JP5562030B2 - Ｉ／ｑ不平衡補償 - Google Patents

Description

本発明は、ベースバンド信号においてＩ／Ｑ不平衡を推定し訂正を行うことが可能なＺＩＦ直接変換ＯＦＤＭ受信機である。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥＰ８０２．１５．３、ＩＥＥＥ８０２．２０、および、ＩＥＥＥ８０２．１６等の、幾つかの無線標準の基本になっている。これらの標準は、ラップトップＰＣ、携帯情報端末（ＰＤＡ、Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、マルチメディアビューア（例えば、ＤＶＢおよびＤＶＢ−Ｈネットワークで使用するための）、および、セルラ電話機等の、多くの携帯や可搬コンピュータデバイスにおいて利用されている。従来のヘテロダイン受信機は、ＯＦＤＭに基づいた信号の受信に利用することができる。しかしながら、従来の受信機を単一の集積回路に集積することは、複雑でかつ高価になる。さらに、単一チップのヘテロダインシステムは、典型的に、動作には、より高いレベルの電力を使用する。携帯デバイス市場では、電力供給システムの効率と持続時間は、デバイスの動作性能の重要な観点である。従って、単一チップ上のヘテロダインシステムは、携帯デバイスに対する好ましい解決策ではない。

従来のヘテロダイン受信機に対する代替物は、ゼロ中間周波数（ＺＩＦ、Ｚｅｒｏ Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）直接変換（ｄｉｒｅｃｔ−ｖｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）受信機である。ＺＩＦ直接変換受信機は、一般的に、単一の集積回路として製造するのは、より容易である。従って、従来のヘテロダイン受信機と比較して、より改善された電力消費動作性能が得られる。ＺＩＦ直接変換受信機に関する設計上の問題は、ベースバンド信号における同位相（Ｉ）ブランチと直交位相（Ｑ）ブランチとの間の不平衡によって信号劣化が生ずる可能性がある点である。一般に、Ｉ／Ｑ不平衡は、受信機内部のアナログ成分（例えば、ＣＭＯＳ回路の中のドーピング密度および酸化物の厚み）の不整合によって引き起こされる。この不平衡は、搬送波周波数の上昇ばかりでなく、シリコン集積度の上昇によって増大する可能性がある。

いくつかの有効なＩ／Ｑ不平衡アルゴリズムが利用可能である。しかしながら、これらのアルゴリズムでは、一般に、特別なトレーニング系列およびパイロット信号、または、要求適合（ｒｅｑｕｅｓｔ ａｄａｐｔａｔｉｏｎ）等の機能を扱う、複雑な回路要素が必要である。携帯型デバイスにおけるＤＶＢ−Ｈシステム等の、複雑な回路要素を必要としない応用に対しては、回路設計は簡略化することができる。回路の複雑さにおいてそれぞれに関連した低減を行うことによって、受信機の効率と電力動作性能を改善することができる。

本発明の実施形態に従えば、下記の可能性のうちの１つ以上を提供することができる。改善されたビット誤り率（ＢＥＲ、Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）動作性能を有するＯＦＤＭ信号が得られる。より低減された処理オーバヘッドでＩ／Ｑ不平衡パラメータを算出することができる。受信機回路設計の複雑さを低減することができる。受信機の電力消費とフットプリントとを低減することができる。

一般に、ある視点では、本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ディジタル信号処理システムを提供する。このＯＦＤＭ信号は、当該信号と同位相（Ｉ）ブランチと直交位相（Ｑ）ブランチとを備えるベースバンド信号を含み、システムは、ディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とにフーリェ変換を実行し、ディジタル化されたベースバンド信号の時間期待値（ｔｉｍｅ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ）を周波数領域において算出し、時間期待値算出の結果をベースバンド信号に適用して当該信号を求めることにより、当該信号を出力するように構成された処理モジュールを含む。

本発明の実施形態は、下記に示す特徴の内の１つ以上を含むことができる。ＯＦＤＭ信号を受信し、当該信号とＩブランチとＱブランチとを含むベースバンド信号を出力するように構成されたチューナモジュール。チューナモジュールに結合し、Ｉブランチ信号とＱブランチ信号とを受信してディジタル化したＩブランチ信号とＱブランチ信号とを出力するように構成された、アナログ−ディジタル変換器モジュール。

一般に、別の視点では、本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ディジタル信号を受信するためのゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機を提供する。このＯＦＤＭ信号は当該信号を含み、送信チャネルを介して受信機に向けて送信される。受信機は、チューナモジュールと、アナログ−ディジタル変換器モジュールと、ベースバンド処理モジュールとを含む。チューナモジュールは、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンド信号を出力するように構成される。ここに、ベースバンド信号は、当該信号と同位相（Ｉ）ブランチ信号と直交位相（Ｑ）ブランチ信号とを含む。アナログ−ディジタル変換器モジュールは、チューナモジュールに結合し、アナログのＩブランチ信号とＱブランチ信号とを受信してディジタル化したＩブランチ信号とＱブランチ信号とを出力するように構成される。ベースバンド処理モジュールは、アナログ−ディジタル変換器モジュールに結合し、ディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とにフーリェ変換を実行し、ディジタル化されたベースバンド信号の時間期待値を周波数領域において算出し、時間期待値算出の結果をベースバンド信号に適用して当該信号を求めることにより、当該信号を出力するように構成される。

本発明の実施形態は、下記に示す特徴の内の１つ以上を含むことができる。チューナモジュールは、帯域通過フィルタ、低雑音増幅器、ＡＧＣ増幅器、および、複素波形を提供するように構成された局部発振器を含むことができる。ベースバンドプロセッサは、１つ以上のメモリユニットと１つ以上のプロセッサとを含むことができる。ベースバンドプロセッサは、振幅不平衡指数（ρ^~、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ｆａｃｔｏｒ）および位相不平衡指数（φ^~、ｐｈａｓｅ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ｆａｃｔｏｒ）を推定することにより時間期待値を電子的に算出するように構成される。

一般に、別の視点では、本発明は、受信したＯＦＤＭ信号から当該信号を出力するためのコンピュータ化された方法を提供する。この方法は、ＯＦＤＭ形式での信号を受信するステップと、受信したＯＦＤＭ信号をＺＩＦ直接変換を介してそれぞれ同位相（Ｉ）信号および直交位相（Ｑ）信号に変換するステップと、当該信号の推定値を求めるステップと、ＦＦＴを介してＩ信号とＱ信号とを変換するステップと、Ｉ／Ｑ不平衡アルゴリズムを使用して周波数領域においてＩ信号とＱ信号とを処理し複数のＩ／Ｑ不平衡パラメータを求めるステップと、当該信号の推定値および複数のＩ／Ｑ不平衡パラメータの内の少なくとも１つの関数として当該信号を算出するステップと、当該信号を出力するステップとを含む。

一般に、別の視点では、本発明は、方法を実行するためのコンピュータ実行可能命令を有するコンピュータ読み取り可能な媒体を提供する。この方法は、ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）直接変換ＯＦＤＭ受信機から同位相（Ｉ）信号および直交位相（Ｑ）信号を受信するステップと、ＦＦＴを介してＩ信号とＱ信号とを電子的に変換するステップと、振幅不平衡指数および位相不平衡指数を推定するステップと、振幅不平衡指数と位相不平衡指数とに応答して当該信号を出力するステップとを含む。

一般に、別の視点では、本発明は、集積回路を開発し試験を行うためのプログラム命令を有するコンピュータ読み取り可能な媒体を提供する。このコンピュータ読み取り可能な媒体は、同位相（Ｉ）信号と直交位相（Ｑ）信号とを含むＯＦＤＭ信号を識別するためのプログラム命令と、ＦＦＴを介してＩ信号とＱ信号とを変換するためのプログラム命令と、振幅不平衡指数および位相不平衡指数を推定するためのプログラム命令と、振幅不平衡指数と位相不平衡指数とに応答して当該信号を出力するためのプログラム命令とを含む。プログラム命令は、ハードウェア記述言語（ＨＤＬ、ｈａｒｄｗａｒｅ ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ ｌａｎｇｕａｇｅ）で記述することができ、ハードウェア記述言語はヴェリログ（ｖｅｒｉｌｏｇ）であってよい。

本出願は、２００６年８月３１日出願、米国仮出願６０／８２４，１１０号の利益を請求するものである。本発明が有する種々の可能性は、本発明そのものとともに、下記の図面および詳細なる記述および請求項を通読することにより、より十分に理解されるであろう。

ＯＦＤＭ通信システムの簡単化したブロック図である。 ＺＩＦＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 振幅不平衡指数と位相不平衡指数とを算出する手順のフローチャートである。 受信されたＯＦＤＭ信号から当該信号を出力ための手順を示すフローチャートである。

本発明の実施形態は、セルラ電話機における等の、ＺＩＦ直接変換ＯＦＤＭ受信機でのＩ／Ｑ不平衡を推定し訂正する技術を提供する。搬送波周波数（ｆ₀）および目的信号ｘ（ｔ）を備える無線周波数（ＲＦ）信号は、アンテナによって受信される。ＲＦ信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）を通過し、低雑音増幅器（ＬＮＡ）によって増幅されて受信信号ｒ（ｔ）が得られる。受信信号ｒ（ｔ）に対して複素ダウンコンバージョンが実行される。複素ダウンコンバージョンは、複素信号発振器を使用し、同位相信号と直交位相信号とを含む。受信信号ｒ（ｔ）は、同位相信号（Ｉ）と直交位相信号（Ｑ）とに分割される。一般に、Ｉ／Ｑ不平衡は、局部発振器によって導入される。Ｉ／Ｑ不平衡は、振幅不平衡指数（ρ）と位相不平衡指数（φ）とを含み、もし、ρ＝１およびφ＝０であれば、ＩブランチとＱブランチとは完全に整合している（すなわち、Ｉ／Ｑ不平衡はない）。Ｉ信号とＱ信号とは増幅され、フィルタリングされてディジタル化される。ディジタル化されたＩ信号とＱ信号とは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を介して処理される。Ｉ／Ｑ補償アルゴリズムは、振幅不平衡指数（ρ）と位相不平衡指数（φ）との値を推定し、目的信号ｘ（ｔ）を復元する。ＯＦＤＭ受信機は、目的信号ｘ（ｔ）を情報表示デバイスに出力する。しかしながら、本開示に従う他の実施形態も可能であるので、このＯＦＤＭ受信機は典型的なものであって、本発明が限定するものではない。

図１を参照すると、ある地点から別の地点に電子情報を転送するＯＦＤＭ通信システム１０は、情報信号源１２、ＯＦＤＭ送信機１４、送信アンテナ１６、受信アンテナ１８、ＯＦＤＭ受信機２０、および、情報表示デバイス２２を含むことができる。システム１０は、電子情報を生成、送信、受信、および表示するための、適切なハードウェア、ファームウェア、および／または、ソフトウェア（コンピュータ読み取り可能、そして好ましくはコンピュータ実行可能な命令を含む）を含むことができる。コンピュータ実行可能命令は、コンピュータメモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、従来のハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭＳ、フラッシュＲＯＭＳ、不揮発性ＲＯＭ、およびＲＡＭ等の、コンピュータ読み取り可能な媒体を介して転送することができる。コンピュータ読み取り可能な媒体はまた、通信ポートを介して転送された情報（例えば、インターネットからのダウンロード）を含むこともできる。そして、コンピュータ実行可能命令は、集積回路の設計、試験、および製造に使用することができる、ハードウェア記述言語（例えばヴェリログ）およびグラフィックデータシステム（例えば、ＧＤＳデータ）を含むが、これらには限定はされない。

情報信号源１２は、ＯＦＤＭ送信機１４への入力として構成することができる。情報信号源１２は、例えば、ＷｉＦｉ（例えば、イーサネット（登録商標）パケット）やビデオ放送（例えば、ＴＤＭＢ、ＤＶＢ、ＤＶＢ−Ｈ）等のディジタル信号およびアナログ信号の情報信号１３を提供するように構成することができる。ＯＦＤＭ送信機１４は、信号源１２からの情報を変換し、送信アンテナ１６を通して送信するように構成することができる。例えば、ＯＦＤＭ送信機１４は、大気等の伝搬媒体を通してＤＶＢ−Ｈビデオ信号を送信するように構成することができる。送信アンテナ１６は、同軸ケーブル接続または光ファイバネットワーク等の他の伝搬媒体を通して送信するように構成することができる。ＯＦＤＭ送信機１４と送信アンテナ１６とは、単一のデバイスに集積することができる。または、それぞれが相互に動作可能な接続を有する個別要素として存在することができる。

情報表示デバイス２２は、受信アンテナ１８およびＯＦＤＭ受信機２０を含むことができる。ここでは、限定的ではなく単なる一例として、受信アンテナ１８およびＯＦＤＭ受信機２０は、情報表示デバイス２２とともに集積することが可能である。受信アンテナ１８は、送信アンテナ１６から（例えば、地上および衛星放送、ケーブルおよび光ファイバ伝送を介して）送信された信号を受信するように構成することができ、ＯＦＤＭ受信機２０に接続して動作させることができる。下記で議論するように、ＯＦＤＭ受信機２０は、目的信号ｘ（ｔ）をモニタ２４に出力するように構成することができる。目的信号ｘ（ｔ）は、本質的に、情報信号１３と同様である。例えば、情報信号１３は、ＤＶＢ−Ｈビデオ信号であってよい。情報表示デバイス２２は、オーディオ信号を出力することも可能である。例えば、情報表示デバイス２２は、携帯音楽プレーヤであってよく、情報信号１２は、衛星放送であってもよいし、または、符号化されたオーディオファイル（例えば、ＭＰ３またはｗａｖオーディオ形式）であってもよい。

図１をさらに参照しつつ、図２を参照すると、ＯＦＤＭ受信機２０は、帯域通過フィルタ３０、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２、ＡＧＣ増幅器３３、局部発振器３４、および、信号乗算器３６、３８を含むことができる。局部発振器３４は、複素波形を供給し、信号乗算器３６において同位相（Ｉ）ブランチ信号３５と、信号乗算器３８において直交位相（Ｑ）ブランチ信号３７とを生成するように構成することができる。Ｉ位相ブランチ４０は低域通過フィルタ４４およびアナログ−ディジタル変換器４６を含むことができる。Ｑ位相ブランチ６０は、低域通過フィルタ６４およびアナログ−ディジタル変換器６６を含むことができる。ベースバンド処理ユニット５０は、ディジタル化されたＩブランチ信号４８およびＱブランチ信号６８を受信するように接続および構成することができ、また、Ｉ信号４８とＱ信号６８とを記憶および処理し目的信号ｘ（ｔ）１００を出力するように構成することができる。この目的信号ｘ（ｔ）は本質的に情報信号１３と同様である。

ＯＦＤＭ受信機２０は、ゼロ中間周波数（ＺＩＦ）直接変換ＯＦＤＭ受信機であってよく、受信アンテナ１８を通してＲＦ信号ｒ（ｔ）８０を受信するように構成することができる。帯域通過フィルタ３０とＬＮＡ３２とＡＧＣ増幅器３３とは、ＲＦ信号ｒ（ｔ）８０を処理し、信号８０の周波数フィルタリングと増幅とを行い、次式で定義されるような変形されたｒ（ｔ）信号８２を出力する。
ｒ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｅ^2πf0tj＋ｘ^*（ｔ）ｅ^-2πf0tj （１）
ここに、ｘ（ｔ）は目的信号（すなわち、情報信号１３）を表し、また、ｆ₀はＯＦＤＭ送信機１４から供給されるＲＦ搬送波周波数を示す。ＺＩＦ直接変換ＯＦＤＭ受信機２０は、局部発振器３４を使用して、ｒ（ｔ）をベースバンド信号にダウンコンバートすることができる。ある実施形態では、限定的でない一例として、ＬＮＡ３２、ＡＧＣ３３、局部発振器３４、乗算器３６、３８、および、ＬＰＦ４４、６４の組み合わせの動作特性は、Ｆｒｅｅｓｃａｌｅ社ＮＣ４４ＣＤ０２等の、市販のチューナモジュールと同様であってよい。局部発振器３４は、Ｉブランチ４０とＱブランチ６０とに不平衡を導入する可能性がある。一般的に、不平衡は、回路設計およびデバイス処理の要因（すなわち、回路行路長、酸化物の厚み、ドーピングレベル、ゲート長）によるアナログ回路の動作性能におけるばらつきの結果である。局部発振器３４によって導入されるＩ／Ｑ不平衡は、時間領域で次式のように定義することができる。
ｚ（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆ₀ｔ）−ｊρｓｉｎ（２πｆ₀ｔ＋φ） （２）
ここに、ρは振幅不平衡指数であり、φは位相不平衡を表す。

数学的代入とオイラーの公式を適用すると、式（２）の局部発振器信号ｚ（ｔ）は次式に示されるように変形することができる。
ｚ（ｔ）＝αｅ^-2πf0tj＋βｅ^2πf0tj （３）
ここに、不平衡パラメータは、
α＝（１＋ρｅ^-jφ）／２ （４）
および、
β＝（１−ρｅ^jφ）／２ （５）
である。これらのパラメータのもとで、ρ＝１およびφ＝０なる値はＩブランチ４０とＱブランチ６０とは完全に整合していることを示す。

目的信号ｘ（ｔ）１００の推定値（すなわち、ｘ^~（ｔ））は次式で定義することができる。
ｘ^~（ｔ）＝ＬＰ｛ｚ（ｔ）ｒ（ｔ）｝ （６）
ここに、ＬＰ｛ｚ（ｔ）ｒ（ｔ）｝は、低域通過フィルタ４４、６４によって処理された後の受信信号ｒ（ｔ）と局部発振器信号ｚ（ｔ）の合成を表す。

さらに、次式が示される。
ｘ^~（ｔ）＝αｘ（ｔ）＋βｘ^*（ｔ） （７）
式の導出を通して、次式の公式を使用して目的信号ｘ（ｔ）を復元することができる。
ｘ（ｔ）＝α^*ｘ^~（ｔ）／（｜α｜²―｜β｜²）−βｘ^~*（ｔ）／（｜α｜²―｜β｜²） （８）

ベースバンド処理ユニット５０は、コンピュータ読み取り可能な媒体から受信した命令を記憶して実行するように構成された、ディジタルメモリと少なくとも１つのプロセッサを含むことができる。例えば、ベースバンド処理ユニット５０は、ディジタル化されたＩブランチ信号４８およびＱブランチ信号６８に対して高速フーリェ変換（ＦＦＴ）を実行することができる。ベースバンド処理ユニット５０におけるＦＦＴの結果は、次式のように表される。
Ｘ_m ^~（ｎ）＝αＸ_m（ｎ）＋βＸ_-m ^*（ｎ） （９）
ここに、Ｘ_m ^~（ｎ）は、ｎ番目のシンボルの、周波数領域におけるｍ番目のサンプル（またはスペクトラムでの表現）であり、また、Ｘ_-m ^~（ｎ）は、受信信号ｒ（ｔ）の直流成分の周りでのＸ_m ^~（ｎ）のミラーサンプルである。

式（８）と同様に、Ｘの値は周波数領域で次式のように表現できる。
Ｘ_m（ｎ）＝α^*Ｘ_m ^~（ｎ）／（｜α｜²−｜β｜²）−βＸ_-m ^~*（ｎ）／（｜α｜²−｜β｜²） （１０）
ρとφに対する推定値は、式（４）および式（５）に使用してαとβとを算出することができる。αとβとの値は、式（８）および（１０）で使用して、目的信号ｘ（ｔ）１００を復元することができる。

Ｉ／Ｑ不平衡アルゴリズムにおけるρとφとに対する推定値は、次式から導くことができる。Ｅ｛Ｘ_mＸ_-m｝≒０と仮定すると、
Ｅ｛Ｘ_m ^~Ｘ_-m ^~｝＝Ｅ｛（αＸ_m＋βＸ_-m ^*）（αＸ_-m＋βＸ_m ^*）｝＝Ｅ｛αβ｜Ｘ_m｜²＋αβ｜Ｘ_-m｜²｝ （１１）

同様に、次式のような簡略化した式が得られる。
Ｅ｛｜Ｘ_m ^~＋Ｘ_-m ^*~｜²｝＝Ｅ｛｜αＸ_m＋βＸ_-m ^*＋α^*Ｘ_-m ^*＋β^*Ｘ_m｜²｝
＝Ｅ｛｜（α＋β^*）Ｘ_m＋（α^*＋β）Ｘ_-m ^*｜²｝ （１２）
＝Ｅ｛｜Ｘ_m＋Ｘ_-m ^*｜²｝ （１３）
＝Ｅ｛｜Ｘ_m｜²＋｜Ｘ_-m ^*｜²｝ （１４）
ここに、α＋β^*＝１であり、これは式（４）および式（５）より導くことができる。式（１１）および式（１４）を組み合わせることにより次式が得られる。
Ｅ｛Ｘ_m ^~Ｘ_-m ^~｝／Ｅ｛｜Ｘ_m ^~＋Ｘ_-m ^~*｜²｝＝αβ （１５）
式（４）および式（５）を式（１５）に代入することにより次式が得られる。
（１−ρ²）／４−ｊρ（ｓｉｎφ）／２＝Ｅ｛Ｘ_m ^~Ｘ_-m ^~｝／Ｅ｛｜Ｘ_m ^~＋Ｘ_-m ^~*｜²｝ （１６）
ρおよびｓｉｎφおよび｜Ｘ_m＋Ｘ_-m ^*｜²は実数値であるので、

と求められる。ここに、Ｒｅ｛・｝は複素数の実数値成分を示す。

同様に、φの推定値は、次式から導くことができる。
ｓｉｎφ^~＝−２Ｉｍ｛Ｅ｛Ｘ_m ^~Ｘ_-m ^~｝／Ｅ｛｜Ｘ_m ^~＋Ｘ_-m ^~*｜²｝／ρ^~ （１８）
ここに、Ｉｍ｛・｝は複素数の虚数値成分を示す。従って次式が得られる。
φ^~＝ａｒｃｓｉｎ｛−（１＋ρ^~）Ｉｍ｛Ｅ｛Ｘ_m ^~Ｘ_-m ^~｝／Ｅ｛｜Ｘ_m ^~｜²＋｜Ｘ_-m ^~｜²｝／ρ^~｝ （１９）
このように、ρとφの推定値は、式（１７）および式（１９）から算出することができ、式（４）および式（５）を用いてαとβとを算出することができる。αおよびβは、式（８）に使用して目的信号ｘ（ｔ）１００を復元することができる。

図２をさらに参照しつつ図３を参照すれば、ベースバンド処理ユニット５０においてＩブランチ４０とＱブランチ６０との間の不平衡を求めるための工程３００は、図に示された段階（ステージ）を含むことができる。しかしながら、工程３００は、単に典型的であるのみであり限定的ではない。工程３００は、例えば、ステージを加える、または除去する、または再構成する等により変更を行うことができる。

ステージ３１０において、ベースバンド処理ユニット５０は、ディジタル化されたＩブランチ信号４８とＱブランチ信号６８とを受信し、高速フーリェ変換を実行し、結果を記憶する。例えば、式（９）に示される周波数領域信号を表現するデータは、メモリの中で既知の場所からアクセスすることができる。

ステージ３２０において、ベースバンド処理ユニット５０は、周波数領域においてディジタル化されたＩブランチ信号４８およびＱブランチ信号６８の時間期待値（すなわち、時間平均値）を算出し、下記の関係式を使用して、振幅不平衡指数推定値ρ^~および位相不平衡指数推定値φ^~を得る。これらの関係式は、式（１７）および式（１９）のアンサンブル期待値（ｅｎｓｅｍｍｂｌｅ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ）から導かれる。

ベースバンド処理ユニット５０は、式２０に関連した計算操作を実行することができる。例えば、ベースバンド処理ユニット５０は、複素数の絶対値を算出することができる。ベースバンド処理ユニット５０は、２回の乗算操作と１回の加算操作を使用してこれを行うことができる。ベースバンド処理ユニット５０はまた、２回の合計操作を使用して２つの複素数の和を算出することもできる。ベースバンド処理ユニット５０はまた、除算操作を実行する（例えば、Ｌｏｗ−ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ近似アルゴリズムを使用して）ように構成することもできる。ベースバンド処理ユニット５０はまた、ルックアップテーブルを使用して、式２０における平方根操作に対する解を求めることもできる。従って、合計Ｎ個の副搬送波にわたっての式２０に示されるρ^~の値を算出するために、ベースバンド処理ユニット５０は、８Ｎ−２回の合計と、４Ｎ回の乗算と、１回の除算と、１回のルックアップテーブル操作を実行する。他の数値解析や計算操作を使用して本質的に同様の結果を達成することができるので、これらの計算操作は典型的であるだけで限定的ではない。

振幅不平衡指数の推定値φ^~もまた、時間期待値（すなわち時間平均値）から導くことができ、従って、次式より求めることができる。

ここに、式（２１）は、

であるという事実を導入している。ベースバンド処理ユニット５０は、２つの複素数の積の虚数部を求めることができる。この虚数部は｜Ｘ_m ^~（ｎ）−Ｘ_-m ^~（ｎ）｜²から２｜Ｘ_m ^~（ｎ）｜²を差し引くことにより算出される。この算出にはただ１回の加算操作だけが必要である。ベースバンド処理ユニット５０はまた、除算操作を実行する（例えば、Ｌｏｗ−ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ近似アルゴリズムを使用して）ことができ、ルックアップテーブルを介して値のａｒｃｓｉｎｅを求めることができる。従って、合計Ｎ個の副搬送波にわたっての式（２１）におけるφ^~の値を算出するために、ベースバンド処理ユニット５０は、４Ｎ回の合計と、２Ｎ＋２回の乗算と、２回の除算と、１回のルックアップテーブル操作を実行することができる。他の数値解析や計算操作を使用して本質的に同様の結果を達成することができるので、これらの計算操作は典型的であるだけで限定的ではない。

一般に、不平衡指数ρ^~およびφ^~の十分な推定値を得るには、式（２０）および式（２１）において約１０００個の副搬送波が必要であるが、それより少ない数の副搬送波でも実用的な結果を得ることができる。

ステージ３３０において、ベースバンド処理ユニットは、式（４）および式（５）を使用して不平衡パラメータαとβとを求める。

ステージ３４０において、ベースバンド処理ユニット５０は、不平衡パラメータαとβとを使用して、信号の推定値ｘ^~（ｔ）におけるＩ／Ｑ不平衡の補償を行う。ベースバンド処理ユニット５０は、式（８）を使用して、不平衡パラメータαおよびβから、目的信号ｘ（ｔ）を求める。

図１〜図３をさらに参照しつつ図４を参照すると、受信されたＯＦＤＭ信号から当該信号を出力するための工程４００は、図に示されたステージを含むことができる。しかしながら、工程４００は典型的なものであり限定的ではない。工程４００は、例えば、ステージを加える、または除去する、または再構成する等により変更を行うことができる。

ステージ４１０において、情報表示デバイス２２は、ＯＦＤＭ形式に符号化された当該信号を受信することができる。

ステージ４２０において、ＯＦＤＭ受信機２０は、受信信号ｒ（ｔ）を増幅し、局部発振器３４から生成された複素波形をそれに乗算することができる。その結果得られる信号は、同位相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）を含むことができる。

ステージ４３０において、ＯＦＤＭ受信機２０は、ステージ４２０において生成されたＩ信号４０およびＱ信号６０のフィルタリングとディジタル化とを行う。Ｉ信号４０およびＱ信号６０は、フィルタリングされて、より高周波に存在する可能性のある信号雑音が除去される。例えば、低域通過フィルタ４４、６４は、確立されている信号標準（例えば、８０２．１１標準に対する１０ＭＨｚ）に従って同調をとることができる。ＯＦＤＭ受信機１８はまた、Ｉブランチ信号４０およびＱブランチ信号６０をアナログ形からディジタル形に変換することもできる。例えば、アナログ‐ディジタル変換器４６、６６は、２０ＭＨｚにおいて１２ビット精度で動作する。

ステージ４４０において、ＯＦＤＭ受信機２０は、ディジタル化されたＩ信号４８およびＱ信号６８を、高速フーリェ変換（ＦＦＴ）を介して時間領域から周波数領域へ変換することができる。例えば、ベースバンド処理ユニット５０は、ディジタル信号処理装置、および、関連するメモリデバイスを含み、ＦＦＴアルゴリズム（例えば、Ｃｏｏｌｅｙ−Ｔｕｋｅｙ、Ｂｒｕｕｎ’ｓ、Ｒａｄｅｒ’ｓ、Ｂｌｕｅｓｔｅｉｎ’ｓ）を実行するように構成することができる。

ステージ４５０において、ベースバンド処理ユニット５０は、ステージ４４０の結果（例えば、周波数領域で表現された、Ｉ信号ブランチとＱ信号ブランチのデータ）を処理することができ、ステージ３２０およびステージ３３０に示されているように、Ｉブランチ４０とＱブランチ６０との間の不平衡を求めるために工程３００を実行する。例えば、Ｎ個の副搬送波にわたるＦＦＴアルゴリズムの結果はキャッシュメモリの中に保持される。そして、ベースバンド処理ユニット５０は、不平衡指数ρおよびφの推定を行い、不平衡パラメータαおよびβを求めることができる。

ステージ４６０において、ベースバンド処理ユニット５０は、目的信号の推定値ｘ^~（ｔ）におけるＩ／Ｑ不平衡を補償し、ステージ３４０に示された、時間領域における目的信号ｘ（ｔ）を求めることができる。

ステージ４７０において、ＯＦＤＭ受信機２０は、目的信号ｘ（ｔ）をモニタ２４に出力することができる。一般に、出力は時間領域におけるディジタル信号であってよい。しかしながら、ＯＦＤＭ受信機２０は、アナログ信号出力を出力するように構成されてもよい。例えば、ステージ４７０において生成される出力は、情報表示デバイス２２の中に集積化されたＬＣＤビデオ表示器２４に適合したディジタルビデオ信号であってもよい。

実際の動作では、Ｉ／Ｑ不平衡補償アルゴリズムは、ＯＦＤＭ放送システムに対して、ビット誤り率（ＢＥＲ）動作性能に予想以上の改善を与える。例えば、表１〜表４は、ＤＶＢシステムに基づくＩ／Ｑ不平衡補償アルゴリズムの動作性能を示す。それぞれの表は、チャネルタイプ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｔｙｐｅ）および信号特性（Ｓｉｇｎａｌ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）を含み、ＤＶＢシステムに対する典型的な動作性能の包絡線を示す。それぞれの表中の結果は、Ｉ／Ｑ不平衡補償アルゴリズムがある受信機とＩ／Ｑ不平衡補償アルゴリズムがない受信機との間のＢＥＲ動作性能の改善を示す。ＯＦＤＭを基本とする他のシステムおよびそれらの関連する信号もＩ／Ｑ不平衡補償アルゴリズムによる利点が得られるので、これらの結果は典型的なものであって、限定的なものではない。

他の実施形態もまた本発明の範囲および意図の中にある。例えば、ソフトウェアの性格からして、上記に記述した機能は、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、結線接続（ｈａｒｄｗｉｒｉｎｇ）、または、それらの任意の組み合わせを使用して実現することができる。機能を実現する特徴物は、種々の異なる場所に物理的に位置することができる。これらは、分布して存在し、機能の部分が異なる物理的位置で実現される形態を含む。

さらに、上記の記述は本発明を参照しているが、記述は２つ以上の発明を含むことができる。特許請求の範囲は添付の書類に示される。

Claims (11)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ディジタル信号処理デバイスであって、
   目的信号を備えるベースバンド信号を含むＯＦＤＭ信号であって、同位相（Ｉ）ブランチと直交位相（Ｑ）ブランチとに分かれる前記ＯＦＤＭ信号を、アンテナを介して受信するように構成された受信機と、
   前記受信機に結合し、前記ディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とを受信し、前記ディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とにフーリエ変換を実行し、前記ディジタル化されたベースバンド信号の時間期待値（ｔｉｍｅ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ）であって、少なくとも部分的には、複数の副搬送波にわたってのフーリエ変換の結果に基づいて求められる時間期待値を周波数領域において算出し、前記時間期待値算出の結果を前記ベースバンド信号に適用して前記目的信号を求めるように構成された処理モジュールと、
   を備えることを特徴とするデバイス。
2. 前記ＯＦＤＭ信号を受信し、前記目的信号を含むベースバンド信号を出力し、前記ＯＦＤＭ信号を前記Ｉブランチと前記Ｑブランチとに分けるように構成されたチューナモジュールを備えることを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
3. 前記チューナモジュールに結合し、前記Ｉブランチ信号と前記Ｑブランチ信号とを受信してディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とを出力するように構成されたアナログ−ディジタル変換器モジュールを備えることを特徴とする請求項２に記載のデバイス。
4. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ディジタル信号を受信するためのゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機であって、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信し、目的信号を含むベースバンド信号を出力し、前記ＯＦＤＭ信号を同位相（Ｉ）ブランチ信号と直交位相（Ｑ）ブランチ信号とに分けるように構成されたチューナモジュールと、
   前記チューナモジュールに結合し、前記アナログＩブランチ信号と前記アナログＱブランチ信号とを受信してディジタル化したＩブランチ信号とＱブランチ信号とを出力するように構成されたアナログ−ディジタル変換器モジュールと、
   前記アナログ−ディジタル変換器モジュールに結合し、前記ディジタル化されたＩブランチ信号とＱブランチ信号とにフーリエ変換を実行し、前記ディジタル化されたベースバンド信号の時間期待値であって、少なくとも部分的には、複数の副搬送波にわたってのフーリエ変換の結果に基づいて求められる時間期待値を周波数領域において算出し、前記時間期待値算出の結果を前記ベースバンド信号に適用して前記目的信号を出力するように構成されたベースバンド処理モジュールと、
   を備えることを特徴とするゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機。
5. 前記チューナモジュールは、
   帯域通過フィルタと、
   低雑音増幅器と、
   ＡＧＣ増幅器と、
   複素波形を供給するように構成された局部発振器と、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載のゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機。
6. 前記ベースバンドプロセッサは、
   複数のメモリユニットと、
   複数のプロセッサと、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載のゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機。
7. 前記ベースバンドプロセッサは、下記に示される関係式を使用して振幅不平衡指数ρ^~および位相不平衡指数φ^~を推定することにより前記時間期待値を電子的に算出するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のゼロ中間周波数（ＺＩＦ）受信機。
   

   

   
   および
   

   

   
   （Ｘ_m ^~（ｎ）は、ｎ番目のシンボルの、周波数領域におけるｍ番目のサンプルを示し、Ｘ_-m ^~（ｎ）は、受信したＯＦＤＭディジタル信号の直流成分の周りでのＸ_m ^~（ｎ）のミラーサンプルを示す。）
8. 受信されたＯＦＤＭ信号から目的信号を出力するためのコンピュータ化された方法であって、
   ＯＦＤＭ形式での信号を受信するステップと、
   ＺＩＦ直接変換を介して前記受信ＯＦＤＭ信号を、それぞれ、同位相（Ｉ）信号と直交位相（Ｑ）信号とに変換するステップと、
   前記目的信号の推定値を求めるステップと、
   ＦＦＴを介して前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを変換するステップと、
   Ｉ／Ｑ不平衡アルゴリズムを使用して周波数領域において前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを処理し、複数のＩ／Ｑ不平衡パラメータを求めるステップと、
   前記目的信号の推定値と、前記複数のＩ／Ｑ不平衡パラメータの内の少なくとも１つとの関数として前記目的信号を算出し、且つ、時間期待値の算出結果を前記ベースバンド信号に適用して前記目的信号のパラメータを求めるステップであって、前記目的信号の推定値は、少なくとも部分的には、複数の副搬送波にわたってのＦＦＴの結果に基づいて求められるステップと、
   前記目的信号を出力するステップと、
   を備えることを特徴とする方法。
9. 前記Ｉ／Ｑ不平衡アルゴリズムは、下記に示される関係式に従って振幅不平衡指数ρ^~および位相不平衡指数φ^~を推定するステップを含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
   

   

   
   および
   

   

   
   （Ｘ_m ^~（ｎ）は、ｎ番目のシンボルの、周波数領域におけるｍ番目のサンプルを示し、Ｘ_-m ^~（ｎ）は、受信したＯＦＤＭディジタル信号の直流成分の周りでのＸ_m ^~（ｎ）のミラーサンプルを示す。）
10. 前記Ｉ／Ｑ不平衡パラメータαおよびβは、下記に示される関係式によって求められることを特徴とする請求項９に記載の方法。
    α＝（１＋ρｅ^-jφ）／２
    および、
    β＝（１−ρｅ^jφ）／２
11. 前記目的信号は、下記に示される関係式を使用してＩ／Ｑ不平衡パラメータαおよびβから導かれることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
    ｘ（ｔ）＝α^*ｘ^~（ｔ）／（｜α｜²―｜β｜²）−βｘ^~*（ｔ）／（｜α｜²―｜β｜²）

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