JP3520947B2 - 回路遮断器 - Google Patents
回路遮断器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電路の過電流及び漏
電を検出して電路を遮断する回路遮断器であって、特に
零磁束変流器（ＺＣＴ）のような漏電センサを用いるこ
となく漏電を検出する機能を備えた回路遮断器に関す
る。なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相
当部分を示す。
電を検出して電路を遮断する回路遮断器であって、特に
零磁束変流器（ＺＣＴ）のような漏電センサを用いるこ
となく漏電を検出する機能を備えた回路遮断器に関す
る。なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相
当部分を示す。
【０００２】
【従来の技術】図６はこの種の従来の回路遮断器の構成
例を示すブロック図である。同図において５はこの回路
遮断器の電源側端子、７は同じく負荷側端子、６は過電
流又は漏電の事故時に電源から負荷を切離すための開離
接点、１２３はこの開離接点６を作動する作動装置、１
２２はこの作動装置１２３を付勢するためのトリップ回
路である。
例を示すブロック図である。同図において５はこの回路
遮断器の電源側端子、７は同じく負荷側端子、６は過電
流又は漏電の事故時に電源から負荷を切離すための開離
接点、１２３はこの開離接点６を作動する作動装置、１
２２はこの作動装置１２３を付勢するためのトリップ回
路である。
【０００３】また１〜３は３相の各線電流を検出するた
めの変流器（ＣＴとも略記する）、４は漏電検出用の零
磁束変流器（ＺＣＴとも略記する）、１０１〜１０３は
夫々ＣＴ１〜３の検出電流を整流する全波整流器、１０
４〜１０６は夫々全波整流器１０１〜１０３から出力さ
れるＣＴ１〜３の検出電流を電圧に変換する負担回路、
１０７はＺＣＴ４の検出電流を電圧に変換する負担回
路、２００〜２０２及び２０３は夫々負担回路１０４〜
１０６及び１０７の出力電圧を次に述べるＡ／Ｄ変換手
段に適合する電圧に変換増幅する信号変換回路である。
めの変流器（ＣＴとも略記する）、４は漏電検出用の零
磁束変流器（ＺＣＴとも略記する）、１０１〜１０３は
夫々ＣＴ１〜３の検出電流を整流する全波整流器、１０
４〜１０６は夫々全波整流器１０１〜１０３から出力さ
れるＣＴ１〜３の検出電流を電圧に変換する負担回路、
１０７はＺＣＴ４の検出電流を電圧に変換する負担回
路、２００〜２０２及び２０３は夫々負担回路１０４〜
１０６及び１０７の出力電圧を次に述べるＡ／Ｄ変換手
段に適合する電圧に変換増幅する信号変換回路である。
【０００４】１１０はＡ／Ｄ変換手段１１１，実効値計
算手段１１６〜１１８，漏電実効値計算手段１２４，最
大値検出手段１１９，時限発生手段１２１等の機能部か
らなるマイクロコントローラである。信号変換回路２０
０〜２０２及び漏電信号変換回路２０３から出力された
夫々ＣＴ１〜３及びＺＣＴ４の検出信号はマイクロコン
トローラ１１０に入力され、そのＡ／Ｄ変換手段１１１
を介してデジタル信号となる。マイクロコントローラ１
１０は、このデジタル信号から夫々実効値計算手段１１
６〜１１８及び漏電実効値計算手段１２４を介して、Ｃ
Ｔ１〜３及びＺＣＴ４により検出された実効値電流を計
算し、さらにＣＴ１〜３の実効値電流については最大値
検出手段１１９を介しその最大値を検出し、この最大値
検出手段１１９又は漏電実効値計算手段１２４の出力す
る実効値電流が夫々所定の設定電流を越えると、時限発
生手段１２１を介し、この越えた値に対応する遅れ時限
を発生させ、この時限の経過後にトリップ回路１２２を
作動させ、作動装置１２３を介して開離接点６を開き、
電路を遮断する。
算手段１１６〜１１８，漏電実効値計算手段１２４，最
大値検出手段１１９，時限発生手段１２１等の機能部か
らなるマイクロコントローラである。信号変換回路２０
０〜２０２及び漏電信号変換回路２０３から出力された
夫々ＣＴ１〜３及びＺＣＴ４の検出信号はマイクロコン
トローラ１１０に入力され、そのＡ／Ｄ変換手段１１１
を介してデジタル信号となる。マイクロコントローラ１
１０は、このデジタル信号から夫々実効値計算手段１１
６〜１１８及び漏電実効値計算手段１２４を介して、Ｃ
Ｔ１〜３及びＺＣＴ４により検出された実効値電流を計
算し、さらにＣＴ１〜３の実効値電流については最大値
検出手段１１９を介しその最大値を検出し、この最大値
検出手段１１９又は漏電実効値計算手段１２４の出力す
る実効値電流が夫々所定の設定電流を越えると、時限発
生手段１２１を介し、この越えた値に対応する遅れ時限
を発生させ、この時限の経過後にトリップ回路１２２を
作動させ、作動装置１２３を介して開離接点６を開き、
電路を遮断する。
【０００５】
【発明が解決しようする課題】しかしながら上述した従
来の回路遮断器では漏電保護機能を作動させるために漏
電検出用センサとしてのＺＣＴ４を必要とし、そのため
装置のコストアップ及び大型化を招くという問題があ
る。そこで本発明はこの問題を解消し、漏電検出用セン
サ（ＺＣＴ）４を削除して、なお且つ漏電保護機能を有
する回路遮断器を提供することを課題とする。
来の回路遮断器では漏電保護機能を作動させるために漏
電検出用センサとしてのＺＣＴ４を必要とし、そのため
装置のコストアップ及び大型化を招くという問題があ
る。そこで本発明はこの問題を解消し、漏電検出用セン
サ（ＺＣＴ）４を削除して、なお且つ漏電保護機能を有
する回路遮断器を提供することを課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに請求項１の回路遮断器は、相別の各電線路から夫々
当該の線電流に比例する電圧を検出出力する線電流検出
手段（変流器１〜３，全波整流器１０１〜１０３，負担
回路１０４〜１０６など）と、この各相別の線電流の検
出電圧を夫々デジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段（１
１１Ａ）とを備え、このＡ／Ｄ変換手段の出力するデジ
タル値から（実効値計算手段１１６〜１１８，最大値検
出手段１１９などを介して）求めた何れかの線電流が定
格値を越えたときは（時限発生手段１２１，トリップ回
路１２２，作動装置１２３，開離接点６などを介し）電
線路を開放する回路遮断器において、前記Ａ／Ｄ変換手
段の変換分解能の１ビット分に相当する電圧のピーク値
を持ち電線路の電源周波数より充分高い周波数の三角波
バイアス電圧（δ）を前記の各相別の線電流の検出電圧
に夫々重畳する手段（方形波発生手段１１２，三角波発
生部１２７，加算回路２１１〜２１３など）を備え、前
記三角波バイアス電圧の０とピークに挟まれる区間を所
定の複数区間に分割するサンプリング周期（Ｔｓ）で、
前記Ａ／Ｄ変換手段が前記三角波バイアス電圧と線電流
の検出電圧との重畳電圧をデジタル値へ変換すると共
に、さらに、各電線路毎の、少なくとも前記三角波バイ
アス電圧の０とピークに挟まれる区間分の前記重畳電圧
のデジタル変換値の積算値から線電流に含まれる零相電
流を求め、この零相電流が定格値を越えたときは、（時
限発生手段１２１等を介して）電線路を開放する漏電時
電路開放手段（零相分検出手段１２０）を備えるように
する。
めに請求項１の回路遮断器は、相別の各電線路から夫々
当該の線電流に比例する電圧を検出出力する線電流検出
手段（変流器１〜３，全波整流器１０１〜１０３，負担
回路１０４〜１０６など）と、この各相別の線電流の検
出電圧を夫々デジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段（１
１１Ａ）とを備え、このＡ／Ｄ変換手段の出力するデジ
タル値から（実効値計算手段１１６〜１１８，最大値検
出手段１１９などを介して）求めた何れかの線電流が定
格値を越えたときは（時限発生手段１２１，トリップ回
路１２２，作動装置１２３，開離接点６などを介し）電
線路を開放する回路遮断器において、前記Ａ／Ｄ変換手
段の変換分解能の１ビット分に相当する電圧のピーク値
を持ち電線路の電源周波数より充分高い周波数の三角波
バイアス電圧（δ）を前記の各相別の線電流の検出電圧
に夫々重畳する手段（方形波発生手段１１２，三角波発
生部１２７，加算回路２１１〜２１３など）を備え、前
記三角波バイアス電圧の０とピークに挟まれる区間を所
定の複数区間に分割するサンプリング周期（Ｔｓ）で、
前記Ａ／Ｄ変換手段が前記三角波バイアス電圧と線電流
の検出電圧との重畳電圧をデジタル値へ変換すると共
に、さらに、各電線路毎の、少なくとも前記三角波バイ
アス電圧の０とピークに挟まれる区間分の前記重畳電圧
のデジタル変換値の積算値から線電流に含まれる零相電
流を求め、この零相電流が定格値を越えたときは、（時
限発生手段１２１等を介して）電線路を開放する漏電時
電路開放手段（零相分検出手段１２０）を備えるように
する。
【０００７】また請求項２の回路遮断器は、請求項１に
記載の回路遮断器において、各電線路毎の前記重畳電圧
のデジタル変換値または積算値から、夫々周期的信号の
みを抽出する適応フィルタ手段（１１３〜１１５）を備
え、前記漏電時電路開放手段がこの抽出された周期的信
号成分を用いて前記のように零相電流を求めるようにす
る。
記載の回路遮断器において、各電線路毎の前記重畳電圧
のデジタル変換値または積算値から、夫々周期的信号の
みを抽出する適応フィルタ手段（１１３〜１１５）を備
え、前記漏電時電路開放手段がこの抽出された周期的信
号成分を用いて前記のように零相電流を求めるようにす
る。
【０００８】また請求項３の回路遮断器は、請求項１又
は２に記載の回路遮断器において、前記Ａ／Ｄ変換手段
がマイクロコントローラ（１１０）に内蔵されてなるよ
うにする。本発明ではＺＣＴ４のような漏電検出用セン
サを用いず、ＣＴ１〜３から過電流のみならず、通常の
電流に重畳している漏電電流のような微小電流も検出し
ようとするものである。
は２に記載の回路遮断器において、前記Ａ／Ｄ変換手段
がマイクロコントローラ（１１０）に内蔵されてなるよ
うにする。本発明ではＺＣＴ４のような漏電検出用セン
サを用いず、ＣＴ１〜３から過電流のみならず、通常の
電流に重畳している漏電電流のような微小電流も検出し
ようとするものである。
【０００９】このためＡ／Ｄ変換手段の基本的な変換分
解能は変えずに、負担回路１０４〜１０６の出力にＡ／
Ｄ変換手段の変換分解能の１ビット分に相当するピーク
値の三角波バイアス電圧を重畳して信号変換回路に与
え、この信号変換回路の出力（重畳信号）のサンプリン
グに基づくＡ／Ｄ変換値の積算値を求めることで、Ａ／
Ｄ変換手段の実効的な変換分解能を漏電電流の検出可能
なレベルにまで高める。
解能は変えずに、負担回路１０４〜１０６の出力にＡ／
Ｄ変換手段の変換分解能の１ビット分に相当するピーク
値の三角波バイアス電圧を重畳して信号変換回路に与
え、この信号変換回路の出力（重畳信号）のサンプリン
グに基づくＡ／Ｄ変換値の積算値を求めることで、Ａ／
Ｄ変換手段の実効的な変換分解能を漏電電流の検出可能
なレベルにまで高める。
【００１０】但し、この際Ａ／Ｄ変換値の積算値からノ
イズ成分を取除いて周期的信号成分のみを抽出する適応
フィルタ手段を付加し、その抽出値から得た実効値を加
減算し、漏電電流（零相電流成分）を求める。
イズ成分を取除いて周期的信号成分のみを抽出する適応
フィルタ手段を付加し、その抽出値から得た実効値を加
減算し、漏電電流（零相電流成分）を求める。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例としての
構成を示すブロック図で、図６に対応するものである。
図１の図６に対する主要な相違点を述べると、図１にお
いては零磁束変流器（ＺＣＴ）４及びその関連回路が取
除かれ、これに代わりマイクロコントローラ１１０の外
部には、マイクロコントローラ１１０の出力方形波を三
角波に変換する三角波発生部１２７、この三角波発生部
１２７の出力する三角波バイアス電圧δを３相の各ライ
ン別の負担回路１０４〜１０６の出力に重畳する加算回
路２１１〜２１３が新設されている。
構成を示すブロック図で、図６に対応するものである。
図１の図６に対する主要な相違点を述べると、図１にお
いては零磁束変流器（ＺＣＴ）４及びその関連回路が取
除かれ、これに代わりマイクロコントローラ１１０の外
部には、マイクロコントローラ１１０の出力方形波を三
角波に変換する三角波発生部１２７、この三角波発生部
１２７の出力する三角波バイアス電圧δを３相の各ライ
ン別の負担回路１０４〜１０６の出力に重畳する加算回
路２１１〜２１３が新設されている。
【００１２】またマイクロコントローラ１１０の内部で
は、Ａ／Ｄ変換手段が新たなＡ／Ｄ変換手段１１１Ａに
置換わると共に、三角波発生部１２７に方形波を与える
方形波発生手段１１２、３相の各電線路別のＡ／Ｄ変換
出力から夫々ノイズ成分を取除き、周期的成分のみを抽
出する適応フィルタ手段１１３〜１１５、各線電流の実
効値から零相電流（漏電値）の成分を検出する零相分検
出手段１２０が新たに追加されている。
は、Ａ／Ｄ変換手段が新たなＡ／Ｄ変換手段１１１Ａに
置換わると共に、三角波発生部１２７に方形波を与える
方形波発生手段１１２、３相の各電線路別のＡ／Ｄ変換
出力から夫々ノイズ成分を取除き、周期的成分のみを抽
出する適応フィルタ手段１１３〜１１５、各線電流の実
効値から零相電流（漏電値）の成分を検出する零相分検
出手段１２０が新たに追加されている。
【００１３】次に図１の動作を説明する。交流電線路に
事故電流が流れると、各相に対応する変流器（ＣＴ）
１，２，３はその２次側に出力電流を誘起する。この各
出力電流は夫々の全波整流器１０１，１０２，１０３に
より極性変換され、正弦半波が一方向極性に連続して並
んだ全波整流波形の電流が対応する負担回路１０４，１
０５，１０６に夫々供給される。各負担回路１０４，１
０５，１０６の出力信号は各相ごとに加算回路２１１，
２１２，２１３によって、次に述べる三角波バイアス電
圧δを加算重畳されたのち、各相毎の信号変換回路２０
０，２０１，２０２によって増幅される。
事故電流が流れると、各相に対応する変流器（ＣＴ）
１，２，３はその２次側に出力電流を誘起する。この各
出力電流は夫々の全波整流器１０１，１０２，１０３に
より極性変換され、正弦半波が一方向極性に連続して並
んだ全波整流波形の電流が対応する負担回路１０４，１
０５，１０６に夫々供給される。各負担回路１０４，１
０５，１０６の出力信号は各相ごとに加算回路２１１，
２１２，２１３によって、次に述べる三角波バイアス電
圧δを加算重畳されたのち、各相毎の信号変換回路２０
０，２０１，２０２によって増幅される。
【００１４】この信号変換回路２００〜２０２の出力す
る電圧信号がマイクロコントローラ１１０のＡ／Ｄ変換
手段１１１Ａに入力される。マイクロコントローラ１１
０は所定のプログラムに従い動作を実行する。またマイ
クロコントローラ１１０内で方形波発生手段１１２にて
交流電源の周期より極めて短い、或る一定周期（例えば
４μｓ）の方形波を三角波発生部１２７に入力して三角
波バイアス電圧δを簡便な方式で発生している。この三
角波バイアス電圧δのピーク値はＡ／Ｄ変換手段１１１
Ａの最低分解能（１LSB ）相当の大きさとする。この三
角波バイアス電圧δを前述のように夫々加算回路２１１
〜２１３に入力する。そして各負担回路１０４〜１０６
の出力信号と三角波バイアス電圧δとが加算された出力
を各信号変換回路２００〜２０２に入力する。
る電圧信号がマイクロコントローラ１１０のＡ／Ｄ変換
手段１１１Ａに入力される。マイクロコントローラ１１
０は所定のプログラムに従い動作を実行する。またマイ
クロコントローラ１１０内で方形波発生手段１１２にて
交流電源の周期より極めて短い、或る一定周期（例えば
４μｓ）の方形波を三角波発生部１２７に入力して三角
波バイアス電圧δを簡便な方式で発生している。この三
角波バイアス電圧δのピーク値はＡ／Ｄ変換手段１１１
Ａの最低分解能（１LSB ）相当の大きさとする。この三
角波バイアス電圧δを前述のように夫々加算回路２１１
〜２１３に入力する。そして各負担回路１０４〜１０６
の出力信号と三角波バイアス電圧δとが加算された出力
を各信号変換回路２００〜２０２に入力する。
【００１５】マイクロコントローラ１１０の新たなＡ／
Ｄ変換手段１１１Ａは、信号変換回路２００〜２０２の
夫々の出力信号をデジタル変換し、或るサンプリング数
（ここでは２ｍ回とする）分のデジタル値を加算する。
この方式によりＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの分解能の実効
的な向上を実現する。図２はこの動作の説明図で、同図
（Ａ）はＡ／Ｄ変換手段１１１Ａへの入力レベルで見た
三角波バイアス電圧δの波形を示し、同図（Ｂ）はＣＴ
（例えば１）の検出に基づく負担回路（例えば１０４）
の出力（電流検出電圧ｅＩと呼ぶ）と三角波バイアス電
圧δとの重畳信号（加算信号）をＡ／Ｄ変換手段１１１
Ａの入力レベルで見た波形を示す。
Ｄ変換手段１１１Ａは、信号変換回路２００〜２０２の
夫々の出力信号をデジタル変換し、或るサンプリング数
（ここでは２ｍ回とする）分のデジタル値を加算する。
この方式によりＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの分解能の実効
的な向上を実現する。図２はこの動作の説明図で、同図
（Ａ）はＡ／Ｄ変換手段１１１Ａへの入力レベルで見た
三角波バイアス電圧δの波形を示し、同図（Ｂ）はＣＴ
（例えば１）の検出に基づく負担回路（例えば１０４）
の出力（電流検出電圧ｅＩと呼ぶ）と三角波バイアス電
圧δとの重畳信号（加算信号）をＡ／Ｄ変換手段１１１
Ａの入力レベルで見た波形を示す。
【００１６】図２（Ａ）において、三角波バイアス電圧
δの周期Ｔδは交流電源の周期より極めて短く、この例
では４μｓとする。また三角波バイアス電圧δはＴδ／
２＝２μｓの周期で上昇，下降を交互に繰返している。
そして三角波バイアス電圧δのピーク値はＡ／Ｄ変換手
段１１１Ａの１ビット分の分解能のレベルとする。例え
ばＡ／Ｄ変換手段１１１Ａがマイクロコントローラ１１
０に通常に内蔵されているもののように、フルスケール
レベル５Ｖで１０ビットの分解能を持つとすると、三角
波バイアス電圧δのピーク値は５Ｖ／(210=1024)≒５ｍ
Ｖとなる。
δの周期Ｔδは交流電源の周期より極めて短く、この例
では４μｓとする。また三角波バイアス電圧δはＴδ／
２＝２μｓの周期で上昇，下降を交互に繰返している。
そして三角波バイアス電圧δのピーク値はＡ／Ｄ変換手
段１１１Ａの１ビット分の分解能のレベルとする。例え
ばＡ／Ｄ変換手段１１１Ａがマイクロコントローラ１１
０に通常に内蔵されているもののように、フルスケール
レベル５Ｖで１０ビットの分解能を持つとすると、三角
波バイアス電圧δのピーク値は５Ｖ／(210=1024)≒５ｍ
Ｖとなる。
【００１７】図５はマイクロコントローラ１１０の要部
の動作を示すフローチャートで、Ｓ１〜Ｓ９はそのステ
ップを示す。以下では図５も参照しつつ説明する。Ａ／
Ｄ変換手段１１１Ａは三角波バイアス電圧δと同期し
て、その周期Ｔδ間に等間隔で２ｍ回のサンプリングを
行う（図５，Ｓ１）。この例ではｍ＝２4 ＝１６であ
り、サンプリング周期Ｔｓは４μｓ／２×１６＝０．１
２５μｓである。なおこの場合、Ａ／Ｄ変換手段１１１
Ａとしては高速型（例えばΔ−Σ型）を使用する。
の動作を示すフローチャートで、Ｓ１〜Ｓ９はそのステ
ップを示す。以下では図５も参照しつつ説明する。Ａ／
Ｄ変換手段１１１Ａは三角波バイアス電圧δと同期し
て、その周期Ｔδ間に等間隔で２ｍ回のサンプリングを
行う（図５，Ｓ１）。この例ではｍ＝２4 ＝１６であ
り、サンプリング周期Ｔｓは４μｓ／２×１６＝０．１
２５μｓである。なおこの場合、Ａ／Ｄ変換手段１１１
Ａとしては高速型（例えばΔ−Σ型）を使用する。
【００１８】図２（Ｂ）は前述のように信号変換回路の
出力、つまり電流検出電圧ｅＩと三角波バイアス電圧δ
とが加算されたものであり、この信号変換回路の出力レ
ベルは、三角波バイアス電圧δが０の時点ｔ０におい
て、理想の高分解能のＡ／Ｄ変換手段の変換出力レベル
に置換えた場合、ｎとｎ＋１の間にあると仮定する。こ
の場合現実のＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの変換出力値はｎ
として示される。
出力、つまり電流検出電圧ｅＩと三角波バイアス電圧δ
とが加算されたものであり、この信号変換回路の出力レ
ベルは、三角波バイアス電圧δが０の時点ｔ０におい
て、理想の高分解能のＡ／Ｄ変換手段の変換出力レベル
に置換えた場合、ｎとｎ＋１の間にあると仮定する。こ
の場合現実のＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの変換出力値はｎ
として示される。
【００１９】なお三角波バイアス電圧δの周期Ｔδが極
めて短いので、電流検出電圧ｅＩの変化は三角波バイア
ス電圧δの１／２〜１周期（Ｔδ／２〜Ｔδ）の期間で
は無視することができる。ここで時点ｔ０から三角波バ
イアス電圧δが漸増して行くと、Ａ／Ｄ変換値は或る時
刻ｔ１のサンプリング値でｎ＋１に変化する。この場合
ｍ回のサンプリング中のｋ回目にｎ＋１に変化したとす
ると、下記の式（１）で半周期Ｔδ／２の期間における
各サンプリングでのＡ／Ｄ変換値の積算値ｒが求まる。
めて短いので、電流検出電圧ｅＩの変化は三角波バイア
ス電圧δの１／２〜１周期（Ｔδ／２〜Ｔδ）の期間で
は無視することができる。ここで時点ｔ０から三角波バ
イアス電圧δが漸増して行くと、Ａ／Ｄ変換値は或る時
刻ｔ１のサンプリング値でｎ＋１に変化する。この場合
ｍ回のサンプリング中のｋ回目にｎ＋１に変化したとす
ると、下記の式（１）で半周期Ｔδ／２の期間における
各サンプリングでのＡ／Ｄ変換値の積算値ｒが求まる。
【００２０】
【数１】
積算値ｒ＝ｎ×ｋ＋（ｎ＋１）×（ｍ−ｋ） ・・・（１）
この場合、Ａ／Ｄ変換手段１１１Ａは半周期Ｔδ／２＝
２μｓ毎に各相ごとの積算値ｒを出力する（図５，Ｓ
２）。このときＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの分解能が１０
ビットで、ｍ＝２4 ＝１６であれば、Ａ／Ｄ変換手段１
１１Ａの実効的な分解能は、１０＋４＝１４ビットにア
ップする。
２μｓ毎に各相ごとの積算値ｒを出力する（図５，Ｓ
２）。このときＡ／Ｄ変換手段１１１Ａの分解能が１０
ビットで、ｍ＝２4 ＝１６であれば、Ａ／Ｄ変換手段１
１１Ａの実効的な分解能は、１０＋４＝１４ビットにア
ップする。
【００２１】これにより漏電電流の検出が可能となる。
これは回路遮断器の定格が３０Ａで漏電遮断機能が３０
ｍＡとした場合、ＣＴ１〜３の１次側の値としての３０
Ａと３０ｍＡの変化を識別可能とするために必要なＡ／
Ｄ変換の分解能はほぼ（３０／０．０３）×１６＝１６
０００となり、これは１４ビット（２14＝１６３８４）
に相当するからである。
これは回路遮断器の定格が３０Ａで漏電遮断機能が３０
ｍＡとした場合、ＣＴ１〜３の１次側の値としての３０
Ａと３０ｍＡの変化を識別可能とするために必要なＡ／
Ｄ変換の分解能はほぼ（３０／０．０３）×１６＝１６
０００となり、これは１４ビット（２14＝１６３８４）
に相当するからである。
【００２２】このようにして安価なＡ／Ｄ変換手段１１
１Ａを用い、高分解能のＡ／Ｄ変換機能を実現可能とし
ている。上記の積算値ｒを適応フィルタ手段１１３，１
１４、１１５に入力する。これは１４ビット程度にＡ／
Ｄ変換手段１１１Ａの実効的な分解能を高める場合、Ａ
／Ｄ変換手段のフルスケールが５Ｖとすると、最低分解
能（１LSB ）の電圧レベルは０．３ｍＶ程度となり、ノ
イズに埋もれて識別困難となる。そのため、このノイズ
成分を除去して有効信号成分のみを取出す必要がある。
この場合、電線路の商用周波数は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ
であり、有効信号成分はその基本波及び高調波成分が主
であるため、適応フィルタ手段１１３〜１１５によっ
て、この電源周波数の調波成分以外の成分を取除くもの
である（図５，Ｓ３）。
１Ａを用い、高分解能のＡ／Ｄ変換機能を実現可能とし
ている。上記の積算値ｒを適応フィルタ手段１１３，１
１４、１１５に入力する。これは１４ビット程度にＡ／
Ｄ変換手段１１１Ａの実効的な分解能を高める場合、Ａ
／Ｄ変換手段のフルスケールが５Ｖとすると、最低分解
能（１LSB ）の電圧レベルは０．３ｍＶ程度となり、ノ
イズに埋もれて識別困難となる。そのため、このノイズ
成分を除去して有効信号成分のみを取出す必要がある。
この場合、電線路の商用周波数は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ
であり、有効信号成分はその基本波及び高調波成分が主
であるため、適応フィルタ手段１１３〜１１５によっ
て、この電源周波数の調波成分以外の成分を取除くもの
である（図５，Ｓ３）。
【００２３】図３は適応フィルタ手段１１３〜１１５の
原理図で、この図はノイズキャンセラの処理の一例であ
るＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅの略）
法の原理を示す。同図においては出力信号ｙ［ｎ］は参
照信号γ［ｎ］と比較され、その結果が誤差信号ε
［ｎ］として得られる。ここでｎはサンプリングの番号
である。適応フィルタはこの誤差信号ε［ｎ］ができる
だけ小さくなるように、係数修正アルゴリズム３０１に
よって、内蔵するフィルタ３００に対する係数（フィル
タ係数という）を変えていく。ここでの内蔵フィルタ３
００は一般的にＦＩＲ（有限インパルス応答： Finite
Impulse Responseの略）型のフィルタとする。
原理図で、この図はノイズキャンセラの処理の一例であ
るＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅの略）
法の原理を示す。同図においては出力信号ｙ［ｎ］は参
照信号γ［ｎ］と比較され、その結果が誤差信号ε
［ｎ］として得られる。ここでｎはサンプリングの番号
である。適応フィルタはこの誤差信号ε［ｎ］ができる
だけ小さくなるように、係数修正アルゴリズム３０１に
よって、内蔵するフィルタ３００に対する係数（フィル
タ係数という）を変えていく。ここでの内蔵フィルタ３
００は一般的にＦＩＲ（有限インパルス応答： Finite
Impulse Responseの略）型のフィルタとする。
【００２４】また図３でのＺ-Mは入力信号ｘ［ｎ］から
Ｍサンプリング遅れた信号ｘ［ｎ−Ｍ］を作るための遅
延器である。一般に雑音のようなランダムな信号の自己
相関関数は、遅延が０のとき最大で、遅延が大きくなる
につれて急激に減少する。一方、周期的な信号の自己相
関関数は遅延が０及び周期の整数倍のところで最大とな
り、それ以外のところでも急激に減少することは無い。
従って入力信号をＭサンプリング遅らせる遅延器を挿入
することで、ｘ［ｎ］とｙ［ｎ］の雑音成分間の相関は
非常に小さくなり、一方、ｘ［ｎ］とｙ［ｎ］の周期的
成分の信号相関は或る程度大きくなる。
Ｍサンプリング遅れた信号ｘ［ｎ−Ｍ］を作るための遅
延器である。一般に雑音のようなランダムな信号の自己
相関関数は、遅延が０のとき最大で、遅延が大きくなる
につれて急激に減少する。一方、周期的な信号の自己相
関関数は遅延が０及び周期の整数倍のところで最大とな
り、それ以外のところでも急激に減少することは無い。
従って入力信号をＭサンプリング遅らせる遅延器を挿入
することで、ｘ［ｎ］とｙ［ｎ］の雑音成分間の相関は
非常に小さくなり、一方、ｘ［ｎ］とｙ［ｎ］の周期的
成分の信号相関は或る程度大きくなる。
【００２５】図４はこの図３のＦＩＲフィルタ３００を
用いたＬＭＳ法のアルゴリズムの具体的なブロック図で
ある。ここでは誤差信号ε［ｎ］が小さくなるようにフ
ィルタ係数ｈｊ［ｎ］（但しｊ＝０〜Ｎ，Ｎ：フィルタ
次数）を更新するアルゴリズムを示している。適応フィ
ルタ手段１１３，１１４，１１５により以上のソフト的
な処理を行ってノイズ成分を除去した、ＣＴ１，２，３
に対応する適応フィルタ出力１３０，１３１，１３２を
夫々実効値計算手段１１６，１１７，１１８に入力し
て、各相電流の実効値換算の瞬時値を計算する（図５，
Ｓ４）。そして電源１周期分のこの瞬時値データから実
効値を求め、この３相の各相電流の実効値を、一方では
最大値検出手段１１９に入力して最大値を検出する（図
５，Ｓ５及びＳ６）。また他方ではこの３相の各相電流
の実効値を零相分検出手段１２０によって加減算して漏
電電流値（零相電流成分）を検出する（図５，Ｓ７）。
用いたＬＭＳ法のアルゴリズムの具体的なブロック図で
ある。ここでは誤差信号ε［ｎ］が小さくなるようにフ
ィルタ係数ｈｊ［ｎ］（但しｊ＝０〜Ｎ，Ｎ：フィルタ
次数）を更新するアルゴリズムを示している。適応フィ
ルタ手段１１３，１１４，１１５により以上のソフト的
な処理を行ってノイズ成分を除去した、ＣＴ１，２，３
に対応する適応フィルタ出力１３０，１３１，１３２を
夫々実効値計算手段１１６，１１７，１１８に入力し
て、各相電流の実効値換算の瞬時値を計算する（図５，
Ｓ４）。そして電源１周期分のこの瞬時値データから実
効値を求め、この３相の各相電流の実効値を、一方では
最大値検出手段１１９に入力して最大値を検出する（図
５，Ｓ５及びＳ６）。また他方ではこの３相の各相電流
の実効値を零相分検出手段１２０によって加減算して漏
電電流値（零相電流成分）を検出する（図５，Ｓ７）。
【００２６】零相分検出手段１２０及び最大値検出手段
１１９は夫々検出値が自身に対応して設定された定格値
以上になった場合に、時限発生手段１２１にその検出値
を入力する。時限発生手段１２１はその入力値に応じた
時限の遅延時間を経てトリップ回路１２２に出力信号を
与える。これにより作動装置１２３が開離接点６を駆動
して電線路を開放する（図５，Ｓ８及びＳ９）。
１１９は夫々検出値が自身に対応して設定された定格値
以上になった場合に、時限発生手段１２１にその検出値
を入力する。時限発生手段１２１はその入力値に応じた
時限の遅延時間を経てトリップ回路１２２に出力信号を
与える。これにより作動装置１２３が開離接点６を駆動
して電線路を開放する（図５，Ｓ８及びＳ９）。
【００２７】なお以上の説明では、ＣＴ１〜３等の各相
別の電流検出手段は全て均等の機能を持つものとして説
明したが、もしこれらの手段の機能間に無視できないバ
ラツキがある場合には、予めこの差異を補正する手段を
設け、例えば零相分検出手段１２０の演算結果をこの補
正手段によって補正すればよい。
別の電流検出手段は全て均等の機能を持つものとして説
明したが、もしこれらの手段の機能間に無視できないバ
ラツキがある場合には、予めこの差異を補正する手段を
設け、例えば零相分検出手段１２０の演算結果をこの補
正手段によって補正すればよい。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、電線路の過電流および
漏電電流を検出して電線路を開放する回路遮断器におい
て、変流器（ＣＴ）による電線路の電流検出信号をデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段の実効的な変換分解
能を高めるため、この電流検出信号に電源周波数より充
分高い周波数でＡ／Ｄ変換手段の１ビット分のピーク値
を持つ三角波バイアス電圧を重畳し、この重畳後の信号
を三角波の０とピークの間を細分したサンプリング周期
でＡ／Ｄ変換すると共に、このＡ／Ｄ変換値の三角波の
半周期毎の積算値を求め、さらに適応フィルタ手段を介
し、この積算値に含まれるノイズ成分を除去して周期的
信号成分のみを抽出し、その抽出値を基に実効値計算処
理を行い、その実効値の３相分の値を加減算して漏電電
流（零相電流）を求めるようにしたので、零磁束変流器
（ＺＣＴ）のような、従来の漏電検出センサを必要とせ
ず、漏電電流を検出できるため、回路遮断器のコストダ
ウン及び小型化を実現することができる。
漏電電流を検出して電線路を開放する回路遮断器におい
て、変流器（ＣＴ）による電線路の電流検出信号をデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段の実効的な変換分解
能を高めるため、この電流検出信号に電源周波数より充
分高い周波数でＡ／Ｄ変換手段の１ビット分のピーク値
を持つ三角波バイアス電圧を重畳し、この重畳後の信号
を三角波の０とピークの間を細分したサンプリング周期
でＡ／Ｄ変換すると共に、このＡ／Ｄ変換値の三角波の
半周期毎の積算値を求め、さらに適応フィルタ手段を介
し、この積算値に含まれるノイズ成分を除去して周期的
信号成分のみを抽出し、その抽出値を基に実効値計算処
理を行い、その実効値の３相分の値を加減算して漏電電
流（零相電流）を求めるようにしたので、零磁束変流器
（ＺＣＴ）のような、従来の漏電検出センサを必要とせ
ず、漏電電流を検出できるため、回路遮断器のコストダ
ウン及び小型化を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例として構成を示すブロック図
【図２】本発明のＡ／Ｄ変換部の高分解能化の説明図
【図３】本発明の適応フィルタの原理説明図
【図４】適応フィルタの一実現法としてのＦＩＲフィル
タを用いたＬＭＳアルゴリズムのブロック図
タを用いたＬＭＳアルゴリズムのブロック図
【図５】マイクロコントローラの要部の動作を示すフロ
ーチャート
ーチャート
【図６】図１に対応する従来のブロック図
１，２，３ 変流器（ＣＴ）
５ 電源側端子
６ 開離接点
７ 負荷側端子
１０１，１０２，１０３ 全波整流器
１０４，１０５，１０６ 負担回路
１１０ マイクロコントローラ
１１１Ａ Ａ／Ｄ変換手段
１１２ 方形波発生手段
１１３，１１４，１１５ 適応フィルタ手段
１１６，１１７，１１８ 実効値計算手段
１１９ 最大値検出手段
１２０ 零相分検出手段
１２１ 時限発生手段
１２２ トリップ回路
１２３ 作動装置
１２７ 三角波発生部
１３０，１３１，１３２ 適応フィルタ出力
２００，２０１，２０２ 信号変換回路
２１１，２１２，２１３ 加算回路
３００ フィルタ
３０１ 係数修正アルゴリズム
δ 三角波バイアス電圧
Ｔδ 三角波周期
Ｔｓ サンプリング周期
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
// Ｈ０２Ｈ 3/08 Ｈ０２Ｈ 3/08 Ｄ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02H 3/08 - 3/52
G01R 19/00,19/255
G01R 31/02
Claims (3)
- 【請求項１】相別の各電線路から夫々当該の線電流に比
例する電圧を検出出力する線電流検出手段と、 この各相別の線電流の検出電圧を夫々デジタル値に変換
するＡ／Ｄ変換手段とを備え、 このＡ／Ｄ変換手段の出力するデジタル値から求めた何
れかの線電流が定格値を越えたときは電線路を開放する
回路遮断器において、 前記Ａ／Ｄ変換手段の変換分解能の１ビット分に相当す
る電圧のピーク値を持ち電線路の電源周波数より充分高
い周波数の三角波バイアス電圧を前記の各相別の線電流
の検出電圧に夫々重畳する手段を備え、 前記三角波バイアス電圧の０とピークに挟まれる区間を
所定の複数区間に分割するサンプリング周期で、前記Ａ
／Ｄ変換手段が前記三角波バイアス電圧と線電流の検出
電圧との重畳電圧をデジタル値へ変換すると共に、さら
に、 各電線路毎の、少なくとも前記三角波バイアス電圧の０
とピークに挟まれる区間分の前記重畳電圧のデジタル変
換値の積算値から線電流に含まれる零相電流を求め、こ
の零相電流が定格値を越えたときは、電線路を開放する
漏電時電路開放手段を備えたことを特徴とする回路遮断
器。 - 【請求項２】請求項１に記載の回路遮断器において、 各電線路毎の前記重畳電圧のデジタル変換値または積算
値から夫々周期的信号のみを抽出する適応フィルタ手段
を備え、前記漏電時電路開放手段がこの抽出された周期
的信号成分を用いて前記のように零相電流を求めること
を特徴とする回路遮断器。 - 【請求項３】請求項１又は２に記載の回路遮断器におい
て、 前記Ａ／Ｄ変換手段がマイクロコントローラに内蔵され
てなることを特徴とする回路遮断器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13401896A JP3520947B2 (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 回路遮断器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13401896A JP3520947B2 (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 回路遮断器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09322385A JPH09322385A (ja) | 1997-12-12 |
| JP3520947B2 true JP3520947B2 (ja) | 2004-04-19 |
Family
ID=15118460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13401896A Expired - Fee Related JP3520947B2 (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 回路遮断器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3520947B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8031455B2 (en) | 2007-01-05 | 2011-10-04 | American Power Conversion Corporation | System and method for circuit overcurrent protection |
| JP4908245B2 (ja) * | 2007-01-26 | 2012-04-04 | 三菱電機株式会社 | 回路遮断器 |
| CN111257628B (zh) * | 2020-03-05 | 2022-05-06 | 成都飞机工业（集团）有限责任公司 | 一种交流信号转换为脉冲信号的抗干扰方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5312434B2 (ja) * | 1973-07-24 | 1978-05-01 | ||
| JPH03135321A (ja) * | 1989-10-16 | 1991-06-10 | Toshiba Corp | 回路遮断器 |
| JPH07296708A (ja) * | 1994-04-28 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Works Ltd | 配線用遮断器 |
-
1996
- 1996-05-29 JP JP13401896A patent/JP3520947B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09322385A (ja) | 1997-12-12 |
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