎ接合ダイオードを使用したときに必要とされる電力（例えば１０ｄＢｍ）よりも少ない状態であっても２乗検波動作を実行して、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を乗算して、その両端間に電圧信号Ｓ４を発生させる。この際に、磁気抵抗効果素子２において直流電圧が生成されたとしても、コンデンサ４ａが、その直流電圧のアンテナや信号生成部１２への漏れ出しを阻止して（直流をカットして）、磁気抵抗効果素子２を保護すると共にアンテナや信号生成部１２を保護する。

また、磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生成される電圧信号Ｓ４は、上記したように２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）を含む種々の周波数成分で構成されているが、これらの周波数成分はコンデンサ４ａの通過帯域を外れた減衰帯域に含まれる周波数成分である。このため、これら周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）についてのコンデンサ４ａ（つまり、インピーダンス回路４）のインピーダンスは、信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）についてのコンデンサ４ａのインピーダンスよりも大きな値となる。特に、本例の周波数変換装置１００において出力される乗算信号Ｓ３と同じ周波数（ｆ１−ｆ２＝５０ＭＨｚ）の周波数成分についてのコンデンサ４ａのインピーダンスは、図９から明らかなように、１０００Ωを超える高い値となる。また、上記したように、磁気抵抗効果素子２に接続されているインピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａの入力インピーダンスも極めて高い値（通常は、数百ＫΩ以上）となっている。したがって、磁気抵抗効果素子２によって電圧信号Ｓ４が出力される伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値（１０００Ωを超える値）であるため、磁気抵抗効果素子２は、上記したように、レベルの大きな電圧信号Ｓ４を発生して伝送路Ｌｍに出力する。

一例として図１０に示す評価治具ＥＣを用いて、混合器１において発生する電圧信号Ｓ４についての評価を行った。この評価治具ＥＣは、信号Ｓ１を生成して出力するネットワークアナライザ（アジレント社製：型名８７２０ＥＳ）５１と、ローカル信号Ｓ２を生成して出力する信号生成部１２としての信号発生器（アジレント社製：型名８３６２０Ｂ）と、ネットワークアナライザ５１および信号生成部１２と同軸ケーブルで接続されると共に伝送路Ｌ１に接続されて、各信号Ｓ１，Ｓ２を伝送路Ｌ１に入力するＢＮＣ端子５２と、マイクロストリップラインで形成されてＢＮＣ端子５２およびコンデンサ４ａを接続する伝送路Ｌ１と、コンデンサ４ａ（ＴＤＫ社製：１００５型チップコンデンサ（４ｐＦ））と、マイクロストリップラインで形成されてコンデンサ４ａおよび磁気抵抗効果素子２を接続する伝送路Ｌｍと、伝送路Ｌｍおよびグランドプレーン５３間にボンディングワイヤ５４によって接続された磁気抵抗効果素子２と、伝送路Ｌｍに接続されたλ／４スタブライン５５およびこのλ／４スタブライン５５に接続された扇型のλ／４スタブ５６でカットフィルタに形成されて電圧信号Ｓ４を出力するフィルタ１３とを備えて構成されている。ここで、λはローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）の波長である。磁気抵抗効果素子２で発生する信号に含まれている上記の各周波数成分のうち、周波数成分ｆ１，ｆ２は他の周波数成分（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１−ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・と比較して、かなりレベルの大きい信号であるため、減衰させる必要がある。この場合、信号Ｓ１の周波数ｆ１はローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２の近傍である。したがって、ローカル信号Ｓ２を減衰させる共振器の長さλ／４は、両周波数成分ｆ１，ｆ２を減衰させる長さとして有効な長さに規定されている。

この評価治具ＥＣを用いた評価によれば、図１１に示すように、信号レベルが−１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝３．０５ＧＨｚ）、および信号レベルが−１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．０ＧＨｚ）を入力したときに、磁気抵抗効果素子２は、図１２に示すように、伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値に維持されていることと相俟って、信号レベル（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が−５０ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。この電圧信号Ｓ４のレベルは、半導体ｐｎ接合ダイオードでの検波出力は一般的に約−６０ｄＢｍであるため、１０ｄＢ以上大きなレベルとなっている。なお、評価治具ＥＣによって評価した電圧信号Ｓ４は、フィルタ１３が上記したようにカットフィルタで構成されているため、磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生成される２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）のうちの低域側の周波数成分（ｆ１−ｆ２）で構成される信号となっている。

次いで、インピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａが、電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として伝送路Ｌ２に出力する。次に、フィルタ１３が、出力信号Ｓ５に含まれている２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）のうちの一方の周波数成分（中間周波数：ｆ１−ｆ２）を通過させ、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。これにより、混合器１から信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算した電圧信号（乗算信号）Ｓ４から所望の乗算信号Ｓ３（周波数（ｆ１−ｆ２））が出力される。

このように、この混合器１および周波数変換装置１００では、伝送路Ｌ１と磁気抵抗効果素子２との間に配設されたインピーダンス回路４が、伝送路Ｌ１を介して入力した信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）に対しては伝送路Ｌ１の特性インピーダンスよりも低い自身のインピーダンスを介して磁気抵抗効果素子２に出力することで、磁気抵抗効果素子２に減衰の少ない状態で出力すると共に、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においては、信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスよりも高い出力ピーダンスとなるように規定されている。したがって、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、磁気抵抗効果素子２に対して減衰の少ない状態で信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を出力することができるため、より少ない電力のローカル信号Ｓ２で信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）して、言い換えれば、ローカル信号Ｓ２をより少ない電力駆動で信号Ｓ１と乗算して、乗算信号Ｓ３（周波数成分（ｆ１−ｆ２））を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においてインピーダンス回路４が高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができる。

また、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、電圧信号Ｓ４に含まれている周波数成分のうち、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２の各周波数ｆ１，ｆ２を通過帯域に含み、かつ乗算信号の周波数（ｆ１−ｆ２，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）を減衰帯域に含む第１フィルタ（帯域通過型フィルタ。本例では、コンデンサ４ａ）でインピーダンス回路４を構成したことにより、第１フィルタはコンデンサや後述するようにスタブや共振器などのパッシブ素子で構成することができるため、インピーダンス回路４をアクティブ素子で構成するのと比較して、一層の省電力化を図ることができる。さらに、自己共振周波数帯域が上記の通過帯域に規定された１つのコンデンサ４ａでフィルタ（第１フィルタ）を構成したことにより、混合器１および周波数変換装置１００の構成の簡略化を図ることができる。

また、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、電圧信号（乗算信号）Ｓ４を伝送路Ｌｍの特性インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力すると共に伝送路Ｌ２と整合する出力インピーダンスで電圧信号Ｓ４を出力するインピーダンス変換回路５を備えたことにより、伝送路Ｌ２の特性インピーダンスが低い構成においても、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができる。

なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、図示はしないが、１つの増幅器（例えば演算増幅器）でインピーダンス変換回路５およびフィルタ１３を構成することもできる。この構成では、この増幅器の増幅動作についての上限周波数を乗算信号Ｓ３の周波数（ｆ１−ｆ２）とローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２との間に規定する。この構成により、この増幅器が、磁気抵抗効果素子２において信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）することによって生成される電圧信号Ｓ４を高いインピーダンスで入力すると共に、電圧信号Ｓ４に含まれている周波数成分（ｆ１−ｆ２，ｆ２，ｆ１，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）のうちの高域側の周波数成分（ｆ２，ｆ１，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）を減衰させ、かつ低域側の周波数成分（ｆ１−ｆ２）だけを増幅（またはバッファ）しつつ通過させて、乗算信号Ｓ３として出力することができる結果、混合器１および周波数変換装置１００の構成の一層の簡略化を図ることができる。

また、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタでインピーダンス回路を構成することもできる。以下、この構成を採用した混合器１Ａおよび周波数変換装置１００Ａについて、図１３〜図１４を参照して説明する。なお、上記した混合器１および周波数変換装置１００と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。

最初に、混合器１Ａ、および混合器１Ａを含む周波数変換装置１００Ａの構成について、図面を参照して説明する。なお、一例として周波数変換装置１００Ａを受信装置ＲＸ１に適用した例を挙げて説明する。

図１３に示す周波数変換装置１００Ａは、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸ１を構成する。周波数変換装置１００Ａは、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号Ｓ_ＲＦを受信する受信装置ＲＸ１の高周波段に配置されて、周波数ｆ１ａ，ｆ１ｂ，ｆ１ｃのうちから選択された１つの周波数ｆ１のＲＦ信号Ｓ_ＲＦを乗算信号Ｓ３の周波数ｆｍに変換する機能を有している。一例として周波数変換装置１００Ａは、混合器１Ａと共に、アンプ１１、信号生成部１２Ａ、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂを備えている。信号生成部１２Ａは、いわゆる局部発振器として機能して、周波数ｆ２ａ，ｆ２ｂ，ｆ２ｃのうちから選択された任意の１つの周波数ｆ２のローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２を生成する。また、このようにして出力された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２は、伝送路Ｌ１を介してインピーダンス回路４Ａに伝送される。

混合器１Ａは、磁気抵抗効果素子２、磁場印加部３Ａ、インピーダンス回路４Ａおよびインピーダンス変換回路５を備え、アンプ１１から出力された信号Ｓ１（周波数ｆ１の信号）と、信号生成部１２Ａによって生成されるローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２の信号）とを乗算して、所望の乗算信号としての出力信号Ｓ５（周波数ｆ１±ｆ２の信号：具体的には、ｆ１ａ±ｆ２ａ，ｆ１ｂ±ｆ２ｂおよびｆ１ｃ±ｆ２ｃのうちのいずれかの周波数の信号）を出力する。なお、信号生成部１２Ａについては、周波数変換装置１００Ａにとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦと共に周波数変換装置１００Ａの外部から入力する構成とすることもできる。

磁場印加部３Ａは、図１３に示すように、磁場発生用配線３１、磁気ヨーク３２および電流供給部３３を備え、磁場発生用配線３１に供給する電流Ｉの電流値を多段階（本例では一例として３段階（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ））に変更可能に構成されている。この構成により、磁場印加部３Ａは、電流Ｉの電流値を変更することにより、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈの強さを多段階（本例では一例として３段階）に変更して、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を多段階（本例では一例として、共振周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂ，ｆ０ｃの３段階）に変更可能となっている。この場合、各共振周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂ，ｆ０ｃは、各ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２ａ，ｆ２ｂ，ｆ２ｃにそれぞれ規定されている。

インピーダンス回路４Ａは、伝送路Ｌ１を介して伝送された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を伝送路Ｌ１の特性インピーダンス（５０Ω）よりも低いインピーダンスを介して磁気抵抗効果素子２に出力する。一例として、インピーダンス回路４Ａは、複数のフィルタ（本例では３つの帯域通過型フィルタ）を含んで構成されて、３つの通過帯域Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ（互いの周波数帯域が異なる通過帯域）に含まれる周波数の信号Ｓ１，Ｓ２に対しては、入出力間のインピーダンスが低いインピーダンス素子として機能して、これらの信号Ｓ１，Ｓ２をその振幅をできる限り減衰させないようにして通過させる。また、インピーダンス回路４Ａは、磁気抵抗効果素子２において発生し、かつ減衰帯域（通過帯域Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃ以外の周波数帯域）に含まれる２乗検波出力（周波数（ｆ１±ｆ２）の電圧信号Ｓ４）に対しては、磁気抵抗効果素子２側から見たインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が伝送路Ｌ１の特性インピーダンス（５０Ω）よりも高いインピーダンス（好ましくは、５００Ω以上のインピーダンス）となるように規定されている。

具体的には、インピーダンス回路４Ａは、図１３に示すように、コンデンサ４ａおよび２つのスタブ４ｄ，４ｅで構成されて、通過帯域Ｗａが図１４に示すように１．６ＧＨｚ帯（１．６０ＧＨｚおよび１．６５ＧＨｚを含む周波数帯域）に設定されたフィルタ（帯域通過型フィルタ）と、コンデンサ４ｂおよび２つのスタブ４ｆ，４ｇで構成されて、通過帯域Ｗｂが同図に示すように２．４ＧＨｚ帯（２．４０ＧＨｚおよび２．４５ＧＨｚを含む周波数帯域）に設定された他のフィルタ（帯域通過型フィルタ）と、コンデンサ４ｃおよび２つのスタブ４ｈ，４ｉで構成されて、通過帯域Ｗｃが同図に示すように５．０ＧＨｚ帯（５．００ＧＨｚおよび５．０５ＧＨｚを含む周波数帯域）に設定された他のフィルタ（帯域通過型フィルタ）とを備えている。つまり、インピーダンス回路４Ａは、通過帯域が互いに相違する複数のフィルタを備えて構成されている。各スタブ４ｄ〜４ｉは、本例では一例として扇型のλ／４スタブであって、目的周波数のフィルタ通過帯域の選択度（肩特性）がなだらかな部分の周波数に対する波長λの１／４に相当する長さのものを付加することで、フィルタ通過帯域の肩部分の周波数成分の信号を共振器側に吸収させ、伝達させないようにすることで、対応するフィルタの通過帯域における選択度を高めている（通過帯域の尖鋭度を向上させている）。

フィルタ１３は、一例として帯域通過型フィルタで構成されると共に伝送路Ｌ２に配設されて、出力信号Ｓ５から所望の周波数の信号を通過させることで、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。具体的には、フィルタ１３は、本例では、周波数ｆｍとして各周波数（ｆ１−ｆ２：つまり、ｆ１ａ−ｆ２ａ，ｆ１ｂ−ｆ２ｂ，ｆ１ｃ−ｆ２ｃ）の信号を通過させることで、乗算信号Ｓ３を出力する。

次に、混合器１Ａの混合動作および周波数変換装置１００Ａの周波数変換動作について説明する。本例の混合動作および周波数変換動作は、アンテナ１０１を介して受信するＲＦ信号Ｓ_ＲＦの周波数ｆ１に応じて、信号生成部１２Ａから出力されるローカル信号Ｓ２の周波数を選択すると共に、電流供給部３３から磁場発生用配線３１に供給する電流Ｉの電流値を選択する点において、上記した混合器１の混合動作および周波数変換装置１００の周波数変換動作と相違するが、他の点については同一である。このため、相違する点を主として説明し、同一の動作については詳細な説明を省略する。また、一例として、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして、周波数ｆ１ａ（＝１．６５ＧＨ）の信号、周波数ｆ１ｂ（＝２．４５ＧＨ）の信号、および周波数ｆ１ｃ（＝５．０５ＧＨ）の信号のいずれかが入力されるものとする。また、信号生成部１２Ａは、ローカル信号Ｓ２として、周波数ｆ２ａ（＝１．６ＧＨ）の信号、周波数ｆ２ｂ（＝２．４ＧＨ）の信号、および周波数ｆ２ｃ（＝５．０ＧＨ）の信号のいずれかを選択的に出力可能に構成されているものとする。

最初に、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして、周波数ｆ１ａ（＝１．６５ＧＨ）の信号を入力して、周波数ｆｍの乗算信号Ｓ３を出力する場合の動作について説明する。この場合、信号生成部１２Ａは、周波数ｆ２ａ（＝１．６ＧＨ）の信号をローカル信号Ｓ２として出力するように設定される。また、磁場印加部３Ａは、電流値がＩａの電流Ｉを磁場発生用配線３１に供給するように設定される。これにより、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０は、共振周波数ｆ０ａ（＝ｆ２ａ）に設定される。

この設定状態において、周波数変換装置１００Ａでは、信号生成部１２Ａがローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２ａ）を出力する。この場合、インピーダンス回路４Ａでは、この周波数ｆ２ａを含む周波数帯域が通過帯域Ｗａとなっているため（つまり、インピーダンス回路４Ａのインピーダンスが十分に小さな値（図１４では１０Ω以下）になっているため）、ローカル信号Ｓ２は、極めて減衰の少ない状態でインピーダンス回路４Ａを通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。また、この状態では、ローカル信号Ｓ２はその周波数ｆ２ａが磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０ａと一致し、かつその電力が磁気抵抗効果素子２に対して共振を発生させ得るように規定されている。このため、強い共振（スピントルク強磁性共鳴）が磁気抵抗効果素子２に発生する。これにより、この共振状態においてアンテナ１０１からアンプ１１にＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１ａ）が入力されると、磁気抵抗効果素子２は、２つの信号Ｓ１，Ｓ２に対して２乗検波動作を実行する。インピーダンス回路４Ａのインピーダンスは、信号Ｓ１の周波数ｆ１ａにおいても十分に小さな値（図１４では１０Ω以下）になっているため、信号Ｓ１は、ローカル信号Ｓ２と同様にして、極めて減衰の少ない状態でインピーダンス回路４Ａを通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。

この場合、磁気抵抗効果素子２は、混合器１と同様にして、２乗検波動作を実行することで、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を乗算して、その両端間に電圧信号Ｓ４を発生させる。本例では、磁気抵抗効果素子２は、信号Ｓ１（周波数ｆ１ａ＝１．６５ＧＨｚ）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２ａ＝１．６０ＧＨｚ）を乗算して、所望の２つの周波数成分（ｆ１ａ＋ｆ２ａ，ｆ１ａ−ｆ２ａ）を含む電圧信号Ｓ４を発生させる。この場合、これらの周波数成分のうちの少なくとも一方の周波数成分（ｆ１ａ−ｆ２ａ＝５０ＭＨｚ）についてはインピーダンス回路４Ａの通過帯域を外れた減衰帯域に含まれる周波数成分である。このため、この周波数成分（ｆ１ａ−ｆ２ａ）についてのインピーダンス回路４Ａのインピーダンスは、インピーダンス回路４Ａに入力される信号Ｓ１（周波数ｆ１ａ）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２ａ）についてのインピーダンス回路４Ａのインピーダンスよりも大きな値（図１４では１０００Ωを超える高い値）となる。また、上記したように、磁気抵抗効果素子２に接続されているインピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａの入力インピーダンスも極めて高い値（通常は、数百ＫΩ以上）となっている。したがって、磁気抵抗効果素子２によって電圧信号Ｓ４が出力される伝送路Ｌｍのインピーダンスは高い値（１０００Ωを超える値）であるため、磁気抵抗効果素子２は、レベルの大きな周波数成分（ｆ１ａ−ｆ２ａ）を含む電圧信号Ｓ４を発生して伝送路Ｌｍに出力する。

次いで、インピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａが、電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として伝送路Ｌ２に出力する。最後に、フィルタ１３が、出力信号Ｓ５に含まれている所望の２つの周波数成分（ｆ１ａ＋ｆ２ａ，ｆ１ａ−ｆ２ａ）のうちの一方の周波数成分（中間周波数：ｆ１ａ−ｆ２ａ）を通過させ、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。

また、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして、周波数ｆ１ｂ（＝２．４５ＧＨ）の信号を入力して、周波数ｆｍの乗算信号Ｓ３を出力する場合の混合器１Ａの混合動作および周波数変換装置１００Ａの周波数変換動作についても、信号生成部１２Ａが、周波数ｆ２ｂ（＝２．４ＧＨ）の信号をローカル信号Ｓ２として出力するように設定され、かつ磁場印加部３Ａが、電流値がＩｂの電流Ｉを磁場発生用配線３１に供給するように設定されて、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０が共振周波数ｆ０ｂ（＝ｆ２ｂ）に設定されることで、上記したＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして周波数ｆ１ａ（＝１．６５ＧＨ）の信号を入力する場合と同様にして、周波数変換装置１００Ａは、周波数成分（中間周波数：ｆ１ｂ−ｆ２ｂ＝５０ＭＨｚ）で構成される乗算信号Ｓ３を出力端子１４から出力する。また、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして、周波数ｆ１ｃ（＝５．０５ＧＨ）の信号を入力して、周波数ｆｍの乗算信号Ｓ３を出力する場合の混合器１Ａの混合動作および周波数変換装置１００Ａの周波数変換動作についても、信号生成部１２Ａが、周波数ｆ２ｃ（＝５．０ＧＨ）の信号をローカル信号Ｓ２として出力するように設定され、かつ磁場印加部３Ａが、電流値がＩｃの電流Ｉを磁場発生用配線３１に供給するように設定されて、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０が共振周波数ｆ０ｃ（＝ｆ２ｃ）に設定されることで、上記したＲＦ信号Ｓ_ＲＦとして周波数ｆ１ａ（＝１．６５ＧＨ）の信号を入力する場合と同様にして、周波数変換装置１００Ａは、周波数成分（中間周波数：ｆ１ｃ−ｆ２ｃ＝５０ＭＨｚ）で構成される乗算信号Ｓ３を出力端子１４から出力する。

したがって、この混合器１Ａおよび周波数変換装置１００Ａにおいても、混合器１および周波数変換装置１００と同様にして、磁気抵抗効果素子２に対して減衰の少ない状態で信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を出力することができるため、より少ない電力のローカル信号Ｓ２で信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）して、乗算信号Ｓ３（周波数成分（ｆ１−ｆ２））を出力することができ、これにより、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においてインピーダンス回路４Ａが高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができるなどの混合器１および周波数変換装置１００と同様の効果を奏することができる。

さらに、この混合器１Ａおよび周波数変換装置１００Ａによれば、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタを含んでインピーダンス回路４Ａを構成したことにより、入力する信号Ｓ１の周波数ｆ１に対応させて、信号生成部１２Ａから出力されるローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２および磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を変更することにより、装置の構成を変更することなく、様々な周波数の信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を混合して、乗算信号Ｓ３を出力することができる。

また、インピーダンス回路４Ａを構成するフィルタを、コンデンサだけではなく、スタブを用いてフィルタにおける通過帯域の選択度を高めたことにより、信号Ｓ１やローカル信号Ｓ２以外の周波数の信号の磁気抵抗効果素子２への出力を大幅に低減することができる結果、混合動作や周波数変換動作へのノイズの影響を大幅に低減することができる。

なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、磁気抵抗効果素子２としてＭｇｏ−ＴＭＲ素子などのＴＭＲ素子を使用した例について上記したが、ＣＰＰ−ＧＭＲ（Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｐｅｒｐｅｎｄｉｃｕｌａｒ−ｔｏ−Ｐｌａｎｅ ｇｉａｎｔ ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子などの他の磁気抵抗効果素子を使用することもできる。また、混合器１，１Ａによる混合動作によってインピーダンス変換回路５から出力される出力信号Ｓ５に含まれる所望の２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１−ｆ２）のうちの低域側の周波数成分（ｆ１−ｆ２）を低域通過型フィルタまたは帯域通過型フィルタで通過させる例について上記したが、高域側の周波数成分（ｆ１＋ｆ２）を通過させて乗算信号Ｓ３として出力する場合にはフィルタ１３を帯域通過型フィルタまたは高域通過型フィルタとして構成することもできる。

また、インピーダンス回路４，４Ａをコンデンサなどの受動素子だけで構成されたパッシブフィルタを用いて構成したが、演算増幅器を用いたアクティブフィルタを用いて構成することもできる。

また、上記の例では、磁場印加部３から磁気抵抗効果素子２に印加される磁場Ｈの強さを変更可能な構成を採用しているが、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２が固定であるときには、磁場印加部３が発生させる磁場Ｈの強さも固定でよいため、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできる。この構成によれば、磁場印加部３を簡易な構造とすることができるため、製品コストを低減することができる。

また、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２と磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０とが一致している構成を採用しているが、周波数ｆ２の周波数が共振周波数ｆ０の近傍の周波数であってもよいのは勿論である。また、上記の実施例では、スタブ４ｅ〜４ｉを用いてフィルタの選択度を高めているが、スタブ４ｅ〜４ｉに代えて、共振器（図示せず）を用いてフィルタの選択度を高めることもできる。

１，１Ａ 混合器
２ 磁気抵抗効果素子
３，３Ａ 磁場印加部
４ インピーダンス回路
４ａ〜４ｃ コンデンサ
４ｅ〜４ｉ スタブ
５ インピーダンス変換回路
５ａ 演算増幅器
１３ フィルタ
２１ 磁化自由層
２２ スペーサ層
２３ 磁化固定層
５１ トランジスタ
１００，１００Ａ 周波数変換装置
Ｈ 磁場
Ｓ_ＲＦ ＲＦ信号
Ｓ１ 信号
Ｓ２ ローカル信号
Ｓ３ 乗算信号

Claims (7)

1. 磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、
   前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
   前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、
   前記第１フィルタは、自己共振周波数帯域が前記通過帯域に規定されている容量性素子で構成されている混合器。
2. 磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、
   前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
   前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、
   前記通過帯域が互いに異なる前記第１フィルタを複数備え、
   前記磁場印加部は、前記磁場の強さを変更可能に構成されている混合器。
3. 磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、
   前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
   前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、
   前記第１フィルタは、当該第１フィルタに接続される伝送路に付加されて当該第１フィルタの選択度を高めるためのスタブまたは共振器を備えて構成されている混合器。
4. 磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、
   前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
   前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されて、当該第１高周波信号および当該第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタとを備えている混合器であって、
   前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該出力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス変換回路を備えている混合器。
5. 前記磁場印加部は、前記磁場の強さを一定に維持する請求項１、３および４のいずれかに記載の混合器。
6. 請求項１から５のいずれかに記載の混合器と、前記両高周波信号の周波数のうちの高い方の周波数をｆ１として低い方の周波数をｆ２としたときに、前記乗算信号のうちから周波数が（ｆ１＋ｆ２）および（ｆ１−ｆ２）のうちのいずれか一方の乗算信号を通過させる第２フィルタとを備えている周波数変換装置。
7. 前記第２フィルタは、増幅動作の上限周波数が前記乗算信号の周波数（ｆ１−ｆ２）と前記周波数ｆ２との間に規定された増幅器で構成されている請求項６記載の周波数変換装置。

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