JP5546471B2 - 過電流継電器 - Google Patents

Description

本発明は、電力系統（系統）の保護用に適用される保護リレーに関し、特に、系統にて検出された電流に基づいて系統の保護を行う過電流継電器（継電器）に関する。

従来の継電器は、系統に配設された電流変成器（ＣＴ: Current Transformer）からのＣＴ二次電流と、継電器内部に設定される整定値と比較し、この電流が整定値より大きいとき、系統事故を検出して動作出力することによって系統に配設される遮断器（ＣＢ：Circuit Breaker）を駆動して系統事故を除去する。さらに継電器は、この電流が整定値より小さくなったとき動作出力をＯＦＦする（復帰する）ように構成されている。

ＣＢは系統事故を検出した継電器からの動作指令（ＣＢ開放指令）を受けたときに開放され、このことにより系統が切り離されてＣＢに流れる事故電流が無くなる。ただし、ＣＢ開放指令を受けたにもかかわらずＣＢ故障によりＣＢが不動作の状態（ＣＢＦ：Circuit Breaker Failure）が継続した場合には事故電流が流れ続けることとなる。このようなＣＢＦを検出する目的で使用される継電器は、例えば、外部の他の継電器から出力されたＣＢ開放指令を取り込み、このＣＢ開放指令を起動条件として、整定された一定時間（ＣＢＦ検出時間）以上電流が継続して流れる場合、ＣＢが不動作状態であると検出するように構成されている。そして、ＣＢが不動作状態であると検出された場合、当該ＣＢが配設されている系統上の当該ＣＢを囲う全てのＣＢにＣＢ開放指令が出力される。このようにして系統事故が除去される。

ここで、系統事故が除去されたときには、保護協調の観点から継電器を高速に復帰させる必要がある。このことを説明すると、例えば、系統事故が除去されて系統に流れる電流が零になったにもかかわらず、電流検出を実行している継電器の復帰時間が遅い場合、前述したＣＢＦ検出時間の設定を短くすることができない。すなわち、ＣＢが不動作状態のとき、このＣＢが配設された系統上の当該ＣＢを囲う全てのＣＢに対するＣＢ開放指令の出力が遅れ、系統事故の除去が遅れることとなる。従って、事故回復時に継電器を高速復帰させることができればＣＢＦ検出時間を短縮することができ、系統事故をより早く除去することが可能となる。このように、ＣＢ不動作対策用に適用される継電器は、保護協調の関係から、系統事故回復時には高速復帰する必要がある。

継電器の高速復帰を実現するための従来の方式には、例えば、ピーク値検出方式が存在する。この方式は、入力のピーク値を電気角３０°毎にサンプリングし、サンプリングされた６つのサンプル値と所定の整定値とを比較するものである。ただし、このピーク値検出方式は、連続する６つのサンプル値を用いるため、交流入力に変化が生じた場合には変化前のサンプル値の影響により応動に遅れが発生するという欠点がある。具体的に説明すると、１８０度毎にピーク値を検出するためには、入力電流が正しく交流である必要があるわけであるが、系統電流は系統に存在するリアクタンスやキャパシタンスの影響を受けるため、系統事故発生時には直流成分や高調波歪の影響を受ける可能性がある。このような影響を回避するためには、直流成分を除去すると共に高調波成分を除去するためのフィルター回路が必要となる。ただし、このフィルター回路によって電流の過渡的な変化が緩慢となるため動作検出や復帰検出に遅れが生じることとなる。

このような問題を解決する手段として、下記特許文献１に示される従来技術は、所定の時間間隔で電気量をサンプリングし、サンプリングされた出力信号の絶対値を求めて所定の整定値と比較する第１の手段と、電気角９０度の時間間隔内の複数のサンプル値の絶対値を各々求め、前記整定値にｓｉｎ４５°＝1／√２を乗じた値を新たな整定値として比較する第２の手段と、から構成されている。そして、上記第１の手段で系統事故を検出した後は、第２の手段に切り替えて引き続き動作判定を継続し、第２の比較手段において、例えば３０°のサンプリングの場合、４個のサンプル値と整定値との比較を行い、サンプル値が整定値より小さいとき事故回復時の復帰判定をすることで高速復帰を図っている。

特開平３−４５１１６号公報（第１項「発明が解決しようとする課題」、第２項「課題を解決するための手段）、および第２項「作用」）

しかしながら、上記特許文献１に代表される従来技術は、動作値と復帰値に差を持たせることで大電流からの復帰時間をある程度の高速化（特許文献１の例では６０度分の高速化）が図れるとしているが、大電流からの復帰においては前述したフィルター回路による遅れの影響が大きいため、高速復帰はあまり期待できない。さらに、他の問題としては、ＣＴが大電流で飽和した場合、ＣＢが開放した後もＣＴの励磁リアクタンスからのエネルギー放出による直流成分がＣＴ二次側に流れる場合があり、この直流成分によりサンプル値が整定値未満となるまでの時間が長くなるため、さらに復帰が遅れることとなる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、系統事故発生時において直流成分が流れるようなケースにおいても高速復帰を実現可能な過電流継電器を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、電力系統にて検出された電流に基づいて電力系統に設けられた遮断器を動作させて電力系統の保護を行う過電流継電器であって、前記電流の実効値と予め設定された判定値とに基づいて、前記過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する第１の過電流判定部と、前記電流に含まれる直流成分を除去し、前記直流成分が除去された第１の電流データの位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の第２の電流データを生成した後に、前記第１の電流データと前記第２の電流データとに基づいて、前記過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する第２の過電流判定部と、前記第１の復帰信号と前記第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる復帰制御部と、を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、系統から検出された電流に含まれる直流成分を除去し、直流成分が除去された電流の位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の電流を生成した後に、移相処理前の電流と移相処理後の電流とに基づいて復帰させるようにしたので、系統事故発生時において直流成分が流れるようなケースにおいても高速復帰を実現することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１にかかる過電流継電器の構成図である。 図２は、図１に示される過電流継電器の動作原理を説明するための図である。 図３は、本発明の実施の形態２にかかる過電流継電器の構成図である。 図４は、本発明の実施の形態３にかかる過電流継電器の構成図である。

以下に、本発明にかかる過電流継電器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる過電流継電器（継電器）４の構成図である。図１には、継電器４の保護対象である系統の送電線１と、送電線１に配設されたＣＢ２と、送電線１に配設されＣＴ３とが模式的に示されている。送電線１に流れる電流Ｉは、ＣＴ３によってＣＴ二次電流に変換され継電器４に入力される。

継電器４は、主たる構成として、入力変換器５と、アナログフィルター回路６と、アナログデジタル変換器７と、ＣＢＦ検出リレー８、デジタル入力（ＤＩ：Digital Input）回路２３と、第１のデジタル出力リレー（ＤＯ：Digital Output）回路１６と、第２のデジタル出力リレー回路２６とを有して構成されている。

入力変換器５は、ＣＴ３からのＣＢ二次電流を継電器４内で使用できる適切な電圧信号に変換する。アナログフィルター回路６は、高調波成分を除去し、アナログデジタル変換器７は、アナログフィルター回路６で高調波成分が除去された電流Ｉを一定のサンプリング周期でアナログデジタル変換を行う。

ＣＢＦ検出リレー８は、主たる構成として、過電流判定部４０（第１の過電流判定部）と、電流復帰判定部（第２の過電流判定部）５０と、復帰制御部６０と、論理積（ＡＮＤ）回路２４と、第４の動作タイマー（Ｔ４）回路２５とを有して構成されている。

以下、ＣＢＦ検出リレー８の構成を説明する。まず図１に示される過電流判定部４０、復帰制御部６０、第１のデジタル出力リレー回路１６、デジタル入力回路２３、論理積回路２４、第４の動作タイマー回路２５、および第２のデジタル出力（ＤＯ）リレー回路２６に関して説明する。

過電流判定部４０は、主たる構成として、第１のデジタルフィルター回路９−１と、実効値演算回路１０と、比較回路１１と、第１の動作タイマー（Ｔ１）回路１２と、反転信号付第２の動作タイマー（Ｔ２）回路１５とを有して構成されている。また、復帰制御部６０は、主たる構成として、論理和（ＯＲ）回路２２と、フリップフロップ回路１３とを有して構成されている。

第１のデジタルフィルター回路９−１は、アナログデジタル変換器７でデジタルデータ化された電流Ｉの歪波成分などを除去し、電流Ｉの基本波交流成分を抽出する。実効値演算回路１０は、第１のデジタルフィルター回路９−１からのデジタルデータを用いて実効値Ｉｒｍｓを計測する。比較回路１１は、実効値演算回路１０からの実効値Ｉｒｍｓと、所定の判定値Ｉｓとを比較する。そして、比較回路１１は、実効値Ｉｒｍｓが判定値Ｉｓ以上の場合、出力「１」を第１の動作タイマー回路１２に出力し、実効値Ｉｒｍｓが判定値Ｉｓ未満の場合、出力「０」を反転信号付第２の動作タイマー回路１５に出力する。第１の動作タイマー回路１２は、比較回路１１からの出力が「１」である場合、予め設定された動作照合タイマー値が経過するまでの間、複数回の動作照合を実施し、過電流要素の動作信号を出力する。反転信号付第２の動作タイマー回路１５は、比較回路１１からの出力が「０」である場合、予め設定された復帰照合タイマー値が経過するまでの間、複数回の復帰照合を実施し、過電流要素の第１の復帰信号「１」を出力する。

論理和回路２２は、反転信号付第２の動作タイマー回路１５からの第１の復帰信号、または後述する反転信号付第３の動作タイマー（Ｔ３）回路２１からの第２の復帰信号の何れかを出力する。フリップフロップ回路１３は、第１の動作タイマー回路１２からの動作結果「１」がセットＳ側に入力されたとき、第１のデジタル出力リレー回路１６に過電流要素動作信号出力を「１」とする。また、フリップフロップ回路１３は、反転信号付第２の動作タイマー回路１５からの第１の復帰信号「１」が論理和回路２２を介してリセットＲ側に入力されたとき、過電流要素動作信号を停止させるため、出力「１」をリセットして「０」とする。第１のデジタル出力リレー回路１６は、フリップフロップ回路１３からの出力を過電流要素動作信号として外部に出力する。

デジタル入力回路２３には、例えば、図示しない他の継電器からのＣＢ２開放指令と同じ信号が入力される。論理積回路２４には、デジタル入力回路２３からの出力とフリップフロップ回路１３からの出力とが取り込まれ、何れも「１」のとき出力「１」とする。第４の動作タイマー回路２５は、論理積回路２４からの出力「１」が所定の時間（ＣＢＦ検出時間）以上に継続したとき、ＣＢ２が不動作状態であることを検出してＣＢＦ検出信号を出力する。すなわち、他の継電器からＣＢ開放指令が出力されたにもかかわらず、判定値Ｉｓ以上の実効値Ｉｒｍｓが所定時間継続したとき、ＣＢ２が不動作状態であるために、系統事故が除去されていないと言える。このようなときにＣＢＦ検出信号が出力される。なお、ＣＢＦ検出時間は、他の継電器にてＣＢ開放指令が出力されてからＣＢ開放時のアークが消弧され電流Ｉが零となるまでの時間を考慮して設定される。第２のデジタル出力リレー回路２６は、第４の動作タイマー回路２５からのＣＢＦ検出信号を受信したときＣＢ開放指令を出力する。このＣＢ開放指令は送電線１上のＣＢ２を囲う遮断器全てに対して出力され、このような動作により、ＣＢ２が不動作状態の場合でも系統事故が除去される。

以上に説明した構成は、従来技術と同様のＣＢＦ検出回路の例である。本実施の形態にかかる継電器４は、この回路によって実効値演算による動作値（動作信号）および復帰値（第１の復帰信号）の判定精度を確保すると共に、電流復帰判定部５０によって高速復帰できるように構成されている。

次に、電流復帰判定部５０の構成を説明する。電流復帰判定部５０は、第２のデジタルフィルター回路９−２と、移相処理部１８と、零クロス判定部１９と、論理和（ＯＲ）回路２０と、反転機能付きの動作タイマーである反転信号付第３の動作タイマー回路２１とを有して構成されている。

また、移相処理部１８は、一例として各々独立した３個の移相回路（第１の移相回路１８−１、第２の移相回路１８−２、および第３の移相回路１８−３）で構成され、零クロス判定部１９は、一例として各々独立した４個の零クロス判定回路（第１の零クロス判定回路１９−１、第２の零クロス判定回路１９−２、第３の零クロス判定回路１９−３、および第４の零クロス判定回路１９−４）で構成されている。

第２のデジタルフィルター回路９−２は、大電流によってＣＴ３が磁気飽和した場合に生じるＣＢ２が開放した後のＣＴ二次電流の直流成分を除去するのに有用であり、その演算内容は後述する図２を用いて説明する。

第１の移相回路１８−１は、第２のデジタルフィルター回路９−２から出力された第１の電流データである電流Ｉ０の位相の移相処理（位相を所定量進める又は所定量遅らせる処理）を行い、第２の電流データである電流Ｉ１として出力する。以下同様に、第２の移相回路１８−２は、電流Ｉ０の移相処理後の電流を第２の電流データである電流Ｉ２として出力し、第３の移相回路１８−３は、電流Ｉ０の移相処理後の電流を第２の電流データである電流Ｉ３として出力する。

第１の零クロス判定回路１９−１は、第２のデジタルフィルター回路９−２からの電流Ｉ０が零クロスしたか否かを判定するものであり、零クロス点を検出した場合、零クロス信号を出力する。以下同様に、第２の零クロス判定回路１９−２は、電流Ｉ１の零クロス点を検出し、第３の零クロス判定回路１９−３は、電流Ｉ２の零クロス点を検出し、第４の零クロス判定回路１９−４は、電流Ｉ３の零クロス点を検出する。

論理和回路２０は、零クロス判定部１９からの零クロス点信号の論理和をとる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１は、論理和回路２０からの論理和の結果を反転し、その反転した後の信号「１」である場合、予め設定された動作照合タイマー値が経過するまでの間、論理和回路２２の信号の複数回の復帰照合を実施して、過電流要素の動作信号を復帰させる第２の復帰信号を出力する。そして、この第２の復帰信号は、論理和回路２２に出力される。

以下、電流復帰判定部５０の動作を説明する。アナログデジタル変換器７の出力は、第２のデジタルフィルター回路９−２に入力され、第２のデジタルフィルター回路９−２のからの電流Ｉ０は、第１の零クロス判定回路１９−１と移相処理部１８とにそれぞれ入力される。

移相処理部１８では、直流成分が除去された電流Ｉ０の位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の電流Ｉ０〜Ｉ３を生成する。零クロス判定部１９では、電流Ｉ０〜Ｉ３の波形の零クロス点が判定され、その結果がそれぞれ論理和回路２０に入力される。零クロス判定部１９からの判定結果が全て「０」の場合、論理和回路２０の出力は「０」となり、反転信号付第３の動作タイマー回路２１には反転された信号「１」が取り込まれる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１では複数回の回路２１入力信号の復帰照合が実施され、その第２の復帰信号「１」は、論理和回路２２を経由してフリップフロップ回路１３のリセットＲ側に入力される。そして、フリップフロップ回路１３に第２の復帰信号「１」が入力されたとき、第１のデジタル出力リレー回路１６および論理積回路２４への出力がリセットされる。

次に、図２を用いて電流復帰判定部５０の動作を詳細に説明する。

図２は、図１に示される過電流継電器４の動作原理を説明するための図である。図２には、図２の（１）に示される電流Ｉ（ｔ）（アナログデジタル変換器７からの電流データである電流Ｉをプロットした電流）の波形を基準にした破線が縦方向に９０°間隔で記されている。（１）の「Ａ」で示される区間の波形は、例えば、図示しない他の継電器にてＣＢ開放指令が出力されてからＣＢ２が開放するまでの電流の波形であり、「Ｂ」で示される区間の波形は、ＣＢ２が開放した後の電流の波形である。

図２の（２）に示される電流Ｉ０（ｔ）は、第２のデジタルフィルター回路９−２から出力される電流Ｉ０の波形であり、直流成分除去のために例えば３０°前のデータとの差分を取った後の電流の波形である。この電流Ｉ０（ｔ）は（１）式により得られる。なお（１）式のＩ（ｔ）、Ｉ（ｔ−３０°)は、アナログデジタル変換器７によるアナログデジタル変換後のデジタルデータであり、前者は現時点のデータを示し、後者は３０°前のデータを示す。

（１）式の計算により、交流に含まれる直流成分が除去される。このことを説明すると、（１）式に示されるＩ（ｔ）およびＩ（ｔ−３０°）は、それぞれ（２）式、（３）式のように表すことができる。Ｉ（ｔ）およびＩ（ｔ−３０°）には、直流成分Ｉｄｃと高調波とが含まれるわけであるが、（１）式の演算を行うことによりこれらの直流成分Ｉｄｃが相殺される。

図２の（３）に破線で示される電流Ｉ１（ｔ）は、第１の移相回路１８−１において９０°位相を遅らせた電流Ｉ１の波形である。この電流Ｉ１（ｔ）は（４）式により得られる。

図２の（４）に一点鎖線で示される電流Ｉ２（ｔ）は、第２の移相回路１８−２において４５°位相を遅らせた電流Ｉ２の波形である。この電流Ｉ２（ｔ）は（５）式により得られる。

また、図２の（４）に二点鎖線で示される電流Ｉ３（ｔ）は、第３の移相回路１８−３において４５°位相を進めた電流Ｉ３の波形である。この電流Ｉ３（ｔ）は（６）式により得られる。

（４）式〜（６）式に示されるＩ０（ｔ）は、現時点の電流を表し、Ｉ０（ｔ−３０°）は３０°前の電流を表す。また、（）内の係数を設定することによって、（４）式〜（６）式に示される電流Ｉ１（ｔ）〜Ｉ３（ｔ）の振幅値を、ＣＢＦ検出リレー８に入力される電流の振幅値と一致させることができる。このように、現時点データＩ０（ｔ）と３０°前データＩ０（ｔ−３０）とを使って、４５°遅れ、４５°進み、９０°進みの移相処理が行われる。なお、実施の形態１にかかる継電器４では、一例として±４５°と９０°の移相処理が行われているが、これに限定されるものではなく、他の角度（例えば±３０°、±６０°、９０°）でもよい。

これら４つの電流を同じ時間軸に配置した場合、これらの電流の波形は図２の（５）ようになる。図２の（５）は、図２の（４）を拡大したものであり、各電流の波形から明らかなように、入力が交流の場合、零クロスする点が４５°毎に現れる。

零クロス判定部１９では、（７）式または（８）式に示される判定が行われる。αは零クロス判定閾値である。

上記（７）、（８）式に示されるＩｎ（ｔ）は、第１の零クロス判定回路１９−１に入力される電流Ｉ０、第２の零クロス判定回路１９−２に入力される電流Ｉ１、第３の零クロス判定回路１９−３に入力される電流Ｉ２、または第４の零クロス判定回路１９−４に入力される電流Ｉ３を表す。

また、上記（７）、（８）式に示される零クロス判定閾値αは、電流零付近の不確定な零クロス判定を避けるために設定され、過電流整定値＊に対して十分小さな値とする。

この零クロス判定閾値αと第３の動作タイマー回路２１との関係を説明する。図２の（５）の拡大図には、演算周期を示す破線が３０°間隔で記されている。また、同図には零クロス判定閾値αが示されている。上記（７）、（８）式によって、各電流Ｉ０〜Ｉ３の瞬時値を零クロス判定閾値α（−α）と比較したとき、交流入力が継続している場合、第１〜第４の零クロス判定回路１９−１〜１９−４の何れかにおいて零クロス判定が成立する。換言すると、交流入力が継続していない場合には、移相処理前の電流Ｉ０の波形と移相処理後の電流Ｉ１〜Ｉ３の波形との何れもが零クロスしないこととなる。図２の（４）に示される区間「Ｂ」には、電流Ｉ０〜Ｉ３の波形が何れもが零クロスしない様子が示されている。

そして、論理和回路２０では、第１〜第４の零クロス判定回路１９−１〜１９−４からの零クロス点信号の論理和がとられ、反転信号付第３の動作タイマー回路２１では、論理和回路２０からの論理和の結果が反転され、その反転された信号によって復帰照合が行われる。反転された信号が「１」の場合、この信号は交流入力が零クロス判定閾値αと比較して零クロスしない小さい電流であることを示し、その信号が反転信号付第３の動作タイマー回路２１の動作照合タイマー値が経過するまで継続したとき、反転信号付第３の動作タイマー回路２１は小電流を確定させる。すなわち、反転信号付第３の動作タイマー回路２１、論理和回路２０からの信号をトリガーとして、反転信号付第３の動作タイマー回路２１によって小電流を確定させる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１の出力は、論理和回路２２を経由してフリップフロップ回路１３のリセットＲ側に入力され、このことにより、第１のデジタル出力リレー回路１６の出力を復帰する。なお、反転信号付第３の動作タイマー回路２１は、通常３０°間隔で１回もしくは２回の照合回数に設定される。

なお、実施の形態１にかかる継電器４では、判定値Ｉｓによる電流検出において実効値Ｉｒｍｓを用いているが、実効値計算はある意味で積分計算であり、高調波などの影響を緩和するフィルター効果が期待できる利点がある。その前段のフィルター回路を強化することで瞬時値（すなわちピーク値）による判定を実施しても同等の効果が得られる。

このように、実施の形態１にかかる電流復帰判定部５０は、電流Ｉに含まれる直流成分を除去して電流Ｉ０（第１の電流データ）を生成する第２のデジタルフィルター回路９−２と、電流Ｉ０の移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流Ｉ１〜Ｉ３を第２の電流データとして生成する移相処理部１８と、電流Ｉ０と各電流Ｉ１〜Ｉ３とが零クロスするか否かを判定し、電流Ｉ０と各電流Ｉ１〜Ｉ３とが何れも零クロスしないとき第２の復帰信号を出力する零クロス判定部１９を備える。

なお、実施の形態１にかかる電流復帰判定部５０は、３個の移相回路と４個の零クロス判定回路とを有して構成されているが、移相回路と零クロス判定回路の数はこれに限定されるものではなく、例えば、第１の零クロス判定回路１９−１、第１の移相回路１８−１、および第２の零クロス判定回路１９−２のみの構成とした場合でも、移相処理前の電流と移相処理後の電流とを用いた零クロス判定が実施されるため、１サイクル未満での高速復帰が可能である。

以上に説明したように、実施の形態１にかかる継電器４は、ＣＴ３から取り込まれた電流Ｉの実効値Ｉｒｍｓと予め設定された判定値Ｉｓとに基づいて過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する過電流判定部４０（第１の過電流判定部）と、電流Ｉに含まれる直流成分を除去し、直流成分が除去された電流Ｉ０（第１の電流データ）の位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の電流Ｉ１〜Ｉ３（第２の電流データ）を生成した後に、移相処理前の電流Ｉ０（第１の電流データ）と移相処理後の電流Ｉ１〜Ｉ３（第２の電流データ）とに基づいて、過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する電流復帰判定部５０（第２の過電流判定部）と、第１の復帰信号と第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる復帰制御部６０と、を備えるようにしたので、高速に電流零を検出でき、復帰時間を高速化することができる。従来の技術は、整定値（判定値Ｉｓ）と比較して動作値および復帰値を判定する機能によって、大電流からの復帰時間をある程度まで高速化するように構成されているものの、高調波成分を除去するためのフィルター回路によって、大電流からの復帰においては電流の過渡的な変化が緩慢となるため、実効値が整定値未満となるまでの時間が遅くなり、高速復帰が困難であった。また、ＣＴ３が飽和した場合にはＣＴ二次電流、すなわち直流成分によってさらに復帰が遅れることとなる。本実施の形態にかかる継電器４は、過電流判定部４０と電流復帰判定部５０とを備えるため、実効値演算による動作値および復帰値の判定精度を確保すると共に、系統事故発生時に直流成分が流れるようなケースにおいても１サイクル未満での高速復帰が可能である。特に、位相が異なる複数の電流を用いることによって第２の復帰信号の判定時間を短出させることが可能となる。その結果、整定値精度と高速復帰を両立させることが可能である。

実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２にかかる過電流継電器４の構成図である。実施の形態１では、高速復帰判定をするために、零クロス判定部１９を用いているが、実施の形態２では、零クロス判定部１９の代わりに絶対値判定部３０を用いて、移相処理後の電流の大きさ（実効値、ピーク値）をみて第２の復帰信号を出力するように構成されている。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

実施の形態２にかかるＣＢＦ検出リレー８は、主たる構成として、過電流判定部（第１の過電流判定部）４０と、電流復帰判定部（第２の過電流判定部）５１と、復帰制御部６０と、論理積回路２４と、第４の動作タイマー回路２５とを有して構成されている。電流復帰判定部５１は、第２のデジタルフィルター回路９−２と、移相処理部１８と、絶対値判定部３０と、論理和回路２０と、第３の動作タイマー回路２１とを有して構成されている。また、絶対値判定部３０は、一例として各々独立した４個の絶対値判定回路（第１の絶対値判定回路３０−１、第２の絶対値判定回路３０−２、第３の絶対値判定回路３０−３、および第４の絶対値判定回路３０−４）で構成されている。

第１の絶対値判定回路３０−１は、電流Ｉ０の絶対値を求め、その絶対値と所定の判定値α´との比較を行う。第２の絶対値判定回路３０−２は、電流Ｉ１の絶対値を求めその絶対値と所定の判定値α´との比較を行う。第３の絶対値判定回路３０−３は、電流Ｉ２の絶対値を求め、その絶対値と所定の判定値α´との比較を行う。第４の絶対値判定回路３０−４は、電流Ｉ３の絶対値を求め、その絶対値と所定の判定値α´との比較を行う。論理和回路２０は、絶対値判定部３０からの絶対値判定結果の論理和をとる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１は、論理和回路２０からの論理和の結果を反転し、その反転した後の信号が「１」である場合、予め設定された動作照合タイマー値が経過するまでの間、複数回の復帰照合を実施して第２の復帰信号「１」を出力する。そして、反転信号付第３の動作タイマー回路２１の第２の復帰信号「１」は、論理和回路２２に出力される。

以下、電流復帰判定部５１の動作を説明する。アナログデジタル変換器７の出力は、第２のデジタルフィルター回路９−２に入力され、第２のデジタルフィルター回路９−２からの電流Ｉ０は、第１の絶対値判定回路３０−１と移相処理部１８とにそれぞれ入力される。

移相処理部１８では、直流成分が除去された電流Ｉ０の位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の電流Ｉ０〜Ｉ３を生成する。絶対値判定部３０では、電流Ｉ０〜Ｉ３の波形の絶対値が判定され、その結果がそれぞれ論理和回路２０に入力される。絶対値判定部３０からの判定結果が全て「０」の場合、論理和回路２０の出力は「０」となり、反転信号付第３の動作タイマー回路２１には反転された信号「１」が取り込まれる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１では複数回の復帰照合が実施され、その第２の復帰信号「１」は、論理和回路２２を経由してフリップフロップ回路１３のリセットＲ側に入力される。そして、フリップフロップ回路１３に第２の復帰信号「１」が入力されたとき、第１のデジタル出力リレー回路１６および論理積回路２４への出力がリセットされる。

次に、図２の（５）に示される波形を併用して、電流復帰判定部５１の動作を説明する。図２の（５）に示すように、電流Ｉ０（ｔ）、電流Ｉ１（ｔ）、電流Ｉ２（ｔ）、および電流Ｉ３（ｔ）の何れかは４５°ごとにピーク値を示す。絶対値判定部３０では、それらの瞬時値の絶対値｜Ｉ０（ｔ）｜、｜Ｉ１（ｔ）｜、｜Ｉ２（ｔ）｜、および｜Ｉ３（ｔ）｜が求められ、（９）式に示されるようにこれらの絶対値が所定の判定値α´を超える場合の出力が論理和回路２２と反転信号付第３の動作タイマー回路２１とに取り込まれる。絶対値が所定の判定値α´以下である状態が、反転信号付動作タイマー回路２１で設定される間継続するとき、第２の復帰信号が出力される。すなわち、事故電流が零に復帰したと判定する。なお、所定の判定値α´は、電流零入力に対する不確定な絶対値判定を避けるために設定され、所定の整定値＊に対して十分小さな値とする。

このように、実施の形態２にかかる電流復帰判定部５１は、電流Ｉに含まれる直流成分を除去して電流Ｉ０（第１の電流データ）を生成する第２のデジタルフィルター回路９−２と、電流Ｉ０の移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流Ｉ１〜Ｉ３を第２の電流データとして生成する移相処理部１８と、電流Ｉ０の絶対値と各電流Ｉ１〜Ｉ３の絶対値とを各々求めると共に、これらの絶対値が所定の判定値α´以下であるか否かを判定し、これらの絶対値が何れも所定の判定値α´以下であるとき第２の復帰信号を出力する絶対値判定部３０とを備える。図２の（４）に示される区間「Ｂ」には、電流Ｉ０〜Ｉ３の波形の絶対値が図示しない判定値α´以下となったときの様子が示されている。

なお、実施の形態２にかかる電流復帰判定部５１は、３個の移相回路と４つの絶対値判定回路とを有して構成されているが、移相回路と絶対値判定回路の数はこれに限定されるものではなく、例えば、第１の絶対値判定回路３０−１、第１の移相回路１８−１、および第２の絶対値判定回路３０−２のみの構成とした場合でも、移相処理前の電流と移相処理後の電流とを用いた絶対値判定が実施されるため、１サイクル未満での高速復帰が可能である。

以上に説明したように、実施の形態２にかかる継電器４は、ＣＴ３から取り込まれた電流Ｉの実効値Ｉｒｍｓと予め設定された判定値Ｉｓとに基づいて過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する過電流判定部４０（第１の過電流判定部）と、電流Ｉに含まれる直流成分を除去し、直流成分が除去された電流Ｉ０（第１の電流データ）の位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の電流Ｉ１〜Ｉ３（第２の電流データ）を生成した後に、移相処理前の電流Ｉ０（第１の電流データ）と移相処理後の電流Ｉ１〜Ｉ３（第２の電流データ）とに基づいて、過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する電流復帰判定部５１（第２の過電流判定部）と、第１の復帰信号と第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる復帰制御部６０と、を備えるようにしたので、実施の形態１にかかる継電器４と同様に整定値精度と高速復帰を両立させることができると共に、実施の形態１にかかる継電器４よりも復帰判定を簡略化することが可能である。

実施の形態３．
実施の形態１、２では、第２のデジタルフィルター回路９−２と移相処理部１８とを用いて、直流成分の除去と移相処理とを実行しているが、実施の形態３にかかる継電器４では、第２のデジタルフィルター回路９−２と移相処理部１８の代わりに移相処理部１４を備え、この移相処理部１４によって直流成分の除去と移相処理とを実行するように構成されている。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

図４は、本発明の実施の形態３にかかる過電流継電器４の構成図である。実施の形態３にかかるＣＢＦ検出リレー８は、主たる構成として、過電流判定部（第１の過電流判定部）４０と、電流復帰判定部（第２の過電流判定部）５２と、復帰制御部６０と、論理積回路２４と、第４の動作タイマー回路２５とを有して構成されている。電流復帰判定部５２は、移相処理部１４と、零クロス判定部１９と、論理和回路２０と、反転信号付第３の動作タイマー回路２１とを有して構成されている。移相処理部１４は、一例として各々独立した４個のデジタルフィルター回路（第２のデジタルフィルター回路９−２、第３のデジタルフィルター回路９−３、第４のデジタルフィルター回路９−４、および第５のデジタルフィルター回路９−５）で構成されている。

第２のデジタルフィルター回路９−２は、所定の差分処理によって、アナログデジタル変換器７からの電流Ｉに含まれる直流成分を除去すると共に、直流成分が除去された電流の位相を異なる値に変化させる移相処理を行い、電流データである電流Ｉ０を生成する。以下同様に、第３のデジタルフィルター回路９−３は、電流Ｉに含まれる直流成分が除去された電流の移相処理を行い電流データである電流Ｉ１を生成する。第４のデジタルフィルター回路９−４は、電流Ｉに含まれる直流成分が除去された電流の移相処理を行い電流データである電流Ｉ２を生成する。第５のデジタルフィルター回路９−５は、電流Ｉに含まれる直流成分が除去された電流の移相処理を行い電流データである電流Ｉ３を生成する。第１の零クロス判定回路１９−１は、第２のデジタルフィルター回路９−２からの電流Ｉ０が零クロスしたか否かを判定し、零クロス点を検出した場合、零クロス信号を出力する。以下同様に、第２の零クロス判定回路１９−２は、電流Ｉ１の零クロス点を検出し、第３の零クロス判定回路１９−３は、電流Ｉ２の零クロス点を検出し、第４の零クロス判定回路１９−４は、電流Ｉ３の零クロス点を検出する。

以下、動作を説明する。アナログデジタル変換器７の出力は、移相処理部１４に入力され差分処理および移相処理が実行された電流Ｉ０〜Ｉ３は、零クロス判定部１９に入力される。零クロス判定部１９では、電流Ｉ０〜Ｉ３の波形の零クロス点が判定され、その結果がそれぞれ論理和回路２０に入力される。零クロス判定部１９からの判定結果が全て「０」の場合、論理和回路２０の出力は「０」となり、反転信号付第３の動作タイマー回路２１には反転された信号「１」が取り込まれる。反転信号付第３の動作タイマー回路２１では複数回の復帰照合が実施され、その第２の復帰信号「１」は、論理和回路２２を経由してフリップフロップ回路１３のリセットＲ側に入力される。そして、フリップフロップ回路１３に第２の復帰信号「１」が入力されたとき、第１のデジタル出力リレー回路１６および論理積回路２４への出力がリセットされる。

次に、移相処理部１４における演算処理について説明する。第２のデジタルフィルター回路９−２は、（１０）式に示される演算により電流Ｉ０（ｔ）を出力する。

第３のデジタルフィルター回路９−３は、（１１）式に示される演算により電流Ｉ１（ｔ）を出力する。

第４のデジタルフィルター回路９−４は、（１２）式に示される演算により電流Ｉ２（ｔ）を出力する。

第５のデジタルフィルター回路９−５は、（１３）式に示される演算により電流Ｉ３（ｔ）を出力する。

このようにすれば、実施の形態１、２にかかる移相処理の演算よりも簡単な差分処理によって、実施の形態１と同様の効果を得ることが可能となる。なお、上記のように定数ｋ０〜ｋ２を設定することによって、移相処理部１４から出力される差分電流Ｉ０（ｔ）〜Ｉ３（ｔ）の振幅値を、ＣＢＦ検出リレー８に入力される電流の振幅値と一致させることができる。ただし、零クロス判定のように振幅値の大きさを一致させる必要が特にない場合には定数ｋ０〜ｋ２＝１にすることも可能である。

上記の差分処理をすることによって、電流が零に復帰する際に生じる直流成分を除去することができると共に、図２の（５）に示すように、各電流Ｉ１（ｔ）〜Ｉ３（ｔ）は電流Ｉ０（ｔ）に対して次の位相関係になる。
Ｉ１（ｔ）は、Ｉ０（ｔ）に対して４５°遅れ位相。
Ｉ２（ｔ）は、Ｉ０（ｔ）に対して４５°進み位相。
Ｉ３（ｔ）は、Ｉ０（ｔ）に対して９０°遅れ位相。

なお、上記説明では、現在電流と差分を取る過去電流は１２０°前まで使用するため、実施の形態１の方式（現時点から６０°前までの電流を使用）と比較して電気角６０°分の遅れがあるが、零クロス判定の場合にはｋ０〜ｋ２＝１にすることができるので演算が簡単になるという利点がある。

零クロス判定部１９では、実施の形態１と同様にＩ０〜Ｉ３を用いて零クロス判定が行われる。この零クロス判定に用いる演算式は、実施の形態１に示した（７）式、（８）式と同様であるため、その説明を割愛する。

このように、実施の形態３にかかる電流復帰判定部５２は、電流Ｉに含まれる直流成分を除去すると共に位相を変化させる移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流Ｉ０〜Ｉ３（複数の電流データ）を生成する移相処理部１４と、移相処理部１４からの各電流Ｉ０〜Ｉ３（複数の電流データ）が零クロスするか否かを判定し、各電流Ｉ０〜Ｉ３が何れも零クロスしないとき第２の復帰信号を出力する零クロス判定部１９と、を備える。

なお、実施の形態３では零クロス判定を行っているが、零クロス判定部１９の代わりに実施の形態２に示した絶対値判定部３０を用いてもよい。すなわち、電流復帰判定部５２は、電流Ｉに含まれる直流成分を除去すると共に位相を変化させる移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流Ｉ０〜Ｉ３（複数の電流データ）を生成する移相処理部１４と、複数の電流データを生成する移相処理部１４と、移相処理部１４からの各電流の絶対値を各々求めると共に、これらの絶対値が所定の判定値α´以下であるか否かを判定し、これらの絶対値が何れも当該所定の判定値α´以下であるとき第２の復帰信号を出力する絶対値判定部３０と、を備えるように構成してもよい。このように構成した場合、定数ｋ０〜ｋ２の定数を乗ずる必要があるが、実施の形態２と同様にピーク値検出による高速な復帰判定が可能である。

なお、実施の形態３では、４個のデジタルフィルター回路と４個の零クロス判定回路とを用いているが、デジタルフィルター回路と零クロス判定回路の数はこれに限定されるものではなく、例えば、第２のデジタルフィルター回路９−２、第３のデジタルフィルター回路９−３、第１の零クロス検出回路１９−１、および第２の零クロス検出回路１９−２のみの構成とした場合でも、移相処理前の電流と移相処理後の電流とを用いた零クロス判定が実施されるため、１サイクル未満での高速復帰が可能である。また、零クロス判定部１９を用いた場合も同様である。すなわち、例えば、第２のデジタルフィルター回路９−２、第３のデジタルフィルター回路９−３、第１の絶対値判定回路３０−１、および第２の絶対値判定回路３０−２のみの構成とした場合でも、移相処理前の電流と移相処理後の電流とを用いた絶対値判定が実施され、１サイクル未満での高速復帰が可能である。

以上に説明したように、実施の形態３にかかる継電器４は、ＣＴ３から取り込まれた電流Ｉの実効値Ｉｒｍｓと予め設定された判定値Ｉｓとに基づいて過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する過電流判定部４０（第１の過電流判定部）と、電流Ｉに含まれる直流成分を除去すると共に位相を変化させる移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流Ｉ０〜Ｉ３（複数の電流データ）を生成した後に、位相が異なる各電流Ｉ０〜Ｉ３に基づいて過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する電流復帰判定部５２（第２の過電流判定部）と、第１の復帰信号と第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる指令制御部６０と、を備えるようにしたので、移相処理部１４によってＣＴ飽和時の直流成分の影響が除去され、かつ、電流位相を変化させることができるため、複数の移相処理を実行したときと同じ効果を得ることが可能である。

なお、実施の形態１〜３の説明では、この発明の用途としてＣＢＦ検出に用いる過電流継電器の場合を例に説明したが、ＣＢＦ検出以外の目的に用いられ、ＣＢ開放後の電流零を検出する過電流継電器にも適用可能である。

以上のように、本発明は、過電流継電器に適用可能であり、特に、系統事故発生時において直流成分が流れるようなケースにおいても高速復帰を実現可能な発明として有用である。

１ 送電線
２ ＣＢ
３ ＣＴ
４ 過電流継電器
５ 入力変換器
６ アナログフィルター回路
７ アナログデジタル変換器
８ ＣＢＦ検出リレー
９−１ 第１のデジタルフィルター回路
９−２ 第２のデジタルフィルター回路
９−３ 第３のデジタルフィルター回路
９−４ 第４のデジタルフィルター回路
９−５ 第５のデジタルフィルター回路
１０ 実効値演算回路
１１ 比較回路
１２ 第１の動作タイマー回路
１３ フリップフロップ回路
１４、１８ 移相処理部
１５ 反転信号付第２の動作タイマー回路
１６ 第１のデジタル出力リレー回路
１８−１ 第１の移相回路
１８−２ 第２の移相回路
１８−３ 第３の移相回路
１９ 零クロス判定部
１９−１ 第１の零クロス判定回路
１９−２ 第２の零クロス判定回路
１９−３ 第３の零クロス判定回路
１９−４ 第４の零クロス判定回路
２０ 論理和回路
２１ 反転信号付第３の動作タイマー回路
２２ 論理和回路
２３ デジタル入力回路
２４ 論理積回路
２５ 第４の動作タイマー回路
２６ 第２のデジタル出力リレー回路
３０ 絶対値判定部
３０−１ 第１の絶対値判定回路
３０−２ 第２の絶対値判定回路
３０−３ 第３の絶対値判定回路
３０−４ 第４の絶対値判定回路
４０ 過電流判定部（第１の過電流判定部）
５０、５１、５２ 電流復帰判定部（第２の過電流判定部）
６０ 復帰制御部
α、−α 零クロス判定閾値
Ｉ 電流
Ｉ０ 電流（第１の電流データまたは電流データ）
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３ 電流（第２の電流データまたは電流データ）
Ｉｒｍｓ 実効値
Ｉｓ、α´ 判定値

Claims (6)

1. 電力系統にて検出された電流に基づいて電力系統に設けられた遮断器を動作させて電力系統の保護を行う過電流継電器であって、
   前記電流の実効値と予め設定された判定値とに基づいて、前記過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する第１の過電流判定部と、
   前記電流に含まれる直流成分を除去し、前記直流成分が除去された第１の電流データの位相を変化させる移相処理を行って移相処理後の第２の電流データを生成した後に、前記第１の電流データと前記第２の電流データとに基づいて、前記過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する第２の過電流判定部と、
   前記第１の復帰信号と前記第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる復帰制御部と、
   を備えたことを特徴とする過電流継電器。
2. 前記第２の過電流判定部は、
   前記電流に含まれる直流成分を除去して前記第１の電流データを生成するデジタルフィルター回路と、
   前記第１の電流データの前記移相処理を行い、各々位相が異なる複数の電流データを前記第２の電流データとして生成する移相処理部と、
   前記デジタルフィルター回路からの前記第１の電流データと前記移相処理部からの前記各第２の電流データとが零クロスするか否かを判定し、前記第１の電流データと前記各第２の電流データとが何れも零クロスしないとき前記第２の復帰信号を出力する零クロス判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の過電流継電器。
3. 前記第２の過電流判定部は、
   前記電流に含まれる直流成分を除去して前記第１の電流データを生成するデジタルフィルター回路と、
   前記第１の電流データの前記移相処理を行い、各々位相が異なる複数の電流データを前記第２の電流データとして生成する移相処理部と、
   前記デジタルフィルター回路からの前記第１の電流データの絶対値と、前記移相処理部からの前記各第２の電流データの絶対値とを各々求めると共に、これらの絶対値が所定の判定値以下であるか否かを判定し、これらの絶対値が何れも前記所定の判定値以下であるとき前記第２の復帰信号を出力する絶対値判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の過電流継電器。
4. 電力系統にて検出された電流に基づいて電力系統に設けられた遮断器を動作させて電力系統の保護を行う過電流継電器であって、
   前記電流の実効値と予め設定された判定値とに基づいて、前記過電流継電器出力を復帰させる第１の復帰信号を出力する第１の過電流判定部と、
   前記電流に含まれる直流成分を除去すると共に位相を変化させる移相処理を行い各々位相が異なる複数の電流データを生成した後に、位相が異なる前記各電流データに基づいて前記過電流継電器出力を復帰させる第２の復帰信号を出力する第２の過電流判定部と、
   前記第１の復帰信号と前記第２の復帰信号との何れかが入力されたとき過電流要素の動作信号を停止させる復帰制御部と、
   を備えたことを特徴とする過電流継電器。
5. 前記第２の過電流判定部は、
   前記複数の電流データを生成する移相処理部と、
   前記移相処理部からの前記各電流データが零クロスするか否かを判定し、前記各電流データが何れも零クロスしないとき前記第２の復帰信号を出力する零クロス判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項４に記載の過電流継電器。
6. 前記第２の過電流判定部は、
   前記複数の電流データを生成する移相処理部と、
   前記移相処理部からの前記各電流データの絶対値を各々求めると共に、これらの絶対値が所定の判定値以下であるか否かを判定し、これらの絶対値が何れも当該所定の判定値以下であるとき前記第２の復帰信号を出力する絶対値判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項４に記載の過電流継電器。

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