KR101058589B1 - Ｏｆｄｍ 시스템에서 ｉ/ｑ 브랜치 등화 방법 및 시스템 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템에서 ｉ/ｑ 브랜치 등화 방법 및 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명의 어떤 실시예들은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화를 위한 방법 및 시스템에서 발견될 수 있다. OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화 방법 및 시스템은 OFDM 수신기에서 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치 사이에서 전달함수 부정합을 결정하는 것을 포함한다. 그러한 결정된 전달함수 부정합은 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치에서 고속 퓨리에 변환 이후에 등화를 적용함에 의해 보상될 수 있다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서 Ｉ/Ｑ 브랜치 등화 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOF I/Q BRANCH EQUALIZATION IN OFDM SYSTEMS}
본 발명의 어떤 실시예들은 무선 통신 시스템들에 관련된다. 더 상세하게는, 본 발명의 어떤 실시예들은 OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화(branch equalization)를 위한 방법 및 시스템에 관련된다.
모바일 통신은 사람들이 통신하는 방법을 변화시켜왔으며 모바일 폰은 사치 품목에서 일상의 필수 부분으로 전환되어 왔다. 모바일 폰의 사용은 오늘날 위치나 기술에 의해 제한받기보다는 사회적 상황에 의해 제약을 받는다. 음성 연결은 통신에 있어 기본적인 요구를 수행하고, 모바일 음성 연결은 계속해서 일상의 구조 속으로 계속해서 더 스며들어 오지만, 모바일 인터넷은 모바일 통신 혁명에서의 다음 단계이다. 모바일 인터넷은 일상 정보의 공통적인 소스가 될 준비가 되어 있고, 쉽고, 다각적인 이러한 데이터에 대한 모바일 억세스는 당연한 것으로 여겨질 것이다.
3세대(3G) 셀룰러 네트워크들은 특히 모바일 인터넷에 대한 이러한 장래의 수요들을 수행하도록 설계되어 왔다. 이러한 서비스들이 대중성 및 사용에서 증가 함에 따라, 네트워크 용량의 비용 효율적 최적화 및 서비스 품질(QoS)과 같은 인자들이 오늘날보다 더 셀룰러 오퍼레이터들에게 더욱더 필수적으로 될 것이다. 이러한 인자들은 신중한 계획 및 운용, 전송 방법들에서의 개선, 및 수신기 기법들에서의 발전으로써 달성될 수 있다. 이러한 목표에서, 통신 사업자들은 그들에게 다운링크를 증가시키도록 허용할 기술들을 필요로 한다.
이러한 수요들을 충족시키기 위해, 통신 시스템들은 점차 복잡해지고 점차 소형화될 수 있다. 따라서, 예를 들어 높은 성능을 제공하면서 시스템 복잡성을 감소시킬 수 있는 솔루션들에 대한 노력이 중요할 수 있다.
전통적인 종래의 접근법들의 추가 한계들 및 단점들은, 도면들을 참조하여 본 명세서의 나머지 부분에서 제시되는 바와 같이 본 발명의 몇몇 측면들을 그러한 종래의 시스템들과 비교함으로써 당해 기술 분야에서 숙련된 자에게 분명해질 것이다.
청구항들에서 더욱 완전히 제시되는, OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화 시스템 및/또는 방법은 실질적으로 도면들 중의 적어도 하나에서 보여지고 및/또는 도면들 중의 적어도 하나와 결부되어 보여진다.
일 측면에 따르면, 통신 신호 처리 방법이 제공되며, 그 방법은,
OFDM 수신기에서 인페이즈(in-phase) 처리 브랜치(branch) 및/또는 쿼드러쳐(quadrature) 처리 브랜치 사이의 전달함수 부정합을 결정하는 단계; 및
인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치에서 고속 퓨리에 변환(FFT) 이후에 등화를 적용함에 의해 상기 결정된 전달함수 부정합을 보상하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 OFDM 시스템은 무선 표준을 준수한다.
바람직하게는, 상기 무선 표준은 UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H, 및/또는 WLAN(IEEE 802.11)을 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 전달함수 부정합의 상기 결정을 위해 인페이즈 브랜치 필터 및/또는 쿼드러쳐 브랜치 필터의 전달함수를 측정하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 등화기에 의해 주파수 영역에서 상기 전달함수 부정합을 보상하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 전달함수 부정합은 크기(magnitude) 및/또는 위상 응답 부정합을 포함한다.
바람직하게는, 상기 크기 및/또는 위상 응답 부정합은 주파수의 함수이다.
바람직하게는, 상기 통신 신호들은 QPSK, QAM16, 및/또는 QAM64 변조 OFDM 신호들이다.
바람직하게는, 상기 방법은, 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00001
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00002
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00003
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
Figure 112009040796672-pat00004
를 결정하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은, 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00005
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00006
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00007
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
Figure 112009040796672-pat00008
를 결정하는 단계를 포함한다.
일 측면에 따르면, 통신 신호 처리 시스템이 제공되며, 그 시스템은, 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하며, 그 하나 또는 그 이상의 회로들은,
OFDM 시스템에서 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치 사이에서 전달함수 부정합의 결정; 및
상기 결정된 전달함수 부정합을 보상하기 위해 인페이즈 처리 브랜치 및/또 는 쿼드러쳐 처리 브랜치에서 고속 퓨리에 변환(FFT) 이후에 등화를 적용하는 것을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 OFDM 시스템은 무선 표준을 준수한다.
바람직하게는, 상기 무선 표준은 UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H, 및/또는 WLAN(IEEE 802.11)을 포함한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 전달함수 부정합의 상기 결정을 위해 인페이즈 브랜치 필터 및/또는 쿼드러쳐 브랜치 필터의 전달함수를 측정한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 등화기에 의해 주파수 영역에서 상기 전달함수 부정합을 보상한다.
바람직하게는, 상기 전달함수 부정합은 크기 및/또는 위상 응답 부정합을 포함한다.
바람직하게는, 상기 크기 및/또는 위상 응답 부정합은 주파수의 함수이다.
바람직하게는, 상기 통신 신호들은 QPSK, QAM16, 및/또는 QAM64 변조 OFDM 신호들이다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00009
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00010
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00011
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
Figure 112009040796672-pat00012
를 결 정한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00013
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00014
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00015
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
Figure 112009040796672-pat00016
를 결정한다.
예시된 실시예의 상세한 부분 뿐만 아니라 본 발명의 여러가지 이점들, 측면들 및 새로운 특징들은 이하의 설명 및 도면들로부터 더욱 완전하게 이해될 것이다.
본 출원은 2008년 2월 27일자로 출원된 미국 가 출원 번호 제61/031,977호 및 2008년 8월 29일자로 출원된 미국 가 출원 번호 제61/092,961호를 참조하며, 이들을 우선권 주장하며, 이들의 혜택을 주장한다. 이들 출원들은 그 전체가 참조로 본 명세서에 포함된다.
본 발명의 어떤 실시예들은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화를 위한 방법 및 시스템에서 발견될 수 있다. OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화 방법 및 시스템은 OFDM 수신기에서 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치 사이 에서 전달함수 부정합을 결정하는 것을 포함한다. 그러한 결정된 전달함수 부정합은 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치에서 고속 퓨리에 변환 이후에 등화를 적용함에 의해 보상될 수 있다.
OFDM 시스템은 무선 표준을 준수할 수 있다. 무선 표준은 UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H, 및/또는 WLAN(IEEE 802.11)을 포함할 수 있다. 전달함수는 전달함수 부정합을 결정하기 위해 인페이즈 브랜치 필터 및/또는 쿼드러쳐 브랜치 필터에 대해 측정될 수 있다. 전달함수 부정합은 등화기에 의해 주파수 영역에서 보상될 수 있다. 전달함수 부정합은 크기 및/또는 위상 응답 부정합을 포함할 수 있고, 여기서 크기 및/또는 위상 응답 부정합은 주파수의 함수일 수 있다. 통신 신호들은 QPSK, QAM16, 및/또는 QAM64 변조 OFDM 신호들일 수 있다. 전달함수는 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00017
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00018
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00019
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 전달함수
Figure 112009040796672-pat00020
가 결정되어 이용될 수 있다. 또한, 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00021
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00022
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00023
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 전달함수
Figure 112009040796672-pat00024
가 결정되어 이용될 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 예시적인 무선 통신 시스템을 도해하 는 다이어그램이다. 도 1a를 참조하면, 억세스 포인트(112b), 컴퓨터(110a), 라우터(130), 인터넷(132) 및 웹 서버(134)가 보여진다. 컴퓨터 또는 호스트 장치(110a)는 무선 장치(111a), 호스트 프로세서(111c), 및 호스트 메모리(111d)를 포함할 수 있다. 또한 무선 장치(111a) 및 억세스 포인트(112b) 사이의 무선 연걸이 보여진다.
억세스 포인트(112b)는, 예를 들면 무선 장치(111a)로써 데이터 통신하기 위한 무선 주파수 신호들을 송신 및 수신하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 억세스 포인트(112b)는, 무선 네트워크, 예를 들면, 라우터(130)로써 통신하는 것이 또한 가능할 수 있다. 무선 장치(111a)는 하나 또는 그 이상의 다른 무선 통신 장치들로써 무선 주파수 파장을 통해 통신하는 것이 가능한 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 무선 장치(111a)는, 예를 들면, GSM, UMTS LTE, CDMA2000, 블루투스, WiMAX(IEEE 802.16), 및/또는 IEEE 802.11 무선랜과 같은 하나 또는 그 이상의 통신 표준들을 준수할 수 있다.
호스트 프로세서(111c)는 데이터를 생성하고 처리할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 호스트 메모리(111d)는 컴퓨터(110a)의 기능들 및 다양한 시스템 콤퍼넌트들에 대해 데이터를 저장하고 검색하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
라우터(130)는, 그것에 통신상으로 결합될 수 있는 통신 장치들, 예를 들어, 억세스 포인트(112b) 및/또는 인터넷(132)에 통신상으로 결합될 수 있는 하나 또는 그 이상의 통신 장치들과 통신하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또 는 코드를 포함할 수 있다.
인터넷(132)은 복수의 통신 장치들간에 상호연결하여 데이터를 교환하는 것이 가능해질 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 웹 서버(134)는, 예를 들면 인터넷(132)을 통해 그것에 통신상으로 결합될 수 있는 통신 장치들과 통신하는 것이 가능해 질 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
하드웨어 및 소프트웨어를 포함하는 다양한 컴퓨팅 및 통신 장치들은 하나 또는 그 이상의 무선 통신 표준들 및/또는 프로토콜들을 사용하여 통신하는 것이 가능해 질 수 있다. 예를 들면, 컴퓨터 또는 호스트 장치(110a)의 사용자는 웹 서버(134)로부터의 스트림 콘텐츠를 소비하기 위해 인터넷(132)에 접속할 수 있다. 따라서, 사용자는 컴퓨터(110a)와 억세스 포인트(112b)간의 무선 연결을 수립할 수 있다. 일단 이러한 연결이 수립되면, 웹 서버(134)로부터의 스트림 콘텐츠는 라우터(130), 억세스 포인트(112b), 및 무선 연결을 통해 수신되어 컴퓨터 또는 호스트 장치(110a)에 의해 소모될 수 있다.
많은 통신 장치들에서, 인페이즈(in-phase, I) 채널 및 쿼드러쳐(quadrature, Q) 채널은 개별적으로 처리될 수 있다. 다중의 통신 프로토콜들 및/또는 주파수들 상에서 동작할 수 있는 고정된 하드웨어에 기인하는 콤퍼넌트 편차, 및/또는 미세한 부정합 때문에, I 채널 및 Q 채널 처리 체인들이 일치하지 않는 경우가 있다. 이러한 부정합은 통신 성능에 영향을 줄 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들은 발명의 다양한 실시예들에 따라, I 채널과 Q 채널간의 부정합을 보 상하도록 동작할 수 있다. 여기서, OFDM 수신기의 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치 간의 전달함수 부정합이 결정될 수 있다. 결정된 전달함수 부정합은 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치에서 고속 퓨리에 변환 이후에 등화를 적용함에 의해 보상될 수 있다.
도 1b는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, I 및 Q 브랜치 아날로그 기저대역 필터들에 대한 예시적인 전달함수 비교를 도해하는 다이어그램이다. 20 MHz 케이스 212 I 채널 크기 플롯(I-크기)(102), 20 MHz 케이스 212 Q 채널 크기 플롯(Q-크기)(104), 20 MHz 케이스 212 I 채널 페이즈 플롯(I-페이즈)(106), 및 20 MHz 케이스 212 Q 채널 페이즈 플롯(108)이 보여진다. 20 MHz 케이스 212 I 채널 페이즈 플롯(I-페이즈)(106), 및 20 MHz 케이스 212 Q 채널 페이즈 플롯(108)은 인페이즈 및 쿼드러쳐 필터 간에 필터 부정합이 존재할 수 있다는 것을 도해한다. 예시적인 채널 대역폭은 20 MHz일 수 있다.
여러 통신 시스템들에서, 복소값 신호들이 사용될 수 있고, 이들은 실수(인페이즈, I) 및 허수(쿼드러쳐, Q) 부분으로 구성된다. 수신된 신호 경로들은 수신기에서 두 개의 실수값 브랜치들로서 취급될 수 있으며, 그에 의해 개별적으로 수신기로 하여금 인페이즈 및 쿼드러쳐 신호 성분들을 처리하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 이들 신호들의 바람직한 필터링은 복수의 필터들을 통해 구현되고, 종종 브랜치들(I 및 Q) 각각에 개별적으로 적용된 실질적으로 유사한 전달 특성들로써 구현된다. I 및 Q 브랜치 필터들에서의 미세한 콤퍼넌트 편차들에 기인하여, 필터 전달 특성들이 미세하게 변할 수 있고, 필터링 이후의 결과적인 복소값의 신호에서 신호 왜곡을 도입할 수 있으며, 이는 수신기의 성능에 영향을 미칠 수 있고, 특히, 예를 들면, OFDM 시스템들에서 고차 변조 스킴들의 경우에 특히 영향을 미칠 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 보상 인자(correction factor)는, 예를 들면, 신호 브랜치들간에 존재할 수 있는 신호 전달 특성들에서의 부정합을 상당히 감쇠시키고 및/또는 등화하기 위해, OFDM 시스템에서 인페이즈 및/또는 쿼드러쳐 신호 브랜치들 중의 적어도 하나에 적용될 수 있다. 특히, 수신기의 아날로그 프론트-엔드에 있을 수 있는 복수의 아날로그 기저대역 필터들의 전달 특성들간의 부정합을 등화하는 것이 바람직할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 본 발명은 수신기들의 프론트-엔드 내의 콤퍼넌트들의 등화로 국한될 수는 없으며, 임의의 신호 처리 시스템의 I 및 Q 브랜치들간에 존재할 수 있는 이득 및/또는 페이즈 부정합들을 등화하기 위해 적용될 수 있다.
도 1b에 도해된 바와 같이, 예시적인 아날로그 기저대역 필터는 크기 및 위상 전달함수를 포함하는 전달함수에 의해 특징지어질 수 있다. 예를 들면, 인페이즈 필터는 I-크기(102) 플롯 및 I-페이즈(106) 플롯에 의해 특징지어질 수 있다. 이와 유사하게, 쿼드러쳐 필터는 Q-크기 플롯(104) 및 Q-페이즈 플롯(108)에 의해 특징지어질 수 있다. 도 1b로부터 알 수 있는 바와 같이, I-페이즈(106) 플롯 및 Q-페이즈(108) 플롯, 및 I-크기(102) 플롯 및 Q-크기(104) 플롯은 각기 유사할 수 있으나, 대부분의 경우, 필터 부정합으로 인해 다를 수 있다. 플롯들(102 및 104)과 플롯들(106 및 108) 간의 차이는 각기 크기 및 페이즈 부정합을 도해할 수 있 다.
도 2a는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, I/Q 필터 크기 응답에 대한 예시적인 부정합 디테일(detail)을 도해하는 다이어그램이다. 20 MHz 케이스 212 I-채널(I-크기) 플롯(202), 및 20 MHz(212) Q-채널(Q-크기) 플롯(204)이 보여진다. 도 2a의 케이스 212는 필터 부정합이 인페이즈 및 쿼드러쳐 필터간에 존재할 수 있다는 것을 나타낼 수 있다. 예시적인 채널 대역폭은 20 MHz일 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 도 2a는, I-크기 플롯(202)에 의해 묘사되는 인페이즈 채널 크기 필터 전달함수와, Q-크기 플롯(204)에 의해 묘사되는 쿼드러쳐 채널 필터 전달함수 간의 크기 미스매치를 도해한다. I-크기(202)는 I-크기(102)와 실질적으로 유사할 수 있고, Q-크기(204)는 Q-크기(104)와 실질적으로 유사할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 수신기 프론트-엔드의 인페이즈 아날로그 기저대역 필터 및 쿼드러쳐 아날로그 기저대역 필터의 이득 및 페이즈 특성화가 바람직할 수 있다. 대부분의 경우, 인페이즈 및 쿼드러쳐 필터들 둘 다에 대해 필터 전달함수들을 측정하기 위해 실질적으로 유사한 측정 방법을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 유사한 측정 기법 및/또는 측정 셋업은 획득된 전달함수 측정들의 비교가능성을 강화시키도록 이용될 수 있다. 예를 들면, I 및 Q 브랜치 필터들 각각에 대한, 인페이즈 필터 전달함수
Figure 112009040796672-pat00025
및 쿼드러쳐 필터 전달함수
Figure 112009040796672-pat00026
, 두 개의 필터들의 상대적 전달 특성들
Figure 112009040796672-pat00027
는 다음의 관계식으로 주어질 수 있다.
Figure 112009040796672-pat00028
OFDM 시스템은 주파수 영역에서 동작할 수 있기 때문에, 주파수 영역에서 필터의 상대적 전달 특성들인
Figure 112009040796672-pat00029
는 수신된 신호의 FFT가 획득될 수 있는 이후에 수신기의 Q 브랜치에 대한 보상 인자로서 적용될 수 있다. 그러므로, 상대적 전달 특성
Figure 112009040796672-pat00030
에 기인한 보상 인자들은 필터 전달 특성 부정합을 위한 I/Q 브랜치 등화기로서 작용할 수 있다. 어떤 경우에는, Q-브랜치보다는 I-브랜치를 등화하는 것이 바람직할 수 있다. 어떤 경우에는, 이것은
Figure 112009040796672-pat00031
로부터 획득될 수 있는 보상 인자들을 적용함에 의해 달성될 수 있다.
예를 들면, 수신된 시간 영역 OFDM 신호,
Figure 112009040796672-pat00032
는 다음의 관계식으로 주어질 수 있다.
Figure 112009040796672-pat00033
이 신호의 주파수 영역 표현은 퓨리에 변환을 계산함으로써 얻어질 수 있다.
Figure 112009040796672-pat00034
여기서,
Figure 112009040796672-pat00035
,
Figure 112009040796672-pat00036
, 및
Figure 112009040796672-pat00037
은
Figure 112009040796672-pat00038
및
Figure 112009040796672-pat00039
의 퓨리에 변환의 실수부 및 허수부를 나타낸다.
위에서 설명된 바와 같이, 상대적 전달 특성들
Figure 112009040796672-pat00040
은, 수신기에서 그 점의 Q-브랜치에 대한 보상 인자들로 적용될 수 있으며, 여기서 수신된 신호의 퓨리에 변환은 다음의 관계식에 따라서 계산될 수 있다.
Figure 112009040796672-pat00041
여기서,
Figure 112009040796672-pat00042
이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 예시적인 I/Q 브랜치 등화 시스템을 도해하는 다이어그램이다. 도 2b를 참조하면, 안테나(210), 인페이즈(I) 브랜치(212), 쿼드러쳐(Q) 브랜치(214), 국부 발진기(216), 위상 편이 블록(218), 등화기(220), 및 결합기(222)가 보여진다. I-브랜치(212)는 증폭기(230a), 멀티플라이어(232a), I-브랜치 필터(234a), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(236a), 및 고속 퓨리에 변환(FFT) 블록(238a)을 포함할 수 있다. Q-브랜치(214)는 증폭기(230b), 멀티플라이어(232b), Q-브랜치 필터(234b), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(236b), 및 고속 퓨리에 변환(FFT) 블록(238b)을 포함할 수 있다.
안테나(210)는 RF 신호들의 전자기 파장들을 수신하는 것이 가능할 수 있고 그들을 전압 및/또는 전류 신호로 변환할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. I-브랜치(212)는 RF 신호를 수신하는 것이 가능할 수 있고 추 가 처리를 위해 그들을 적절한 기저대역 및/또는 중간 주파수 신호들로 변환할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. Q-브랜치(214)는 RF 신호를 수신하는 것이 가능할 수 있고 추가 처리를 위해 그들을 적절한 기저대역 및/또는 중간 주파수 신호들로 변환하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 국부 발진기(216)는 RF 반송파 신호를 생성하는 것이 가능할 수 있고, 예를 들면, 안테나(210)로부터 수신된 RF-신호를 복조하도록 사용될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 위상 편이 블록(218)은 90도 위상 편이를 생성하도록 입력 신호를 적절하게 지연시키는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
결합기(222)는 합성 실수 및 허수 신호들을 생성하기 위해 실수 및 허수 신호 성분들을 결합하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 증폭기들(230a/b)은 RF 신호를 증폭 및/또는 필터링하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 증폭기들(230a 및 230b)는, 어떤 경우에는 분리된(split) 출력을 갖는 단일 증폭기일 수 있다. 멀티플라이어들(232a/b)은 복수의 입력 신호들을 체배(multiply)할 수 있고, 복수의 입력 신호들의 생성에 비례할 수 있는 출력 신호를 생성하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. I-브랜치 필터(234a) 및 Q-브랜치 필터(234b)는 그의 출력 신호 내에서 입력 신호의 어떤 주파수들을 감쇠시키는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. ADC(236a/b)는 아날로그 신호를 디지털 출력 신호로 변 환하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. FFT 블록들(238a/b)은 입력 신호의 고속 퓨리에 변환을 계산하여, (일반적으로) 복소 출력 신호를 생성하는 것이 가능할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
RF 신호는 안테나(210)에서 수신될 수 있다. 수신된 신호는 인페이즈 처리를 위해 I-브랜치(212), 그리고 쿼드러쳐 처리를 위해 Q-브랜치(214)의 입력들에 통신상으로 결합될 수 있다. 증폭기(230a)의 출력에서의 증폭된 신호는, RF 신호를 중간 주파수 및/또는 기저대역으로 복조하기 위해, 예를 들면, 반송파 신호
Figure 112009040796672-pat00043
로써 곱해질 수 있다. 멀티플라이어(232a)의 출력은 I-브랜치 필터(234a)에 결합될 수 있고, I-브랜치 필터(234a)는 그의 입력 신호로부터 원하지 않는 주파수 성분들을 제거할 수 있다. I-브랜치 필터(234a)의 출력 신호는 ADC(236a)에서 아날로그 신호로부터 이산 시간 신호로 변환될 수 있다. ADC(236a)에서 생성된 이산된 신호는 FFT 블록(238a)에 통신상으로 결합될 수 있으며, FFT 블록(238a)은 그의 입력 신호의 고속 퓨리에 변환에 비례하는 출력 신호를 생성할 수 있다. 결과적인 신호는 일반적으로 복소수일 수 있고, FFT 블록(238b)은, 각각 실수 신호 성분을 위한 출력, 및 복소 신호 성분을 위한 출력을 생성할 수 있다.
Q-브랜치(214)는 I-브랜치에 실질적으로 유사하게 동작할 수 있고, RF 신호들을 처리하여 추출하고 쿼드러쳐 채널을 처리할 수 있다. 멀티플라이어(232b)에서, RF 신호는, 예를 들면, 90도 위상 편이된 반송파 신호
Figure 112009040796672-pat00044
로써 곱 해질 수 있다. 멀티플라이어(232b)의 출력은 Q-브랜치 필터(234b)에서 필터링되고 주파수 제한될 수 있다. I-브랜치 필터(234a)의 전달 특성들
Figure 112009040796672-pat00045
은, 예를 들면 도 2b에 도시된 바와 같이 Q-브랜치 필터(234b)의 전달 특성들
Figure 112009040796672-pat00046
에 부정합될 수 있다. 따라서, 등화기(220)는, 예를 들면, 도 2b에 도시된 바와 같이 전달함수
Figure 112009040796672-pat00047
로써 구현될 수 있다. 등화기(220)는 I-브랜치 필터(234a) 및 Q-브랜치 필터(234b)간의 부정합을 등화시킬 수 있다. 결합기(222)에서, I-브랜치(212)로부터의 출력 신호는 Q-브랜치(214)로부터의 등화된 출력 신호와 결합될 수 있으며, 이러한 Q-브랜치(214)로부터의 등화된 출력 신호는 등화기(220)의 출력에서 획득될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 하나 또는 그 이상의 등화기들은 I-브랜치 및/또는 Q-브랜치에서 사용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 예시적인 2.5 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다.QPSK IDEAL 플롯(302), QAM16 IDEAL 플롯(304), QAM64 IDEAL 플롯(306), QPSK 케이스 212 플롯(308), QAM16 케이스 212 플롯(310), QAM64 케이스 212 플롯(312), QPSK 케이스 212 IQEQ 플롯(314), QAM16 케이스 212 IQEQ 플롯(316), QAM64 케이스 212 플롯(318)이 보여진다. 도 3을 참조하면, QPSK 케이스 212 플롯(308), QAM16 케이스 212 플롯(310), QAM64 케이스 212 플롯(312)은 총괄하여 케이스 212로 불려질 수 있다. 또한, QPSK 케이스 212 IQEQ 플롯(318), QAM16 케이스 212 IQEQ 플롯(316), QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(318)은 총괄하여 케이스 212 IQEQ로 불려질 수 있다. IDEAL은 I-브랜치와 Q-브랜치 간의 필터 부정합없이 예시적인 시나리오를 나타낼 수 있다. 도 3의 케이스 212는 I-브랜치 및 Q-브랜치 부정합을 갖는 예시적인 시나리오를 나타낼 수 있고, 도 3의 케이스 212 IQEQ는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라 등화를 사용함으로써 예시적인 PER 성능을 나타낼 수 있다.
임의의 변조 차수에 대해, 도 3으로부터 보여질 수 있는 바와 같이, IDEAL 시나리오는 도 3 시나리오의 케이스 212보다 더 낮은 PER에서 수행할 수 있다. 특히, 도 3의 QAM64 케이스 212 플롯(312)과 비-부정합 QAM64 IDEAL 플롯(306)을 비교함에 의해 나타날 수 있는 바와 같이, 고차 변조에 대해 더 크게 나타날 수 있다. 발명의 다양한 실시예들에 따라 예시적인 등화 기법을 적용함으로써, 성능은 QAM64 케이스 212 플롯(312)으로부터 도 3의 QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(318)으로 개선될 수 있다. 관찰할 수 있는 바와 같이, 도 3의 QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(318)은 도 3의 QAM64 IDEAL 플롯(306)에 의해 도해되는 바와 같이 부정합없이 달성될 수 있는 성능에 상대적으로 가까울 수 있다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 5 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다. QPSK IDEAL 플롯(402), QAM16 IDEAL 플롯(404), QAM64 IDEAL 플롯(406), QPSK 케이스 212 플롯(408), QAM16 케이스 212 플롯(410), QAM64 케이스 212 플롯(412), QPSK 케이스 212 IQEQ 플롯(414), QAM16 케이스 212 IQEQ 플롯(416), QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(418)이 보여진다. 도 4는, 예를 들면, 차수 4(QAM16) 및 6(QAM64)에 대해 QPSK(ature phase shift keying), 및 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)의 복 수의 변조 차수들에 대한 신호대 잡음비(SNR)로서 패킷 에러 레이트(Packet-Error-Rate, PER)를 나타낸다. IDEAL은 I-브랜치 및 Q-브랜치 간의 필터 부정합없는 예시적인 시나리오를 나타낸다. 도 4의 케이스 212는 I-브랜치 및 Q-브랜치 부정합을 갖는 예시적인 시나리오를 나타낸다. 그리고 도 4의 케이스 212 IQEQ는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 등화를 사용함으로써 예시적인 PER 성능을 나타낸다.
도 4에서 볼 수 있는 바와 같이, 임의의 변조 차수에 있어서, IDEAL 시나리오는 도 4의 케이스 212 시나리오보다 더 낮은 PER로 수행할 수 있다. 특히, 비-부정합 QAM64 IDEAL 플롯(406)을 도 4의 QAM64 케이스 212 플롯(412)과 비교함에 의해 도해될 수 있는 바와 같이 고차 변조에 대해서 더 큰 효과가 나타날 수 있다. 본 발명의 실시예들에 따라서 예시적인 등화 기법을 적용함에 의해, 성능은 QAM64 케이스 212 플롯(412)에서부터 QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(418)으로 개선될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(418)은 도 4에 도해된 바와 같이 QAM64 IDEAL 플롯(406)에 의해 도해된 것에 따라 부정합없이 달성될 수 있는 성능에 상대적으로 가까울 수 있다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 10 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다. QPSK IDEAL 플롯(502), QAM16 IDEAL 플롯(504), QAM64 IDEAL 플롯(506), QPSK 케이스 212 플롯(508), QAM16 케이스 212 플롯(510), QAM64 케이스 212 플롯(512), QPSK 케이스 212 IQEQ 플롯(514), QAM16 케이스 212 IQEQ 플롯(516), QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(518)이 보여진다. 도 5는 복수의 변조 차수들, 예를 들면 QPSK에 대한 신호대 잡음비(SNR)의 함수, 및 차수 4(QAM16) 및 6(QAM64)에 대한 QAM에 대한 신호대 잡음비의 함수로서 PER을 도해한다. IDEAL은 I-브랜치 및 Q-브랜치 간의 필터 부정합없는 예시적인 시나리오를 나타낼 수 있다. 도 5의 케이스 212는 I-브랜치 및 Q-브랜치를 갖는 예시적인 시나리오를 나타낼 수 있고, 도 5의 케이스 212 IQEQ는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 등화를 사용함으로써 예시적인 PER 성능을 나타낼 수 있다.
도 5에서 보여질 수 있는 바와 같이, 임의의 변조 차수에 있어서, IDEAL 시나리오는 도 5의 케이스 212 시나리오보다 더 낮은 PER로 수행할 수 있다. 특히, 비-부정합 QAM64 IDEAL 플롯(506)을 QAM64 케이스 212 플롯(512)과 비교함에 의해 도해될 수 있는 바와 같이, 고차 변조에 대해 효과가 더 크게 나타날 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따라 예시적인 등화 기법을 적용함으로써, 성능은 QAM64 케이스 212 플롯(512)에서 QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(518)로 개선될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(518)은 도 5의 QAM64 IDEAL 플롯(506)에 의해 도해된 바와 같이, 부정합없이 달성될 수 있는 성능에 상대적으로 가까울 수 있다. 어떤 경우에는, 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 성능은 부정합없는 성능에 실질적으로 유사할 수 있다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 20 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다. QPSK IDEAL 플롯(602), QAM16 IDEAL 플롯(604), QAM64 IDEAL 플롯(606), QPSK 케이스 212 플롯(608), QAM16 케이스 212 플롯(610), QAM64 케이스 212 플롯(612), QPSK 케이스 212 IQEQ 플롯(614), QAM16 케이스 212 IQEQ 플롯(616), QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(618)이 보여진다. 도 6은 복수의 변조 차수들, 예를 들면 QPSK, 및 차수 4(QAM16) 및 6(QAM64)에 대한 QAM을 위한 신호대 잡음비(SNR)의 함수로서 PER을 도해하고 있다. IDEAL은 I-브랜치 및 Q-브랜치간의 필터 부정합없는 예시적인 시나리오를 나타낸다. 도 6의 케이스 212는 I-브랜치 및 Q-브랜치 부정합을 갖는 예시적인 시나리오를 나타내고, 도 6의 케이스 212 IQEQ는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 등화를 사용함으로써 예시적인 PER 성능을 나타낸다.
도 6에서 알 수 있는 바와 같이, 임의의 변조 차수에 있어서, IDEAL 시나리오는 도 6의 케이스 212 시나리오보다 더 낮은 PER로 수행할 수 있다. 특히, 비-부정합 QAM64 IDEAL 플롯(606)을 QAM64 케이스 212 플롯(612)과 비교함에 의해 도해될 수 있는 바와 같이, 고차 변조에 대해 더 큰 효과가 나타날 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따라 예시적인 등화 기법을 적용함으로써, 성능은 QAM64 케이스 212 플롯(612)으로부터 QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(618)으로 개선될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, QAM64 케이스 212 IQEQ 플롯(618)은 QAM64 IDEAL 플롯(606)에 의해 도해되는 바와 같이 부정합없이 달성될 수 있는 성능에 상대적으로 더 가까울 수 있다. 몇몇 예들에서는, 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 성능은 부정합없는 성능에 실질적으로 더 유사할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 기계 가독 스토리지(machine-readable storage)를 포함할 수 있으며, 이러한 기계 가독 스토리지는 기계 가독 스토리지 상에 저장되는 컴퓨터 프로그램을 가지며, 컴퓨터 프로그램은 OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화를 위한 적어도 하나의 코드부(code section)를 가지며, 적어도 하나의 코드부는 기계로 하여금 적어도 도 1 내지 도 6에 대해 그리고 본 명세서에서 설명되고 보여지는 것을 수행하도록 하기 위해 기계에 의해 실행가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따라, OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화 방법 및 시스템은, 예를 들면, 도 1b, 2a, 및 2b에 관해 설명되는 바와 같이, OFDM 수신기에서 인페이즈 처리 브랜치 및/또는 쿼드러쳐 처리 브랜치간의 전달함수 부정합을 결정하는 것을 포함한다.
OFDM 시스템은 무선 표준을 준수할 수 있다. 무선 표준은, 도 1a에 대해 설명된 바와 같이, UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H 및/또는 WLAN(IEEE 802.11)을 포함할 수 있다. 전달함수는 도 2b에 대해 설명한 바와 같이, 전달함수 부정합의 결정을 위해 인페이즈 브랜치 필터 및/또는 쿼드러쳐 브랜치 필터에 대해 측정될 수 있다. 전달함수 부정합은, 예를 들면, 등화기(220)에 의해 주파수 영역에서 보상될 수 있다. 전달함수는 크기 및/또는 위상 응답 부정합을 포함할 수 있고, 여기서 크기 및/또는 위상 응답 부정합은 주파수의 함수일 수 있다. 통신 신호들은 QPSK, QAM16, 및/또는 QAM64 변조 OFDM 신호들일 수 있다. 전달함수는 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00048
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00049
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00050
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 전달함수
Figure 112009040796672-pat00051
가 결정되어 이용될 수 있다. 또한, 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00052
및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
Figure 112009040796672-pat00053
로부터 수학식
Figure 112009040796672-pat00054
을 만듦으로써 상기 등화를 위해 전달함수
Figure 112009040796672-pat00055
가 결정되어 이용될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예는 기계 및/또는 컴퓨터 가독 스토리지 및/또는 매체를 제공할 수 있으며, 이들은 이들 상에 저장되는 기계 코드 및/또는 컴퓨터 프로그램을 가지며, 이러한 기계 코드 및/또는 컴퓨터 프로그램은 기계 및/또는 컴퓨터에 의해 실행가능한 적어도 하나의 코드부를 가지며, 그에 따라 기계 및/또는 컴퓨터로 하여금 OFDM 시스템들에서 I/Q 브랜치 등화용으로 본 명세서에서 설며왼 바와 같은 단계들을 수행하도록 한다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합에서 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에서 중앙집중식으로 구현될 수도 있고, 또는 상이한 요소들이 몇몇의 상호연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 분포되어 있는 분산식으로 구현될 수도 있다. 컴퓨터 시스템의 어떤 종류 또는 여기서 설명된 방법들을 수행하기 위해 적응된 다른 장치들이 적합할 수 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은, 탑재되어 실행될 경우, 여기서 설명된 방법들을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 갖는 범용 컴퓨터 시스템일 수 있다.
또한 본 발명은 컴퓨터 프로그램 제품에 내장될 수 있고, 이러한 컴퓨터 프 로그램 제품은 여기서 설명되는 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하며, 컴퓨터 시스템에 탑재될 시 이러한 방법들을 수행할 수 있다. 본 문맥에서의 컴퓨터 프로그램은, a) 또 다른 언어, 코드 또는 표기로의 변환, b) 상이한 유형적 형태로의 재생산 중의 어느 하나 또는 둘 모두 이후에, 또는 직접적으로, 정보 처리 기능을 갖는 시스템으로 하여금 특정 기능을 수행하도록 하기 위해 의도된 명령들의 세트의 임의의 언어로의 어떤 표현, 코드 또는 표기를 의미한다.
본 발명은 어떤 실시예들을 참조하여 설명되었으나, 다양한 변경이 이뤄질 수 있고 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 균등물들이 대체될 수 있다는 것은 당해 기술 분야에서 숙련된 자들에 의해 이해될 것이다. 또한 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 특정 상황 또는 재료를 본 발명에서의 가르침들에 적응시켜 많은 개조가 이뤄질 수도 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정 실시예들로 국한되는 것이 아니라, 첨부되는 청구항들의 범위 내에 들어오는 모든 실시예들을 포함한다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 예시적인 무선 통신 시스템을 도해하는 다이어그램이다.
도 1b는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, I 및 Q 브랜치 아날로그 기저대역 필터들에 대한 예시적인 전달함수 비교를 도해하는 다이어그램이다.
도 2a는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, I/Q 필터 크기 응답에 대한 예시적인 부정합 디테일을 도해하는 다이어그램이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 예시적인 I/Q 브랜치 등화 시스템을 도해하는 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 2.5 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 5MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 10 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 부정합 필터들을 갖는/갖지 않는 예시적인 20 MHz EUTRA 시스템 성능을 도해하는 다이어그램이다.

Claims (10)

  1. OFDM 시스템에서 인페이즈(in-phase) 처리 브랜치(branch) 및 쿼드러쳐(quadrature) 처리 브랜치 사이의 전달함수 부정합을 결정하는 단계; 및
    인페이즈 처리 브랜치 및 쿼드러쳐 처리 브랜치 중 적어도 하나에서 고속 퓨리에 변환(FFT) 이후에 등화를 적용함으로써 상기 결정된 전달함수 부정합을 보상하는 단계를 포함하고
    상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00064
    및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00065
    로부터 수학식
    Figure 112011012701164-pat00066
    또는
    Figure 112011012701164-pat00067
    을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00068
    를 결정하는 단계를 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 OFDM 시스템은 무선 표준을 준수하는 통신 신호 처리 방법.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 무선 표준은 UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H, 및 WLAN(IEEE 802.11) 중 적어도 하나를 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 전달함수 부정합의 상기 결정을 위해 인페이즈 브랜치 필터 및 쿼드러쳐 브랜치 필터 중 적어도 하나의 전달함수를 측정하는 단계를 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  5. 청구항 1에 있어서, 상기 등화는 등화기에 의해 주파수 영역에서 상기 전달함수 부정합을 보상하는 통신 신호 처리 방법.
  6. 청구항 1에 있어서, 상기 전달함수 부정합은 크기(magnitude) 및 위상 중 적어도 하나의 부정합을 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  7. OFDM 시스템에서 인페이즈(in-phase) 처리 브랜치(branch) 및 쿼드러쳐(quadrature) 처리 브랜치 사이의 전달함수 부정합의 결정; 및
    상기 결정된 전달함수 부정합을 보상하기 위해, 인페이즈 처리 브랜치 및 쿼드러쳐 처리 브랜치 중 적어도 하나에서 고속 퓨리에 변환(FFT) 이후에 등화를 적용하는 것을 가능하게 하는 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하고
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 인페이즈 처리 브랜치의 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00069
    및 상기 쿼드러쳐 처리 브랜치의 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00070
    로부터 수학식
    Figure 112011012701164-pat00071
    또는
    Figure 112011012701164-pat00072
    을 만듦으로써 상기 등화를 위해 이용되는 전달함수
    Figure 112011012701164-pat00073
    를 결정하는 통신 신호 처리 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서, 상기 OFDM 시스템은 무선 표준을 준수하는 통신 신호 처리 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 무선 표준은 UMTS LTE(EUTRA), WiMAX(IEEE 802.16), DVB-H, 및 WLAN(IEEE 802.11) 중 적어도 하나를 포함하는 통신 신호 처리 시스템.
  10. 청구항 7에 있어서, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 전달함수 부정합의 상기 결정을 위해 인페이즈 브랜치 및 쿼드러쳐 브랜치 중 적어도 하나의 전달함수를 측정하는 통신 신호 처리 시스템.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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배정화, 박진우, ‘OFDM 전송방식 기반의 Direct-Conversion 수신기에서 I/Q 불균형 보상을 위한 새로운 방법 제안’, 한국통신학회 논문지, ‘06-12 Vol.21 No.12C, 2006년12월*

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