JP5453366B2

JP5453366B2 - Ｉｑ不整合を推定及び補償する受信機

Info

Publication number: JP5453366B2
Application number: JP2011226260A
Authority: JP
Inventors: ヨンファンカン; ジヨンチョ; スウォンカン
Original assignee: ジーシーティーセミコンダクターインコーポレイテッド
Priority date: 2010-10-13
Filing date: 2011-10-13
Publication date: 2014-03-26
Anticipated expiration: 2031-10-13
Also published as: KR101127467B1; US8583064B2; JP2012085302A; US20120270516A1

Description

本発明は、ＩＱ不整合を推定及び補償する無線受信機に関する。

近年、通信システムでは、構成部品を低減することができ、複雑度が低くなり、消耗電力が少ないという長所がある直接変換（ｄｉｒｅｃｔｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）受信方式が多く使用されている。直接変換受信方式は、中間周波数を経ることなく、ＲＦ（ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域の信号を１つのミキサーを使用して基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）に変換する方式である。ミキサーは、ＲＦ信号を入力されて、インフェーズ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分と直交（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分の信号を出力し、各信号は、増幅器とアナログフィルタを経てＡＤ変換器に入力される。このような過程で、局部発振器、ミキサー、増幅器、アナログフィルタで構成されるアナログ回路により、インフェーズ成分と直交成分の信号は、必然的に不整合（ｍｉｓｍａｔｃｈ）が発生するようになる。このような不整合は、受信信号の信号対雑音比（ｓｉｇｎａｌｔｏｎｏｉｓｅ）を低下させることによって、ビット誤り率（ＢＥＲ）を高めるようになり、そのため、無線通信受信機の性能を低下させる。不整合を減らすためには、アナログ回路設計時に、インフェーズ成分と直交成分の誤差を最大限小さくしなければならないが、これは、アナログ回路設計時より高い正確度を要求するようになり、アナログ回路の費用を増加させるようになる。

このような短所を回避するために、デジタル段で不整合を推定し補償する方法が提案されている。例えば、直交分割多重方式システムでパイロット信号を利用する方法や送受信機が一緒に入っているシステムで知られた信号を利用する方法がある。これらのうち直交周波数分割多重方式を支援するシステムで特定パイロット信号を利用して不整合を推定する方式の場合、パイロット信号がないシステムでは適用することができず、パイロット信号推定誤差に起因して不整合を推定するにあたって性能低下があり得るという短所がある。また、送受信機が一緒に入っているトランシーバ構造で提案された方式の場合は、特定信号を送信機を通じて発生させ、その特定信号をＲＦ段で受信機に連結して受信することによって、受信機の不整合を推定するものであって、この方法は、移動放送受信機のように受信機だけが必要なシステムでは、追加的に信号発生器を設けなければならないという負担があり、通信を行いながらリアルタイムで不整合を補償することができないという短所がある。また、既存に提案された不整合補償方式は、サンプリング周波数が高い広帯域システムで発生することができるインフェーズ成分と直交成分との間にアナログフィルタのグループ遅延差異あるいは回路の長さ差異に起因して発生する時間不整合に対しては対応しないという短所がある。

本発明の目的は、変調信号の種類に関係なく、受信機の不整合を推定及び補償することができ、受信信号の受信中でも、受信信号の不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。そして本発明の他の目的は、あらかじめ知られていない未知の受信信号を利用してＩＱ不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。例えば、未知の信号は、パイロット信号ではなく、一般的なデータ信号であることができる。

また、本発明の他の目的は、受信信号の一部帯域を利用して不整合を推定することによって、広帯域システムのようなサンプリング周波数が高い受信機でインフェーズ成分と直交成分との間の時間遅延がある状況でも、効果的に不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の第１態様による受信機は、ＲＦ信号を下向き変換（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ）し、インフェーズチャネル（ｉｎ−ｐｈａｓｅｃｈａｎｎｅｌ）に前記ＲＦ信号のインフェーズ成分を提供する第１ミキサーと、前記ＲＦ信号を下向き変換し、直交チャネル（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｃｈａｎｎｅｌ）に前記ＲＦ信号の直交成分を提供する第２ミキサーと、前記インフェーズチャネル及び前記直交チャネルに配置され、前記インフェーズ成分及び前記直交成分を増幅する増幅手段と、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を周波数領域に変換し、前記周波数領域に変換された成分に基づいて利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値及び位相不整合値に基づいて、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分の不整合を補償する不整合補償部とを含み、前記不整合推定部は、前記周波数領域に変換された成分のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値に基づいて前記利得不整合値及び位相不整合値を推定する。

また、本発明の第２態様による受信機は、直接変換方式を使用する受信機において、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記周波数領域に変換された値に基づいて利得不整合値と位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値と位相不整合値に基づいて、前記受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部とを含み、前記不整合推定部は、前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と；周波数領域に変換された値を、ＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算する第１乗算器と；前記第１乗算器の出力を積算する積算器と；前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第２乗算器と；前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第３乗算器とを含む。

また、本発明の第３態様による受信機は、直接変換方式を使用する受信機において、受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部と、前記利得不整合及び位相不整合が補償された受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記周波数領域に変換された値に基づいて、前記受信信号の利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値及び位相不整合値をフィルタリングし、前記不整合補償部にフィードバックするループフィルタとを含み、前記不整合推定部は、前記周波数領域に変換された成分のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値に基づいて前記利得不整合値及び位相不整合値を推定する。

本発明は、次の効果を有することができる。ただ、特定実施例が次の効果を全部含まなければならないか、または次の効果だけを含まなければならないという意味ではないので、本発明の権利範囲は、これに限定されるものと解すべきではない。

本発明の一実施例による受信機は、変調信号の種類に関係なく、受信機の不整合を推定及び補償することができ、受信信号の受信中にも、受信信号の不整合を推定及び補償することができる。

本発明の一実施例による受信機は、受信信号の一部帯域を利用して不整合を推定することによって、広帯域システムのようなサンプリング周波数が高い受信機でインフェーズ成分と直交成分との間の時間遅延がある状況でも効果的に不整合を推定及び補償することができる。

直接変換受信方式を使用する受信機の一般的な構造を説明するための図である。本発明の一実施例による受信機を示すブロック図である。本発明の他の一実施例による受信機を示すブロック図である。図２及び図３の受信機で位相不整合と利得不整合が発生する場合、ＡＤ変換器に入力される信号の歪みを数学的にモデリングした図である。図２及び図３のＩＱ不整合補償部を示す図である。図２及び図３のＩＱ不整合推定器の一例を示す回路図である。図２及び図３のＩＱ不整合推定器の他の一例を示す回路図である。図２及び図３のＩＱ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図である。図２及び図３のＩＱ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図である。図３のループフィルタを示す回路図である。

本発明に関する説明は、構造的または機能的説明のための実施例に過ぎないので、本発明の権利範囲は、本文に説明された実施例に限定されるものと解すべきではない。すなわち、実施例は、多様な変更が可能であり、さまざまな形態を有することができるので、本発明の権利範囲は、技術的思想を実現することができる均等物を含むものと解すべきである。

なお、本発明で記述される用語の意味は、次のように理解しなければならない。
単数の表現は、文脈上明白に異なるように意味しない限り、複数の表現を含むものと理解しなければならないし、”含む”または”有する”などの用語は、記述された特徴、数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらを組み合わせたものが存在することを指定しようとするものであって、１つまたはそれ以上の他の特徴や数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらを組み合わせたものなどの存在または付加可能性をあらかじめ排除しないものと理解しなければならない。

各段階は、文脈上明白に特定手順を記載しない以上、明記された手順と異なるように行うことができる。すなわち、各段階は、明記された手順と同一に行うこともでき、実質的に同時に行われることもでき、反対の順に行われることもできる。

ここで使用されるすべての用語は、異なって定義しない限り、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者により一般的に理解されるものと同一の意味を有する。一般的に使用される辞書に定義されている用語は、関連技術の文脈上有する意味と一致するものと解すべきであり、本発明で明白に定義しない限り、理想的や過度に形式的な意味を有するものと解すべきではない。

図１は、直接変換受信方式を使用する受信機の一般的な構造を説明するための図である。

図１を参照すれば、アンテナ１１０により受信された信号は、低雑音アンプ（ＬＮＡ）１１２を経てミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される。ミキサー１１４ａ、１１４ｂは、入力された信号をインフェーズ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ、Ｉ）成分と直交（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、Ｑ）成分に分けて、基底帯域信号に下向き変換する。下向き変換された信号は、可変アンプ１１６ａ、１１６ｂ及びアナログ低帯域フィルタ１１８ａ、１１８ｂを経てＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂに入力され、デジタルに変換された後、復調器１２２に伝達される。局部発振器１２４から出力された信号は、インフェーズ成分ミキサー１１４ａとフェーズシフタ１２６に入力される。フェーズシフタ１２６は、入力された信号を９０゜だけ位相遷移し、直交成分ミキサー１１４ｂに提供する。ここで、インフェーズ成分ミキサー１１４ａに入力された信号と直交成分ミキサー１１４ｂに入力された信号の位相差は、理想的に９０゜にならなければならないが、９０゜ではない場合には、位相不整合（ｐｈａｓｅｍｉｓｍａｔｃｈ）が発生する。各ミキサー１１４ａ、１１４ｂの出力は、それぞれ可変アンプ１１６ａ、１１６ｂ及びアナログ低帯域フィルタ１１８ａ、１１８ｂを通過するが、２つの回路の間に信号増幅利得（ｇａｉｎ）の差異がある場合には、利得不整合（ｇａｉｎｍｉｓｍａｔｃｈ）が発生する。

図２は、本発明の一実施例による受信機を示すブロック図である。図２の受信機は、図１の受信機に比べて、ＩＱ不整合推定部２３０及びＩＱ不整合補償部２３２をさらに含む。

ＩＱ不整合推定部２３０は、ＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂからデジタル信号を受信し、デジタル信号からＩＱ不整合値を推定する。ここで、ＩＱ不整合値は、位相不整合値と利得不整合値を含む。

ＩＱ不整合補償部２３２は、推定されたＩＱ不整合値に基づいてＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂから受信されたデジタル信号のＩＱ不整合を補償し、ＩＱ不整合が補償された信号を復調器１２２に伝達する。

図３は、本発明の他の一実施例による受信機を示すブロック図である。図３の受信機は、図１の受信機に比べて、ＩＱ不整合推定部３３０、ＩＱ不整合補償部３３２及びループフィルタ３３４をさらに含む。

ＩＱ不整合推定部３３０は、ＩＱ不整合補償部３３２を通過した信号からＩＱ不整合値を推定し、推定されたＩＱ不整合値をＩＱ不整合補償部３３２に出力する。

ＩＱ不整合補償部３３２は、推定されたＩＱ不整合値に基づいてＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂから受信されたデジタル信号のＩＱ不整合を補償し、ＩＱ不整合が補償された信号を復調器１２２に伝達する。ＩＱ不整合推定部３３０とＩＱ不整合補償部３３２との間には、ループフィルタ３３４が挿入され、安定的に収束させることができる。

図４は、図２及び図３の受信機で位相不整合と利得不整合が発生する場合、ＡＤ変換器に入力される信号の歪みを数学的にモデリングした図である。

図４で、ｘ_in（ｔ）は、アンテナ１１０とＬＮＡ１１２を経てミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号に該当し、２ｃｏｓ（２πｆ_LOｔ＋θ／２）と−２ｓｉｎ（２πｆ_LOｔ−θ／２）は、局部発振器１２４の出力でそれぞれインフェーズ成分と直交成分のミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号に該当する。ｆ_LOは、局部発振器１２４の周波数に該当し、直接変換方式構造の場合、伝送された信号の中心周波数に該当する。θは、インフェーズ成分と直交成分との間の位相不整合値に該当し、εは、インフェーズ成分と直交成分の利得不整合値に該当する。ここで、送信端で伝送された基底帯域信号である伝送信号をｘ_BB（ｔ）＝ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）とすれば、ミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号であるｘ_in（ｔ）は、ｘ_in（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ）−ｂ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ）に該当する。

ＩＱ不整合が存在する場合、ミキサー１１４ａ、１１４ｂと可変アンプ１１６ａ、１１６ｂ及び低帯域フィルタ１１８ａ、１１８ｂを通過して出力される信号であるＩ、Ｑを伝送信号のインフェーズ成分と直交成分であるａ（ｔ）、ｂ（ｔ）で表示すれば、次の数式１の通りである。

ここで、ω＝−θ／２、γ＝（２＋ε）／（２−ε）、Ａ＝（ｃｏｓθ）／｛（１＋ε）ｃｏｓθ｝に該当する。

図５は、図２及び図３のＩＱ不整合補償部を示す図である。
図５のＩＱ不整合補償部は、数式２に示された不整合行列Ｍの逆行列を回路的に具現したものに該当する。数式２のＡは、インフェーズ成分と直交成分に共通的に入っているスケールであって、値が１に近く、省略されることができる。したがって、位相不整合値であるθと利得不整合値であるεを推定することができる場合に、図５に示された回路に基づいてＩＱ不整合を除去することができる。

図５を参照すれば、ＩＱ不整合補償部は、第１演算器５１０、第２演算器５１４、乗算器５１２、５１６、５２０及び加算器５１８、５２２を含む。

第１演算器５１０は、位相不整合値θからｔａｎ（−θ）演算を行い、位相不整合補償値を第１乗算器５１２と第３乗算器５２０に出力する。第１乗算器５１２は、第１演算器５１０の出力と受信信号のインフェーズ成分を乗算し、第１加算器５１８に出力する。第２演算器５１４は、利得不整合値εから（２＋ε）／（２−ε）演算を行い、利得不整合補償値を第２乗算器５１６に出力する。第２乗算器５１６は、第２演算器５１４の出力と受信信号の直交成分を乗算し、第１加算器５１８と第３乗算器５２０に出力する。第１加算器５１８は、第２乗算器５１６の出力と第１乗算器５１２の出力を加算し、不整合が補償された直交成分を出力する。第３乗算器５２０は、第２乗算器５１６の出力と第１演算器５１０の出力を乗算し、第２加算器５２２に出力する。第２加算器５２２は、第３乗算器５２０の出力と受信信号のインフェーズ成分を加算し、不整合が補償されたインフェーズ成分を出力する。

図２及び図３のＩＱ不整合予測部は、次の方法によりＩＱ不整合を推定することができる。

まず、ミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号が単一周波数を有するトーン（ｔｏｎｅ）信号に該当する場合には、次のような方法によりＩＱ不整合を算出することができる。

基底帯域信号である伝送信号ｘ_BB（ｔ）は、次の数式３に相当する。

伝送信号ｘ_BB（ｔ）は、受信機の不整合特性に起因して歪みが生じ、ＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂに入力される。したがって、数式１を利用してＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂに入力される信号ｒ_BB（ｔ）を導出すれば、次の数式４の通りである。

ここで、トーン周波数ｆ_τが高速フーリエ変換のキャリア間周波数であるΔｆの整数倍に該当し、整数倍をτとすれば、ｆτ＝τ・Δｆに該当する。ｒ_BB（ｔ）を高速フーリエ変換すれば、ＤＣキャリアインデックス値０を基準にしてτ番目インデックスと−τ番目インデックスは、それぞれ次の数式５と数式６に該当する値を有するようになる。

数式５と数式６から次の数式７を導出することができる。

数式７を利得不整合値εに対して整理すれば、次の数式８のように利得不整合値を導出することができる。

数式８により導出された利得不整合値εから、次の数式９のように位相不整合値θを導出することができる。

ここで、位相不整合値の大きさが小さい場合に、数式９の位相不整合値は、次の数式１０のように近似化されることができる。

したがって、単一周波数を有するトーン（ｔｏｎｅ）信号を受信している状態で、受信信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換された値から数式８〜数式１０により不整合値を算出することができ、算出された不整合値を利用して不整合を除去することができる。

次に、ミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号が単一周波数ではない任意の変調信号に該当する場合には、ミキサー１１４ａ、１１４ｂに入力される信号を高速フーリエ変換し、数式５〜数式７を拡張して整理し、次の数式１１を導出することができる。

位相不整合値の大きさが小さい場合に、数式１３の位相不整合値は、次の数式１４のように近似化されることができる。

したがって、任意の変調信号を受信する状態で、受信信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換された値から数式１２〜数式１４により不整合値を算出することができ、算出された不整合値を利用して不整合を除去することができる。

図６は、図２及び図３のＩＱ不整合推定器の一例を示す回路図であり、図７は、図２及び図３のＩＱ不整合推定器の他の一例を示す回路図である。図６のＩＱ不整合推定器は、数式１２及び数式１３を回路的に具現したものに該当し、図７のＩＱ不整合推定器は、数式１２及び数式１４を回路的に具現したものに該当する。

図６を参照すれば、ＩＱ不整合推定器は、高速フーリエ変換器６１０、第１乗算器６１２、積算器６１４、第２乗算器６１６、第３乗算器６１８、アンプ６２０、二乗器６２２、減算器６２４、逆数出力器６２６、第４乗算器６２８及びＡｒｃｓｉｎ演算器６３０を含む。

高速フーリエ変換器６１０は、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する。第１乗算器６１２は、変換された値をＤＣを中心にして対称に位置する値に互いに乗算する。積算器６１４は、第１乗算器６１２の出力を積算する。第２乗算器６１６は、積算器６１４の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、利得不整合値を導出する。第３乗算器６１８は、積算器６１４の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する。アンプ６２０は、導出された利得不整合値を１／２倍だけ減少させる。二乗器６２２は、アンプ６２０の出力を二乗する。減算器６２４は、定数１から二乗器６２２の出力を減算する。逆数出力器６２６は、減算器６２４の出力の逆数を出力する。第４乗算器６２８は、逆数出力器６２６の出力と第３乗算器６１８の出力を乗算する。Ａｒｃｓｉｎ演算器６３０は、第４乗算器６２８の出力をＡｒｃｓｉｎ演算し、位相不整合値を導出する。

図７を参照すれば、ＩＱ不整合推定器は、高速フーリエ変換器７１０、第１乗算器７１２、積算器７１４、第２乗算器７１６及び第３乗算器７１８を含む。

高速フーリエ変換器７１０は、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する。第１乗算器７１２は、変換された値をＤＣを中心にして対称に位置する値に互いに乗算する。積算器７１４は、第１乗算器７１２の出力を積算する。第２乗算器７１６は、積算器７１４の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、利得不整合値を導出する。第３乗算器７１８は、積算器７１４出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する。上記では、すべての帯域の信号を利用して不整合を誘導したが、すべての帯域ではない一部の帯域のみを利用して不整合を誘導することもできる。この場合、数式１２、１３及び１４は、それぞれ次の数式１５、１６及び１７のように変形されることができる。

ここで、Ｐ’は次の数式１８に該当する。

図８は、図２及び図３のＩＱ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図であり、図９は、図２及び図３のＩＱ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図である。図８のＩＱ不整合推定器は、数式１５及び数式１６に相当する回路図であり、図９のＩＱ不整合推定器は、数式１５及び数式１７に相当する回路図である。図８及び図９によるＩＱ不整合推定器は、一部帯域のみを利用して不整合を推定する。

図８を参照すれば、ＩＱ不整合推定器は、高速フーリエ変換器８１０、第１乗算器８１２、積算器８１４、第２乗算器８１６、第３乗算器８１８、アンプ８２０、二乗器８２２、減算器８２４、逆数出力器８２６、第４乗算器８２８及びＡｒｃｓｉｎ演算器８３０を含む。図８のＩＱ不整合推定器は、図６のＩＱ不整合推定器と比べて、第１乗算器９１２が一部帯域に相当する値をＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算し、積算器８１４に出力することに差異があり、残りの構成要素は、図６と同一である。

図９を参照すれば、ＩＱ不整合推定器は、高速フーリエ変換器９１０、第１乗算器９１２、積算器９１４、第２乗算器９１６及び第３乗算器９１８を含む。図９のＩＱ不整合推定器は、図６のＩＱ不整合推定器と比べて、第１乗算器８１２が一部帯域に相当する値をＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算し、積算器９１４に出力することに差異があり、残りの構成要素は、図７と同一である。

広帯域通信システムの場合、サンプリング周波数が高いので、インフェーズ成分と直交成分との間に時間遅延があり得る。ここで、時間遅延は、信号がインフェーズ成分の経路と直交成分の経路にあるアナログ回路を通過しながらグループ遅延差異により時間差が発生することができ、ＡＤ変換器１２０ａ、１２０ｂのサンプリング時点によってインフェーズ成分と直交成分との間に時間差が発生することができる。時間差は、位相不整合を推定するにあたって、エラーを発生させることができる。時間差による歪みは、低周波領域では見えないので、低周波帯域の信号を利用して不整合を推定することができる。図８及び図９の回路は、信号の一部帯域、例えば、広帯域システムでは、低帯域を利用して不整合を推定する。

図１０は、図３のループフィルタを示す回路図である。図１０を参照すれば、ループフィルタは、第１増幅器１０１０、加算器１０１２、メモリー１０１４、第２増幅器１０１６及び第３増幅器１０１８を含み、入力信号にμ１だけ利得を乗算した値とメモリに格納されている値にμ２だけ利得乗算した値とを加算した後、加算された値に再びμ３だけ利得を乗算した後、出力する。

上記では、本発明の好ましい実施例を参照して説明したが、当該技術分野における熟練された当業者は、下記の特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域を逸脱しない範囲内で本発明を多様に修正及び変更させることができることを理解することができる。

Claims

無線で受信されたＲＦ信号を下向き変換（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ）し、インフェーズチャネル（ｉｎ−ｐｈａｓｅｃｈａｎｎｅｌ）に前記ＲＦ信号のインフェーズ成分を提供する第１ミキサーと；
前記ＲＦ信号を下向き変換し、直交チャネル（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｃｈａｎｎｅｌ）に前記ＲＦ信号の直交成分を提供する第２ミキサーと；
前記インフェーズチャネル及び前記直交チャネルに配置され、前記インフェーズ成分及び前記直交成分を増幅する増幅手段と；
前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を周波数領域に変換し、前記周波数領域に変換された成分に基づいて利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と；
前記推定された利得不整合値及び位相不整合値に基づいて、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分の不整合を補償する不整合補償部とを含み、
前記不整合推定部は、前記周波数領域に変換された成分のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値に基づいて前記利得不整合値及び位相不整合値を推定することを特徴とする受信機。
前記不整合推定部は、
前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換する高速フーリエ変換器と；
前記周波数領域に変換された信号から利得不整合値を推定する利得不整合推定器と；
前記周波数領域に変換された信号から位相不整合値を推定する位相不整合推定器と；
を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記ＲＦ信号は、前記受信機にあらかじめ知られていない未知の信号（ｕｎｋｎｏｗｎｓｉｇｎａｌ）であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記利得不整合推定器は、
前記周波数領域に変換された信号のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値の実数部に基づいて利得不整合値を推定することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記利得不整合推定器は、
前記周波数領域に変換された成分を、ＤＣを中心にして対称的に位置する成分に乗算し、前記乗算した値の和の実数部に基づいて利得不整合値を推定することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、
前記周波数領域に変換された信号のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値の虚数部に基づいて位相不整合値を推定することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、
前記周波数領域に変換された成分を、ＤＣを中心にして対称的に位置する成分に乗算し、前記乗算した値の和の虚数部に基づいて位相不整合値を推定することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記利得不整合推定器は、

（ここで、εは、利得不整合値、Ｘは、基底帯域信号である伝送信号の大きさ、Ｒ［τ］、Ｒ［−τ］は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号である）により利得不整合値を導出することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、

（ここで、θは、位相不整合値である）により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項８に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、

（ここで、θは、位相不整合値である）により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項８に記載の受信機。
前記ミキサーに入力される信号が任意の変調信号に該当すれば、
前記利得不整合推定器は、

により利得不整合値を導出し、
前記位相不整合推定器は、

（ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、Ｎは、全体キャリア個数、ｒ_τは、高速フーリエ変換後のτ番目キャリア位置に出力される値、

、Ｒ［τ］、Ｒ［−τ］は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号である）により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記ミキサーに入力される信号が任意の変調信号に該当すれば、
前記利得不整合推定器は、

により利得不整合値を導出し、
前記位相不整合推定器は、

（ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、Ｎは、全体キャリア個数、ｒ_τは、高速フーリエ変換後のτ番目キャリア位置に出力される値、

、Ｒ［τ］、Ｒ［−τ］は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号である）により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記不整合推定部は、
前記周波数領域に変換された信号の一部帯域を利用して前記利得不整合値及び位相不整合値を推定することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記利得不整合推定器は、

（ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、

、Ｒ［τ］、Ｒ［−τ］は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号である）により利得不整合値を導出することを特徴とする請求項７に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、

（ここで、θは、位相不整合値である）により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
前記位相不整合推定器は、

により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
直接変換方式を使用する受信機において、
受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記周波数領域に変換された値に基づいて利得不整合値と位相不整合値を推定する不整合推定部と；
前記推定された利得不整合値と位相不整合値に基づいて、前記受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部とを含み、
前記不整合推定部は、
前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と；
前記周波数領域に変換された値を、ＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算する第１乗算器と；
前記第１乗算器の出力を積算する積算器と；
前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第２乗算器と；
前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第３乗算器と
を含むことを特徴とする受信機。
前記不整合推定部は、
前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と；
前記周波数領域に変換された値を、ＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算する第１乗算器と；
前記第１乗算器の出力を積算する積算器と；
前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第２乗算器と；
前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第３乗算器と；
前記導出された利得不整合値を１／２倍だけ減少させるアンプと；
前記アンプの出力を二乗する二乗器と；
定数１から前記二乗器の出力を減算する減算器と；
前記減算器の出力の逆数を出力する逆数出力器と；
前記逆数出力器の出力と前記第３乗算器の出力を乗算する第４乗算器と；
前記第４乗算器の出力をＡｒｃｓｉｎ演算し、前記位相不整合値を導出するＡｒｃｓｉｎ演算器と；
を含むことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
前記不整合推定部は、
前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と；
前記周波数領域に変換された値のうち一部帯域に相当する値をＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算する第１乗算器と；
前記第１乗算器の出力を積算する積算器と；
前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第２乗算器と；
前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第３乗算器と；
前記導出された利得不整合値を１／２倍だけ減少させるアンプと；
前記アンプ出力を二乗する二乗器と；
定数１から前記二乗器の出力を減算する減算器と；
前記減算器の出力の逆数を出力する逆数出力器と；
前記逆数出力器の出力と前記第３乗算器の出力を乗算する第４乗算器と；
前記第４乗算器の出力をＡｒｃｓｉｎ演算し、前記位相不整合値を導出するＡｒｃｓｉｎ演算器と；
を含むことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
前記不整合推定部は、
前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と；
前記周波数領域に変換された値のうち一部帯域に相当する値をＤＣを中心にして対称に位置する値に乗算する第１乗算器と；
前記第１乗算器の出力を積算する積算器と；
前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第２乗算器と；
前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第３乗算器と；
を含むことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
前記不整合補償部は、
前記位相不整合値θからｔａｎ（−θ）演算を行い、位相不整合補償値を出力する第１演算器と；
前記第１演算器の出力と前記受信信号のインフェーズ成分を乗算する第１乗算器と；
前記利得不整合値εから（２＋ε）／（２−ε）演算を行い、利得不整合補償値を出力する第２演算器と；
前記第２演算器の出力と前記受信信号の直交成分を乗算する第２乗算器と；
前記第２乗算器の出力と前記第１乗算器の出力を加算し、不整合が補償された直交成分を出力する第１加算器と；
前記第２乗算器の出力と前記第１演算器の出力を乗算する第３乗算器と；
前記第３乗算器の出力と前記受信信号のインフェーズ成分を加算し、不整合が補償されたインフェーズ成分を出力する第２加算器と；
を含むことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
直接変換方式を使用する受信機において、
受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部と；
前記利得不整合及び位相不整合が補償された受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記周波数領域に変換された値に基づいて、前記受信信号の利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と；
前記推定された利得不整合値及び位相不整合値をフィルタリングし、前記不整合補償部にフィードバックするループフィルタとを含み、
前記不整合推定部は、前記周波数領域に変換された成分のうちＤＣを中心にして互いに対称的に位置する２つの値を乗算した値に基づいて前記利得不整合値及び位相不整合値を推定することを特徴とする受信機。
前記ループフィルタは、
前記推定された利得不整合値または位相不整合値を増幅する第１増幅器と；
前記第１増幅器の出力とフィードバック信号を加算する加算器と；
前記加算器の出力を保存するメモリと；
前記メモリの出力を増幅し、前記フィードバック信号を生成する第２増幅器と；
前記加算器の出力を増幅し、前記不整合補償部にフィードバックする第３増幅器と；
を含むことを特徴とする請求項２２に記載の受信機。