JP5518625B2 - 位相制御装置、バッテリ充電装置、及び位相制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相制御装置、バッテリ充電装置、及び位相制御方法に関する。

二輪車等に用いられるバッテリ充電装置は、エンジン側から回転駆動される三相交流発電機（以下、単に「交流発電機」ともいう）が出力する三相交流出力電圧を、順変換（交流／直流変換）して直流出力電圧とし、この直流出力電圧によりバッテリに充電電流を流す。この場合、バッテリ充電を効率良く行うために、交流発電機の発電量を制御するため、順変換を行う整流回路における通電タイミングの進角／遅角制御が行われている。

進角／遅角制御は、交流発電機の交流出力電圧の位相に対して、バッテリ充電装置内の整流部を構成するスイッチング素子の通電タイミングを進角側、又は遅角側に移動させることにより、交流発電機の発電量を制御するものである。この進角／遅角制御では、バッテリの電圧が基準電圧よりも低くバッテリ充電を必要とする場合、バッテリ充電装置を遅角制御（バッテリ充電状態）し、バッテリの電圧が基準電圧よりも高く充電を必要としない場合、バッテリ充電装置を進角制御（バッテリから交流発電機へエネルギーを放電する状態）とする。

この進角／遅角制御において、従来の三相交流磁石式の三相交流発電機と組み合わせるバッテリ充電装置では、進角／遅角制御に必要な各相の出力電圧の位相検出を、磁界を電流に変換する素子（ホール素子等）又は各相巻線と並列に巻かれたサブコイル（交流出力電圧検出用の補助巻線）からの信号を用いて行い、スイッチング素子（Field Effect TransistorもしくはSilicon Controlled Rectifier）の通電タイミングの制御を行っていた。そのため各相に各々磁石位置検出機器（ロータの磁界の検出器）を設けるか、又はサブコイルを設ける必要があった。
例えば、特許文献１においては、交流発電機のＵ相にサブコイルを設け、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧検出回路によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成し、この同期信号を基準にして、制御回路により、スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ６の通電タイミングを制御することにより、進角／遅角制御を行う技術が開示されている。

再公表特許ＷＯ２００７／１１４２７２号公報

しかしながら、従来においては、進角／遅角制御を行うために、交流発電機のいずれかの相にサブコイルを設けるか、或いは磁石位置検出機器を設ける必要があるため、交流発電機は大型かつ複雑になり、結果として高価になっていた。また、ホール素子等の磁石位置検出機器を設ける場合、制御回路の電源とは別に電源供給回路が必要となり、また電源供給回路を制御する回路も必要となり、更に大型化、複雑化することになる。また、位相制御を行わないバッテリ充電装置を、位相制御を行う構成を有するバッテリ充電装置に変更する場合、ホール素子等の磁石位置検出機器を後から取り付けることとなるため、大幅な改良が必要となり交流発電機の大型化、複雑化を招いてしまうという問題があった。

本発明は、上記問題を鑑みなされたもので、その目的は、交流発電機に接続され、交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進角／遅角制御を行う位相制御装置において、サブコイル或いは磁石位置検出機器を設けることなく、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成する位相制御装置を提供することにある。また、本発明の目的は、位相制御装置で三相交流発電機の進角／遅角制御を行う場合に、交流発電機の構造を簡単化、かつ小型化し、コストの低減を図ることができる、位相制御装置を提供することにある。

（１）上記課題を解決するために、本発明は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置であって、前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧に基づいて、前記交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号を生成し、該タイミング信号の半周期に含まれる前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、前記タイミング信号と前記交流出力電圧との位相差の基準とする基準位相を定める基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号生成手段によって生成されたタイミング信号と基準信号とに基づいて、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手段と、前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手段と、を備えることを特徴とする位相制御装置である。

（２）また、本発明は、上記発明において、前記基準信号生成手段は、前記タイミング信号の半周期に含まれる前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が４つの場合には、前記半周期の間に検出された前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点に基づいて、前記タイミング信号との位相差を調整する基準位相とせず、前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が３つの場合には、前記タイミング信号の半周期において前記検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って前記基準位相を定めることを特徴とする。

（３）また、本発明は、上記発明において、前記基準信号生成手段は、前記タイミング信号の半周期と同じ時間幅の三角波を、該タイミング信号の立ち上がり立ち下がりに同期させて生成し、前記生成した三角波の時間幅に含まれる前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうちから、前記タイミング信号との位相差を調整する基準位相を定める交流出力電圧のゼロクロス点を定めることを特徴とする。

（４）また、本発明は、上記発明において、前記基準信号生成手段は、前記タイミング信号の周期が示す変化点から、予め定められる所定の範囲の位相幅において、前記各相の交流出力電圧のいずれかのゼロクロス点が検出された場合には、前記タイミング信号の半周期において前記検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って前記基準位相を定めることを特徴とする。

（５）また、本発明は、上記発明において、前記進角／遅角算出手段は、前記整流部によって整流された出力電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号と、前記基準信号生成手段によって生成された基準信号に基づいて前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求めることを特徴とする。

（６）また、本発明は、上記発明において、前記タイミング信号は、第１の半周期の間、単調に変化する三角波であり、前記第１の半周期と異なる第２の半周期は、予め定められた一定値を示すことを特徴とする。

（７）また、本発明は、上記発明において、前記タイミング信号と、前記基準信号とに基づいて、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段と、を備え、前記基準信号生成手段は、前記定めた交流出力電圧のゼロクロス点における、前記生成した三角波の電圧値を記憶し、記憶した該電圧値に基づいて前記交流出力電圧に同期した基準信号を生成し、前記進角／遅角算出手段は、前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求めることを特徴とする。

（８）また、本発明は、上記発明において、前記基準信号生成手段は、前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成回路と、前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成回路と、前記第１のパルス信号に同期した同期信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記タイミング信号として、前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧と同一周期の複数の三角波を発生する基準三角波生成回路と、前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路と、前記検出されたゼロクロス点に応じた前記複数の三角波の電圧値を、前記複数の三角波各々に対して読み取るゼロクロス点読み取り回路と、前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記ゼロクロス点読み取り回路が読み取った電圧の内から、予め定められた判定基準により選択された前記ゼロクロス点に応じた前記三角波の電圧値を記憶するゼロクロス点記憶回路と、を備え、前記記憶した三角波の電圧値を前記基準信号とすることを特徴とする。

（９）また、本発明は、上記発明において、前記進角／遅角算出手段は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成する同期三角波発生回路と、前記変換した直流電力を蓄えるバッテリの電圧と所定の目標電圧とを比較し誤差信号を出力する誤差アンプと、前記同期三角波発生回路から出力される三角波と前記誤差アンプの出力とを比較することにより進角／遅角量を求める比較回路と、を備え、前記同期三角波発生回路は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成して前記比較回路に出力するとともに、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波（それぞれ第２Ｕ相三角波、第２Ｖ相三角波、第２Ｗ相三角波とする）を、１８０°位相シフトさせた第１Ｕ相三角波、第１Ｖ相三角波、第１Ｗ相三角波をそれぞれ生成して前記比較回路に出力し、前記比較回路は、前記進角／遅角量を求める場合、前記Ｕ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される前記第１Ｕ相三角波及び前記第２Ｕ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求め、前記Ｖ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｖ相三角波及び前記第２Ｖ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求め、前記Ｗ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｗ相三角波及び前記第２Ｗ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求める、ことを特徴とする。

（１０）また、本発明は、上記発明において、前記比較回路は、前記第１Ｕ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｕ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、前記第１Ｖ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｖ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、前記第１Ｗ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｗ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求める、ことを特徴とする。

（１１）また、本発明は、上記いずれかの発明に記載の位相制御装置と、前記位相制御装置により通電タイミングを制御される整流部と、を備え、前記整流部の直流電力側の出力電圧に接続されたバッテリを充電することを特徴とするバッテリ充電装置である。

（１２）また、本発明は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置における位相制御方法であって、前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧に基づいて、前記基準交流電圧に同期し、前記交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号を生成し、該タイミング信号の半周期に含まれる前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、前記タイミング信号と前記交流出力電圧との位相差を調整する基準位相を定める基準信号を生成する基準信号生成手順と、前記基準信号生成手順によって生成された基準信号を前記交流出力電圧との位相差を調整する制御目標として用いて、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手順と、前記進角／遅角算出手順により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手順と、を含むことを特徴とする位相制御方法である。

この本発明によれば、基準信号発生手段は、三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧に基づいて、交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号を生成する。そして、基準信号発生手段は、そのタイミング信号の半周期に含まれる三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、タイミング信号と交流出力電圧との位相差の基準とする基準位相を定める基準信号を生成する。
これにより、サブコイル或いは磁石位置検出機器を設けず、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成する位相制御装置を提供することができ、位相制御装置を備えたバッテリ充電装置等において、装置を簡単化、かつ小型化できるので、製造コストの低減を図ることができる。

本発明の第１実施形態における位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の基本構成例を示すブロック図である。 本実施形態における図１に示す基準信号生成回路及び三相同期方形波生成回路の基本構成例を示す回路図である。 本実施形態における図２に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の動作説明に用いるタイミングチャートである。 本実施形態における図１に示された発電機のＵ相の交流電圧波形に同期した矩形波を示す波形図である。 本発明の実施例において、三角波を生成するメカニズムについて説明するための図である。 本実施形態における基準信号生成回路７における基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２の発生を説明するために用いるタイミングチャートである。 本実施形態における交流発電機のいずれか１相の同期信号を生成する回路の構成例を示す図である。 本実施形態におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路におけるＶ相の他の相同期信号を生成するメカニズムについて説明するための図である。 本実施形態における各相電圧生成回路の構成を説明するための図である。 第２実施形態における交流発電機の回転数が急に変化している場合の動作を示すタイミングチャートである。 第３実施形態における基準信号生成回路の構成を示す図である。 本実施形態における各相の交流出力電圧のゼロクロス点が、同期三角波の両端に位置する場合の動作を示すタイミングチャートである。 本実施形態における基準信号生成回路及び三相同期方形波生成回路の動作説明に用いるフローチャートである。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明による位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の基本構成例を示すブロック図であり、永久磁石式の三相交流発電機（以下、交流発電機１とする）の交流出力電圧を全波整流して、その出力でバッテリ２を充電するバッテリ充電装置３の例である。
このバッテリ充電装置３では、交流発電機１からの三相交流出力を整流する全波整流回路３ｂを、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor ＦＥＴ）であるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の三相ブリッジ構成としている。そして、位相制御装置３ａは、各スイッチング素子のスイッチング動作のタイミング（通電タイミング）を、交流発電機１の交流出力電圧に対して位相を遅らせる遅角制御、又は進ませる進角制御を行うことにより、すなわち、交流発電機１の出力する交流波形の位相制御を行うことにより、バッテリ２の充電状態（または放電状態）を制御している。

このバッテリ充電装置３の位相制御装置３ａにおいて、基準信号生成回路７が、交流発電機１の回転周期により生成した基準信号を基に、三相同期方形波生成回路１１において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同期した信号を生成する。
この基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の構成と動作の詳細については後述する。以下、図１に示すバッテリ充電装置３の全体構成の概要について説明する。

三相交流発電機１は、エンジン（内燃機関）のクランク軸に取り付けられたロータ４と、エンジンのケースなどに固定されたステータ５とからなっている。
ロータ４は、鉄等の強磁性材料によりカップ状に形成されたロータヨーク（不図示）と、このロータヨークにおける周壁部の内周に取り付けられた複数の永久磁石（不図示）を備え、永久磁石により界磁を構成した周知のものである。また、図示していないが、ロータヨークの底壁部の中央にはボスが設けられ、このボスがエンジンのクランク軸に取り付けられている。
また、ステータ５は、ロータ４の磁極に対向する磁極部を有する電機子鉄心（不図示）と、この電機子鉄心に巻回された電機子巻線とからなっている。電機子巻線はスター結線されたＵ、Ｖ、Ｗ相各々に対応する三つの相巻線を有し、それぞれの相巻線の中性点と反対側の端部からそれぞれ三相の出力が導出されている。また、導出された三相の出力は、それぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６からなる全波整流回路３ｂと接続されている。

一般に、エンジンは、その点火時期を制御したり、燃料の噴射を制御したりするために、クランク角の情報や、回転速度の情報を必要とする。これらの情報を得るため、ロータ４は、外周部に信号発生用のリラクタ（誘導子）と呼ばれる突起部４ａを備えている。
パルサコイル６（点火用コイル）は、突起部４ａ（リラクタ）に対向する磁極部を備えた鉄心（不図示）と、その鉄心に巻かれたパルサコイルと、鉄心に磁気結合された永久磁石とを備える。パルサコイル６は、エンジンのクランク軸の回転に伴って、突起部４ａがパルサコイル６の鉄心の磁極部との対向を開始する際、及び突起部４ａが磁極部との対向を終了する際にそれぞれパルス信号（基準交流電圧）を出力する。すなわち、パルサコイル６は、交流発電機１のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示すパルス信号（基準交流電圧）を出力する。

基準信号生成回路７（基準信号生成手段）は、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）に同期し、交流発電機１からの三相の出力の出力交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号である基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２を生成する。
また、基準信号生成回路７（基準信号生成手段）は、後述するように、交流発電機１の三相各相それぞれと同一周期の矩形波の信号を生成する。

そして、基準信号生成回路７は、そのタイミング信号の半周期に含まれる交流発電機１の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、タイミング信号と交流出力電圧との位相差の基準とする基準位相を定める基準信号を生成する。
基準位相を定める際に、基準信号生成回路７は、タイミング信号の半周期に含まれる各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が４つの場合には、半周期の間に検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点に基づいて、タイミング信号との位相差を調整する基準位相とせず、各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が３つの場合には、タイミング信号の半周期において検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って基準位相を定める。
また、基準信号生成回路７は、タイミング信号として、タイミング信号の半周期と同じ時間幅の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２を生成し、生成した基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２の時間幅に含まれる各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうちから、タイミング信号との位相差を調整する基準位相を定める交流出力電圧のゼロクロス点を定める。
また、基準信号生成回路７は、タイミング信号の周期の中で予め定められる所定の期間において、各相の交流出力電圧のいずれかのゼロクロス点が検出された場合には、タイミング信号の半周期において、検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って基準位相を定める。

基準信号生成回路７は、前記定めた交流出力電圧のゼロクロス点における、前記生成した基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２の電圧値を記憶し、記憶した該電圧値に基づいて前記交流出力電圧に同期した信号を生成するための基準信号を出力する。
三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段）は、基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２（タイミング信号）と基準信号とを基準にして、交流発電機１のいずれか一相に同期した矩形波の信号を生成するとともに、他の二相の同期信号を生成し、三相同期三角波生成回路１２に出力する。

三相同期三角波生成回路１２は、三相同期方形波生成回路１１から出力される矩形波信号から、これらの信号に同期した三角波（複数の三角波Ａ，Ａ’，Ｂ，Ｂ’，Ｃ，Ｃ’）を生成する。この三角波は矩形波のパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波である。

誤差アンプ１３は、実際のバッテリ電圧Ｖｂａｔからのフィードバック信号Ｖｆｂと、バッテリ充電電圧の設定値（目標値）Ｖｒｅｆとを比較して、その差の信号を増幅し誤差アンプ出力Ｖｃとして出力する。なお、誤差アンプ出力Ｖｃは、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＞０」となり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＜０」となる。「Ｖｃ＞０」の場合には、バッテリ２への充電（遅角制御）が行われ、「Ｖｃ＜０」の場合には、バッテリ２からの放電（進角制御）が行われる。

比較回路（進角／遅角算出手段）１４は、三相同期三角波生成回路１２から出力される複数の三角波Ａ，Ａ’，Ｂ，Ｂ’，Ｃ，Ｃ’と誤差アンプ１３の出力Ｖｃとを比較し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングタイミング（進角／遅角量θ）を決定し、該進角／遅角量θの信号を制御回路２０に出力する。

制御回路２０中の進角又は遅角制御回路２１（進角／遅角制御手段）は、比較回路１４から通電タイミング（進角／遅角量θ）の信号を受け取り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮ又はＯＦＦ信号を生成しＦＥＴ駆動信号生成回路２２に出力する。なお、この際に、遅角制御回路２１は、遅角量が所定の遅角リミット値以上にならないように制限する。

ＦＥＴ駆動信号生成回路２２は、進角又は遅角制御回路２１から、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮ又はＯＦＦ信号を受け取り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＯＮ又はＯＦＦするための駆動信号（ゲートドライブ信号）を生成する。

全波整流回路３ｂは、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）の３相ブリッジで構成されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６から構成される。スイッチング素子Ｑ１は、直流電源となるバッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＵ相出力との間に接続され、スイッチング素子Ｑ２は、バッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＶ相出力との間に接続され、スイッチング素子Ｑ３は、バッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＷ相出力との間に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ４は、交流発電機１のＵ相出力とバッテリ２の接地電源（接地極）との間に接続され、スイッチング素子Ｑ５は、交流発電機１のＶ相出力とバッテリ２の接地電源との間に接続され、スイッチング素子Ｑ６は、交流発電機１のＷ相出力とバッテリ２の接地電源との間に接続されている。
これらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＦＥＴ駆動信号生成回路２２から出力されるゲートドライブ信号により駆動される。

（基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１についての説明）
次に、基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の構成と動作について、図２及び図３を用いて説明する。
図２は、図１に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の基本構成例を示す回路図である。また、図３は、図２に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の動作説明に用いるタイミングチャートである。

この基準信号生成回路７においては、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）と、交流発電機１のステータ５からの三相の出力の各相の出力（各相の交流出力電圧）とに基づいて、全波整流回路３ｂを駆動するタイミングを制御するためのタイミング信号と基準信号とを生成する。
まず、基準信号生成回路７は、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）から、交流発電機１の回転状態を常時検出し、交流発電機１の回転に同期したＰＬＬ同期信号を生成する。基準信号生成回路７は、生成したＰＬＬ同期信号にから基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２（基準タイミング）を生成する。
また、基準信号生成回路７（基準信号生成手段）は、交流発電機１のステータ５からの三相の出力の各相の出力から、交流発電機１の三相各相それぞれと同一周期の矩形波の信号を生成するとともに、各相の電圧が０Ｖとなるタイミングを検出する。
また、基準信号生成回路７は、交流発電機１の稼動直後の所定期間において、各相の電圧が０Ｖとなるタイミングに基づいて、後段の三相同期方形波生成回路１１において各相の同期信号を生成する際に用いられる閾値電圧ＶｔｈＨ及びＶｔｈＬを決定する。
三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段）は、基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２と、閾値電圧ＶｔｈＨ及びＶｔｈＬとに基づいて、閾値電圧ＶｔｈＨ及びＶｔｈＬを決定したタイミングを導いた相の同期信号を生成するとともに、他の二相の同期信号を生成する。すなわち、三相同期方形波生成回路１１は、交流発電機１の三相各相に同期した矩形波の信号（Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗ）を生成し、三相同期三角波生成回路１２に出力する回路である。
ここで、同期した信号とは、位相及び周波数が一致する信号をいう。また、以下の説明において信号Ａの立ち上がり又は立ち下がりをとらえて、信号Ｂを立ち上げ、又は立ち下げるとき、立ち上がり又は立ち下がりに同期させるというように、「同期」を使用する場合もある。

図２に示される基準信号生成回路７は、基準方形波生成回路７１、相コイル電圧生成回路７２、位相調整回路７３、同期判定回路７４、基準三角波生成回路７５、及び位相検出回路８（ゼロクロス読み取り回路８１、ゼロクロス点記憶回路８２）から構成される。
基準方形波生成回路７１は、図２に示すようにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ等を有し、パルサコイル６（図１）がエンジン（不図示）の回転に伴って発生するパルス信号（基準交流電圧、図３（ａ））を直流電圧であるパルス信号Ｐａ（第１のパルス信号）に変換する。パルス信号Ｐａは、パルス信号（基準交流電圧）と同期した信号である。

また、基準方形波生成回路７１は、図３に示す一周期Ｔｐｕｌｓｅｒのパルス信号Ｐａを位相調整回路７３に対して出力する。
基準方形波生成回路７１に入力されるパルス信号は、ロータ４（図１）における突起部４ａが、例えばｉ個設けられている場合、エンジン一回転の周期Ｔの間に、ローレベル（Ｌレベル）からハイレベル（Ｈレベル）への変化、及びＨレベルからＬレベルの変化の組合せを、ｉ回繰り返す信号となる。
ここで本実施形態においては、信号のハイレベル（Ｈレベル）及びローレベル（Ｌレベル）各々の期間を、それぞれ１パルスと呼ぶこととする。図３においては、ｉ＝１の場合を示している。すなわち、図３に示すパルス信号Ｐａは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、Ｈレベルのパルスが１個（ｉ個）、Ｌレベルのパルスが１個（ｉ個）からなる。
パルス信号Ｐａは、エンジンの稼働中において、エンジンの回転数が変化した場合、エンジンの一周期Ｔに比例して一周期Ｔｐｕｌｓｅｒ（例えば、周期Ｔ_１からＴ_６）が変化する。以下の説明において、突起部４ａはロータ４に１箇所設けられているものとし、パルス信号Ｐａの周期Ｔｐｕｌｓｅｒは、エンジン一回転の周期Ｔと同じであるとする。

相コイル電圧生成回路７２は、図２に示すようにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ等を各相に対応して有し、ステータ５からの各相の出力信号（各相の交流出力電圧）を直流電圧であるパルス信号Ｐｂ（第２のパルス信号、図３（ｃ））に変換する。また、相コイル電圧生成回路７２は、一周期Ｔｐｈａｓｅのパルス信号Ｐｂを位相検出回路８と同期判定回路７４とに対して出力する。パルス信号Ｐｂは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相の出力信号（各相の交流出力電圧）と同期したＵ相ゼロクロス信号、Ｖ相ゼロクロス信号、Ｗ相ゼロクロス信号である。

位相調整回路７３（タイミング信号生成回路）は、基準方形波生成回路７１からパルス信号Ｐａが入力され、パルス信号に同期したＰＬＬ同期信号Ｐｓｔ（図３（ｄ））を生成する。生成されるＰＬＬ同期信号は、交流発電機１の交流出力電圧（相電圧）の周期の変化に応じて変化する。位相調整回路７３は、生成したＰＬＬ同期信号を同期判定回路７４と基準三角波生成回路７５とに対して出力する。
同期判定回路７４は、相コイル電圧生成回路７２から出力されるパルス信号Ｐｂと、位相調整回路７３から出力されるＰＬＬ同期信号Ｐｓｔとの位相差を検出する。同期判定回路７４は、位相調整回路７３がパルス信号Ｐａに対して安定に追従している状態に達しているか否かを判定ために、検出した位相差が予め定められた所定の値より小さいか否かを判定する。同期判定回路７４は、判定結果を示す判定信号（ロック検出信号、図３（ｅ））を位相検出回路８に対して出力する。

基準三角波生成回路７５は、位相調整回路７３が生成したＰＬＬ同期信号Ｐｓｔと同じ周期のタイミング信号であって、交流発電機１の回転に同期した信号を出力する。例えば、基準三角波生成回路７５が出力するタイミング信号は、第１の半周期の間、単調に変化する三角波であり、前記第１の半周期と異なる第２の半周期は、予め定められた一定値を示す波形として示される。
また、位相検出回路８は、ゼロクロス読み取り回路８１とゼロクロス点記憶回路８２を備える。位相検出回路８は、同期判定回路７４において判定された判定結果を示す判定信号によって、位相調整回路７３がパルス信号Ｐａに対して安定に追従している状態に達していると判定された状態になってから（時刻ＬＩに達してから）、ゼロクロス読み取り回路８１を機能させる。

図３に示されるタイミングチャートにおいては、エンジン始動時の交流発電機１の状態を示す。図３には、パルサコイル６がエンジンの回転に伴って発生するパルス信号(図３（ａ）)がエンジン一回転の周期Ｔ毎に１回発生し、ステータ５のＵ相の交流出力電圧（一相の交流出力電圧、図３（ｂ））が、エンジン一回転の周期Ｔの間に、負電圧から正電圧の変化をｊ周期分繰り返す様子を示している。以下、Ｕ相の交流出力電圧は、各相の交流出力電圧の具体的な１例として示すものである。
パルス信号Ｐｂは、ステータ５からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力電圧の変化を示す信号であって、それぞれＵ相ゼロクロス信号、Ｖ相ゼロクロス信号、Ｗ相ゼロクロス信号として示す。そのため、パルス信号Ｐｂとして示されるそれぞれの信号において、エンジン一回転の周期Ｔの間に、ＬレベルからＨレベルへの変化、及びＨレベルからＬレベルの変化の組合せを、ｊ回繰り返す信号となる。図３においては、ｊ＝５の場合を示しており、パルス信号Ｐｂは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、Ｈレベルのパルスがパルス１、３、５、７、９の５個（ｊ個）からなる。以下の説明において、パルス信号Ｐｂの周期Ｔｐｈａｓｅは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｊ）倍であるとする。

ここで、エンジン稼動直後及びエンジンの稼働中におけるパルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂとの関係（周波数及び位相）について説明する。
上述の通り、パルス信号Ｐａの周期Ｔｐｕｌｓｅｒは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｉ）倍であり、パルス信号Ｐｂ（Ｕ相ゼロクロス信号）の周期Ｔｐｈａｓｅは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｊ）倍である。また、パルス信号Ｐｂの周波数はステータ５からのＵ相の出力信号の周波数と同一である。つまり、Ｕ相の出力信号の周波数のパルス信号Ｐａの周波数に対する比率は（ｊ／ｉ）であり、この比率（ｊ／ｉ）は、エンジンの稼働中において変化しない一定の値である。従って、エンジン稼動中において、パルス信号Ｐａを（ｊ／ｉ）に逓倍した逓倍信号を生成すれば、稼働中におけるステータ５からのＵ相の出力信号と同一周期の矩形波（Ｕ相同一周期信号）を生成し続けることが可能である。つまり、エンジン稼働中において、パルス信号Ｐｂを用いることなく、パルス信号Ｐａを用いるだけで、Ｕ相同一周期信号を生成することが可能である。
なお、エンジンの稼働中においては、ステータ５からのＵ相の出力信号は位相制御に用いるため、エンジン稼動直後における波形と比べて歪んだ波形となり、相コイル電圧生成回路７２が出力するパルス信号Ｐｂも稼動直後に比べて歪んだ波形とある。そのため、このパルス信号Ｐｂを、上記逓倍信号の生成に使用することはできない。

一方、位相については、パルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂとの間では、上述の通り周波数が異なるため、位相は一致せず、パルス信号Ｐａの基準点に対して、パルス信号Ｐｂの位相はΔθａずれている。また、パルス信号Ｐｂは、上述の通り、エンジンの稼働中において使用することができない。従って、上記Ｕ相同一周期信号を、ステータ５からのＵ相の出力信号と位相も周波数も一致したＵ相同期信号Ｒｕとするには、まず、エンジンの稼動直後において、上記Ｕ相同一周期信号から複数の三角波Ｐｔｒｇを生成し、交流出力（Ｕ相）のゼロクロス点における複数の三角波Ｐｔｒｇ各々の電圧値を読み取り、これを記憶する。そして、予め設定された基準となる電圧範囲を基に、複数の三角波Ｐｔｒｇのうちから基準となる第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２を基準タイミングとして決定する。また、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１のゼロクロス点における電圧値及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２のゼロクロス点における電圧値を、それぞれ閾値電圧ＶｔｈＨ及びＶｔｈＬと決定する。そして、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１の電圧レベルが閾値電圧ＶｔｈＨになったときに立ち下がり、第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２の電圧レベルが閾値電圧ＶｔｈＬになったときに立ち上がる信号を生成することで、Ｕ相同期信号Ｒｕを生成することができる。
以上に示した方法により、Ｖ相同期信号Ｒｖ及びＷ相同期信号Ｒｗについても適用可能である。

図３（ｄ）に示されるＰＬＬ同期信号Ｐｓｔは、位相調整回路７３によって生成され、パルス信号Ｐａの変化に追従して変化し、周期及び位相が異なる場合であっても、一致するように制御される。図３には、エンジン始動時であり、パルス信号Ｐａに対して、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔが同期していない状態、すなわち、パルス信号ＰｂとＰＬＬ同期信号Ｐｓｔとが同期していない状態から始まり、時刻ＬＩに達すると同期された状態に移行する。
また、図３（ｅ）に示されるロック検出信号は、パルス信号ＰｂとＰＬＬ同期信号Ｐｓｔとの同期状態を示し、時刻ＬＩまでの期間では、パルス信号ＰｂとＰＬＬ同期信号Ｐｓｔとが同期していない状態（Ｌレベル）を示し、時刻ＬＩ以降の期間では、パルス信号ＰｂとＰＬＬ同期信号Ｐｓｔとが同期した状態（Ｈレベル）を示す。
なお、同期確立の判定に用いるパルス信号Ｐｂは、各相のうちいずれか１相を予め定めておいともよく、或いは、各相に対して同期確立の検出を試み、最初に同期を確立したいずれかの相を選択してもよい。

（三角波電圧の発生方法の説明）
また、基準三角波生成回路７５は、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔに同期した基準三角波Ｐｔｒｇ１とＰｔｒｇ２を生成する。
エンジンの稼働中においても、Ｕ相同一周期信号Ｒｕｓｐ等のパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波を生成する必要がある。なぜなら、エンジンの回転に同期してパルサコイル６から発生するパルス信号（基準交流電圧）の周波数の変化に応じて、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの周波数が変わるためである。つまり、エンジンの稼働中において周波数が負荷により変動した場合でも、位相を検出するため交流電圧のゼロクロス点における三角波の電圧値を取得する必要があるからである。ここで、図４及び図５を参照して、Ｕ相同一周期信号Ｒｕｓｐに同期したピーク電圧一定の三角波の発生メカニズムの一例について説明する。

一般には交流発電機が出力する交流電圧の周波数は、急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形は同様と考えることができる。例えば、図４において、波形２が現在のサイクルの波形であるとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とは同様である。また、交流発電機が出力する交流電圧に同期するＰＬＬ同期信号についても、急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形は同様と考えることができる。

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１）図４に示すように、波形１のサイクルにおいて、位相調整回路７３から供給されるＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの周期を検出する。この波形１に対応するＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの半周期は、波形１のサイクルにおけるＤＵＴＹ比５０％のＰＬＬ同期信号Ｐｓｔのパルス幅と一致する。
（手順２）続いて、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの半周期ＴＰ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、半周期ＴＰ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝ＴＰ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧Ｖｐを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝Ｖｐ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図５に示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。
（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全部でｎ回繰り返すと、図５に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
以上の手順により、１サイクル前のＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの波形を用いて、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧Ｖｐが一定の三角波を生成することができる。

（基準信号の生成法の説明）
基準三角波生成回路７５によって生成された基準三角波Ｐｔｒｇ１及びＰｔｒｇ２は、位相検出回路８に対して出力される。
位相検出回路８は、交流発電機１の稼動直後の所定期間において、基準三角波Ｐｔｒｇ１及びＰｔｒｇ２において、各相の交流出力電圧のゼロクロス点から、所望のゼロクロス点を決定するとともに、後段の三相同期方形波生成回路１１においてＵ相同期信号Ｒｕを生成するに際して用いる閾値電圧Ｖｔｈａ及びＶｔｈｂを決定する。次に、図６を用いて、この決定処理について説明する。
図６は、基準信号生成回路７における位相検出回路８が行う基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２に基づいて基準信号の生成を説明するために用いるタイミングチャートである。

位相検出回路８は、ゼロクロス読み取り回路８１とゼロクロス点記憶回路８２から構成される。
ゼロクロス読み取り回路８１は、エンジンの稼動直後において、パルス信号Ｐｂの立ち上がり及び立ち上がりにおける、基準三角波Ｐｔｒｇ１、Ｐｔｒｇ２の電圧値を読み取る。パルス信号Ｐｂの立ち上がり及び立ち上がりが示すタイミングは、各相の交流相電圧のゼロクロス点となるタイミングと一致する。ゼロクロス読み取り回路８１は、基準三角波Ｐｔｒｇ１、Ｐｔｒｇ２の期間において、発生したゼロクロス点の数に応じて、ゼロクロス点を発生した相と、そのゼロクロス点とを選択する。ゼロクロス読み取り回路８１は、選択されたゼロクロス点を発生した相の情報と、読み取った電圧値と、基準三角波Ｐｔｒｇ１、Ｐｔｒｇ２毎にゼロクロス点記憶回路８２へ、記憶させる。

また、ゼロクロス点記憶回路８２は、「波形情報Ｎｗｖ」、「閾値電圧値ＶｔｈＨ」、「閾値電圧値ＶｔｈＬ」からなる項目を記憶する記憶領域を有する。「波形情報Ｎｗｖ」は、ゼロクロス点として選択された相を示す情報であり、この場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかである。「閾値電圧値ＶｔｈＨ」、「閾値電圧値ＶｔｈＬ」は、ゼロクロス読み取り回路８１が読み取った電圧値を示す。ゼロクロス点記憶回路８２は、「波形情報Ｎｗｖ」をキーとして、ゼロクロス読み取り回路８１によって測定された電圧値を記憶する。また、基準三角波生成回路７５は、「波形情報Ｎｗｖ」をキーとして、ゼロクロス点記憶回路８２に記憶された電圧値、及び、選択された相を示す情報を参照する。

ゼロクロス読み取り回路８１は、図６に示すように、パルス信号Ｐｂの立ち上がり時刻ｔ１２において、基準三角波Ｐｔｒｇ１の電圧値（ＶｔｈＨ）を読み取り、ゼロクロス点記憶回路８２へ、基準三角波Ｐｔｒｇ１に対応させて記憶させる。また、ゼロクロス読み取り回路８１は、パルス信号Ｐｂの立ち下がり時刻ｔ２２において、基準三角波Ｐｔｒｇ２の電圧値（ＶｔｈＬ）を読み取り、ゼロクロス点記憶回路８２へ、基準三角波Ｐｔｒｇ２に対応させて記憶させる。ゼロクロス点記憶回路８２は、記憶した「閾値電圧値ＶｔｈＨ」、「閾値電圧値ＶｔｈＬ」を三相同期方形波生成回路１１に出力する。

位相制御装置は、同期三角波の繰返し周期の半分の期間Ｔｈに、相電圧ゼロクロスの立ち上がり又は立ち下がりのエッジは、計３回発生する。最初のエッジを特定する手法は、ＰＬＬ同期信号のＨレベル，Ｌレベルを各相電圧ゼロクロス信号の立ち上がり立ち下がりタイミングで参照し、ＰＬＬ同期信号が、ＨレベルからＬレベルに変化、又は、ＨレベルからＬレベルに変化したそのエッジは、その期間Ｔｈにおいて最初に検出されたエッジであり、そのエッジを＃１エッジとする。次に発生する相電圧ゼロクロス信号は、ＰＬＬ同期信号のレベル変化がない状態で＃２エッジが検出され、続いて、ＰＬＬ同期信号のレベル変化がない状態で＃３エッジが検出される。

各相のゼロクロス信号を再現するには、まず、＃１エッジ、＃２エッジ及び＃３エッジの各エッジタイミングで同期三角波の電圧をそれぞれ変換する。
各エッジタイミングのうち、＃１エッジと＃３エッジでは、ＰＬＬ同期信号のパルス幅の中央から離れており、同期三角波に対しても両端に位置するので、同期三角波のレベルを変換するタイミングにより、変換された同期三角波のレベルが不連続な値として検出される場合が起こりうる。そのため、ＰＬＬ同期信号のパルス幅の中央に近く、同期三角波のレベルを変換するタイミングが変化しても、変換するタイミングの位相の変化に応じて同期三角波のレベルが線形に変化する範囲が広い＃２エッジのタイミングを選択する。
変換タイミングが交流発電機１の回転に対して正常時に同期している状態の＃２エッジのタイミングであれば、＃２エッジのタイミングの同期三角波のレベルは、同期三角波の波高値の１／３から２／３の範囲になる。

同期三角波Ｐｔｒｇ１に対して、＃２立ち下りエッジ（時刻ｔ１２）のタイミングを示すフラグを設定する。同期三角波Ｐｔｒｇ２に対して、＃２立ち上がりエッジ（時刻ｔ２２）のタイミングを示すフラグを設定する。そして、それぞれの同期三角波Ｐｔｒｇ１と同期三角波Ｐｔｒｇ２に対応させて、変換した同期三角波のレベルをゼロクロス点記憶回路８２の記憶領域に記憶させる。

本実施形態においては、位相検出回路８は、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１のパルス信号Ｐｂの立ち上がりにおける電圧値を閾値ＶｔｈＨとし、第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２のパルス信号Ｐｂの立ち下がりにおける電圧値を閾値ＶｔｈＬと決定する。
以降、エンジンの駆動中において、基準三角波生成回路７５は、決定した第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２を発生し続け、三相同期方形波生成回路１１に対して出力し続ける。

（各相同期信号の発生についての説明）
三相同期方形波生成回路１１は、入力される第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２を用いて、いずれか１相の同期信号を生成する。
図７は、交流発電機１のいずれか１相の同期信号を生成する回路の構成例を示す図である。
また、図６に示されるタイミングチャートを参照し、三相同期方形波生成回路１１におけるＶ相同期信号Ｒｖの発生について説明する。
以下、図６及び図７を用いて動作を説明する。
図７において、比較器Ｂ１には、（＋）入力端子に第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１が入力され、（−）端子に閾値ＶｔｈＨが入力される。また、比較器Ｂ２には、（＋）入力端子に第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２が入力され、（−）端子に閾値ＶｔｈＬが入力される。また、ＳＲフリップフロップＳＲ１は、セット端子Ｓが比較器Ｂ１の出力に接続され、リセット端子Ｒが比較器Ｂ２の出力に接続される。ＳＲフリップフロップＳＲ１は、ノア回路ＮＯＲ１とノア回路ＮＯＲ２から構成される。ノア回路ＮＯＲ１は、二入力の一入力端がリセット端子Ｒに接続され、他端がノア回路ＮＯＲ２の出力端に接続され、出力がＱバー端子に接続される。また、ノア回路ＮＯＲ２は、二入力の一入力端がセット端子Ｓに接続され、他端がノア回路ＮＯＲ１の出力端に接続され、出力がＱ端子に接続される。

この構成により、図６に示すように、比較器Ｂ１の出力（パルス（Ａ））は、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１の電圧レベルがＶｔｈＨからＶｐの間（時刻ｔ３１〜ｔ２１の間）、Ｈレベルとなる。また、比較器Ｂ２の出力（パルス（Ｂ））は、第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２の電圧レベルがＶｔｈＬからＶｐの間（時刻ｔ４１〜ｔ１２の間）、Ｈレベルとなる。
また、ＳＲフリップフロップＳＲ１の出力Ｑ（バー）は、時刻ｔ３１〜ｔ３２の間、Ｈレベルとなり、時刻ｔ３２から、次に第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１の電圧レベルがＶｔｈＨとなって比較器Ｂ１の出力がＨレベルとなる時刻ｔ４２の間（時刻ｔ３２〜ｔ４２の間）、Ｌレベルとなる。

ここで、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２を判定する閾値電圧として定められたゼロクロス点は、Ｖ相の交流出力電圧から導かれたものであるから、その周波数は交流発電機１のＶ相出力と同一周期の信号である。
また、定められたゼロクロス点から導かれた閾値電圧ＶｔｈＨ及び閾値電圧ＶｔｈＬはいずれもエンジン稼動直後において、交流発電機１のＶ相出力と同期した信号であるパルス信号Ｐｂ（Ｖ相ゼロクロス信号）の立ち上がり又は立ち下がりで取得した電圧値であるから、閾値電圧ＶｔｈＨで立ち上がり、閾値電圧ＶｔｈＬで立ち下がる信号は、交流発電機１のＶ相出力と位相差のない信号である。すなわち、ＳＲフリップフロップＳＲ１の出力Ｑ（バー）から取り出す信号は、交流発電機１のＶ相出力と位相及び周波数が一致する信号であるＶ相同期信号Ｒｖである。

例えば、エンジンの稼働中に、交流発電機１のステータ５からのＵ相の出力の周波数が２倍となれば、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）の周波数も２倍となり、パルス信号Ｐａの周波数も２倍となる。これにより、ＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの周波数も２倍となり、基準三角波生成回路７５が生成する第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２の周波数も２倍となる。しかし、閾値ＶｔｈＨ及び電圧値ＶｂＬは、エンジン稼働直後に取得した電圧であるので、エンジン稼働中において変化することはない。そのため、三相同期方形波生成回路１１が生成するＶ相同期信号Ｒｖの周波数も、交流発電機１のステータ５からのＶ相の出力の周波数が２倍になれば、２倍となる。

このように、上述した基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号のうちの少なくともいずれか一相の同期信号（上記例ではＶ相同期信号Ｒｖ）を生成することが可能となる。
他の二相については、上記実施例と同様の方法で生成すれば、Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｗ相同期信号Ｒｗについて生成することは可能となる。この場合、例えば、基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１を、Ｕ相及びＷ相についても設けることで対応すればよい。
或いは、次に説明するように、既に生成したＶ相同期信号Ｒｖから、上述した三角波生成の手法を用いて、Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｗ相同期信号Ｒｗを生成することが可能である。

図８は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路の動作を説明するための図であり、Ｕ相同期信号Ｒｕから、Ｖ相同期信号Ｒｖ及びＷ相同期信号Ｒｗを生成する方法を説明するための図である。以下、図８を参照して、その手順について説明する。

（手順１）最初に、Ｕ相同期信号Ｒｕの“Ｈ（ハイ）”側に同期した三角波（ｅ）を生成する。この三角波（ｅ）はＵ相同期信号Ｒｕに同期しており、位相幅が１８０°（０°〜１８０°）である。また、この三角波（ｅ）はＵ相同期信号Ｒｕのパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波である。なお、Ｕ相同期信号Ｒｕのパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波の生成方法については上述した通りである。

（手順２）同様にして、Ｕ相同期信号Ｒｕの“Ｌ（ロー）”側に同期した三角波（ｆ）を生成する。この三角波（ｆ）はＵ相同期信号Ｒｕに同期しており、位相幅が１８０°（１８０°〜３６０°）である。また、この三角波（ｆ）についてもＵ相同期信号Ｒｕのパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波である。

（手順３）次に、三角波（ｅ）のピーク電圧Ｖｐの１／３の高さの点Ｘ１と、２／３の高さの点Ｘ２を求める。これにより、点Ｘ０（三角波（ｅ）の立ち上がり点）と点Ｘ１の間、点Ｘ１と点Ｘ２との間、及び点Ｘ２と点Ｘ３（三角波（ｅ）の立ち下り点）との間は、それぞれ位相幅が６０°となる。同様にして、三角波（ｆ）のピーク電圧Ｖｐの１／３の高さの点Ｙ１、２／３の高さの点Ｙ２を求める。

（手順４）次に、点Ｘ２から点Ｘ３まで“Ｈ”となるパルスａ１を生成し、また、点Ｙ２から点Ｙ３（三角波（ｆ）の立ち下り点）まで“Ｈ”となるパルスｂ１を生成する。
（手順５）そして、パルスａ１の立ち上がりエッジで“Ｈ”となり、パルスｂ１の立ち上がりエッジで“Ｌ”に戻る矩形波を生成し、これをＶ相同期信号Ｒｖとする。

（手順６）次に、点Ｘ１から点Ｘ３まで“Ｈ”となるパルスｃ１を生成し、また、点Ｙ１から点Ｙ３まで”Ｈ”となるパルスｄ１を生成する。
（手順７）そして、パルスｄ１の立ち上がりエッジで“Ｈ”となり、パルスｃ１の立ち上がりエッジで０に戻る矩形波を生成し、これをＷ相同期信号Ｒｗとする。

上述した手順により、Ｕ相に対して１２０°位相が遅れたＶ相同期信号Ｒｖ、Ｕ相に対して２４０°位相が遅れたＷ相同期信号Ｒｗを生成することができる。
また、図９は、生成した相（Ｖ相）の矩形波と、その矩形波に同期した三角波（ｅ）、（ｆ）から、他の相（Ｕ相、Ｗ相）の矩形波を生成する回路の構成例を示す図である。以下、図９を参照して、その動作について説明する。
三角波のピーク電圧Ｖｐは、直列に３本接続された抵抗Ｒにより分圧され、（１／３）×Ｖｐの電圧が比較器Ａ２、Ａ４の（−）入力端子に基準電圧として入力され、（２／３）×Ｖｐの電圧が比較器Ａ１、Ａ３の（−）入力端子に基準電圧として入力される。また、比較器Ａ１、Ａ２の（＋）入力端子に三角波（ｅ）が入力され、比較器Ａ３、Ａ４の（＋）入力端子に三角波（ｆ）が入力される。
従って、比較器Ａ１の出力は、点Ｘ２から点Ｘ３まで“Ｈ”となり、パルスａ１となる。比較器Ａ２の出力は、点Ｘ１から点Ｘ３まで“Ｈ”となり、パルスｃ１となる。比較器Ａ３の出力は、点Ｙ２から点Ｙ３まで“Ｈ”となり、パルスｂ１となる。比較器Ａ４の出力は、点Ｙ１から点Ｙ３まで“Ｈ”となり、パルスｄ１となる。

また、比較器Ａ１及びＡ３の出力は、オア回路ＯＲ１を介して、ＤフリップフロップＤ１のクロック端子の入力となる。比較器Ａ２及びＡ４の出力は、オア回路ＯＲ２を介して、ＤフリップフロップＤ２のクロック端子の入力となる。
従って、比較器Ａ１の出力（パルスａ１）の立ち上がりエッジが、ＤフリップフロップＤ１のクロック端子の入力となり、この時、Ｄ入力となるＵ相のレベルは“Ｈ”であるので、ＤフリップフロップＤ１の出力Ｑは“Ｈ”になる。
また、比較器Ａ３の出力（パルスｂ１）の立ち上がりエッジもＤフリップフロップＤ１のクロック端子の入力となり、この時、Ｄ入力となるＵ相のレベルは“Ｌ”であるので、出力Ｑは“Ｌ”になる。従って、ＤフリップフロップＤ１の出力Ｑは、パルスａ１の立ち上がりエッジからパルスｂ１の立ち上がりエッジまで“Ｈ”となり、Ｖ相同期信号Ｒｖが得られる。

また、比較器Ａ２の出力（パルスｃ１）の立ち上がりエッジが、ＤフリップフロップＤ２のクロック端子の入力となり、この時、Ｄ入力となるＵ相のレベルは“Ｈ”であるので、ＤフリップフロップＤ２の出力Ｑは“Ｈ”、出力Ｑの反転出力（Ｑバー）は“Ｌ”になる。
また、比較器Ａ４の出力（パルスｄ１）の立ち上がりエッジもＤフリップフロップＤ２のクロック端子の入力となり、この時、Ｄ入力となるＵ相のレベルは“Ｌ”であるので、出力Ｑは“Ｌ”になり、出力Ｑの反転出力（Ｑバー）は“Ｈ”になる。従って、ＤフリップフロップＤ２の反転出力（Ｑバー）は、パルス（ｄ１）の立ち上がりエッジからパルス（ｃ１）の立ち上がりエッジまで“Ｈ”となり、Ｗ相同期信号Ｒｗとなる。

このように、上述した基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同期した矩形波であるＵ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ及びＷ相同期信号Ｒｗを生成することが可能となる。すなわち、エンジンの回転に同期してパルサコイル６から発生するパルス信号（基準交流電圧）から生成したＰＬＬ同期信号Ｐｓｔにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に同期した矩形波の信号を生成できるため、これを通電タイミングの制御に利用することができる。これにより、サブコイルやホール素子等を設ける必要はなく、三相交流発電機の構造の簡略化と外形の小形化が可能となり、また、製造コストの低減を図ることができる。

また、上記実施例においては、基準三角波生成回路７５により、複数の三角波Ｐｔｒｇ（三角波ａ〜ｆ）を生成し、ゼロクロス読み取り回路８１により、Ｕ相の出力信号（一相の交流出力電圧）と同期したＵ相ゼロクロス信号であるパルス信号Ｐｂの立ち上がり及び立ち下がりにおける複数の三角波Ｐｔｒｇの電圧値を読み取ることとした。また、基準三角波生成回路７５は、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２に基づいて基準信号を決定するとともに、三相同期方形波生成回路１１でのＵ相同期信号Ｒｕ生成に用いる閾値ＶｔｈＨ及び閾値ＶｔｈＬを決定する構成とした。これにより、三相同期方形波生成回路１１は、第１の基準三角波Ｐｔｒｇ１及び第２の基準三角波Ｐｔｒｇ２と、閾値ＶｔｈＨ及び閾値ＶｔｈＬを用いて、Ｕ相同期信号Ｒｕを生成する。

また、同期三角波Ｐｔｒｇ１のレベルを比較する比較器Ｂ１の立ち上がりエッジに同期して、再生するパルスをＬレベルに変化させ、同期三角波Ｐｔｒｇ２のレベルを比較する比較器Ｂ２の立ち上がりエッジに同期して、再生するパルスをＨレベルに変化させることにより、連続したパルスを生成することができ、その生成されたパルスは、相電圧２のゼロクロス信号を復元することができる。
交流発電機１の各相の相電圧の波形は、負荷や運転状態により大きく変化するが、復元したパルスであればその影響を受けることなく、相電圧２のゼロクロス信号として参照することができる。

（各相同期信号に基づいたスイッチング素子の導通タイミングについての説明）
例えば、上記実施形態の説明で述べたように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の通電タイミングを決めるため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の同期信号（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）各々から生成した三角波（Ｂ、Ｃ、Ａ）、各三角波を１８０°位相シフトした三角波（Ｂ’、Ｃ’、Ａ’）を使用する。各スイッチング素子にいずれの三角波を用いるかは、進角または遅角のどちらを重要視するかによって選定されるものである。
ところで、本願の発明者がスイッチング素子の通電タイミングについて、各相のスイッチング素子をオンさせる時刻を同期信号各相の立ち上がり（位相角基準）より前にする（進角側で制御する）場合のバッテリ２の充電量と、各相のスイッチング素子をオンさせる時刻を位相角基準より後にする（遅角側で制御する）場合のバッテリ２の充電量とを比較する実験を行った。この実験では、同一の充電量を得るための発電機１のトルクを測定し、進角側の方が遅角側よりトルク量が少ないという実験結果を得て、進角側で制御する方が遅角側で制御する方よりも、同一の充電量を得る際の交流発電機１にかかる負荷が軽くなり、発電機１の制御上好ましいことが判明した。
以下に、この通電タイミング決定の制御の実施例について説明する。
なお、位相角基準は、Ｕ相同期信号Ｒｕの場合、立ち上がりを基準（進角０°）として、左側を進角、右側を遅角とする。同様に、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗの位相角基準は、それぞれ立ち上がりを基準とし、左側を進角、右側を遅角とする。

本実施例においても、誤差アンプ１３の出力（誤差アンプ出力Ｖｃ）は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＞０」となり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＜０」となる。
また、比較回路１４（進角／遅角算出手段）は、三相同期三角波生成回路１２から出力される三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングタイミング（進角／遅角量θ）を決定し、該進角／遅角量θの信号を制御回路２０に出力する。
また、本実施例においても、三相同期三角波生成回路１２は、三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路）から出力される各相の矩形波（それぞれ、Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗ）に同期した三角波（それぞれ、三角波Ｂ、三角波Ａ、三角波Ｃである）を生成する。また、三相同期三角波生成回路１２は、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波を、それぞれ１８０°位相シフトさせた三角波（それぞれ、三角波Ｂ’、三角波Ａ’、三角波Ｃ’である）を生成する。

ここで、本実施例では、上記実施例とは異なり、Ｕ相同期信号Ｒｕに同期させて生成した三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）と、三角波Ｂを１８０°位相シフトさせた三角波Ｂ’（第１Ｕ相三角波）とを、Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の通電タイミング決定に用いる。
また、同様に、Ｖ相同期信号Ｒｖに同期させて生成した三角波Ｃ（第２Ｖ相三角波）と、三角波Ｃを１８０°位相シフトさせた三角波Ｃ’（第１Ｖ相三角波）とを、Ｖ相に対応するスイッチング素子Ｑ２及びＱ５の通電タイミング決定に用いる。
また、同様に、Ｗ相同期信号Ｒｗに同期させて生成した三角波Ａ（第２Ｗ相三角波）と、三角波Ａを１８０°位相シフトさせた三角波Ａ’（第１Ｗ相三角波）とを、Ｗ相に対応するスイッチング素子Ｑ３及びＱ６の通電タイミング決定に用いる。

Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の通電タイミング決定に三角波Ｂ、Ｂ’を用いる理由は、次の通りである。
三角波Ｂ’（第１Ｕ相三角波）を用いると、Ｖｃ＞０（Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ）の場合、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間において、進角または遅角量０°を示す電圧の線Ｌ０（Ｖｃ＝０のレベルの線）よりもＶｃが高くなる。つまり、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間に、第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）とＶｃとの交点ができる。これにより、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる位相角（進角／遅角量θ）を求めることができる。
また、三角波Ｂ’に対して１８０°位相差がある三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）を用いると、上記三角波Ｂ’とＶｃ＝０のレベルの線との交点より、１８０°遅角側に第２Ｕ相三角波（三角波Ｂ）とＶｃとの交点ができる。
つまり、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる時刻から、位相角にして１８０°遅れた時刻で、スイッチング素子Ｑ１をオフさせ、スイッチング素子Ｑ４をオンさせる。
このようにして、スイッチング素子Ｑ１をオンさせた時刻からオフさせるまでの期間（位相角で１８０°の期間）トータルで、バッテリ２を充電することができる。

一方、Ｖｃ＜０（Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ）の場合、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間において、進角／遅角量０°の線Ｌ０よりもＶｃが低くなる。つまり、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間に、第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）とＶｃとの交点ができる。これにより、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる位相角（進角／遅角量θ）を求めることができる。
また、三角波Ｂ’に対して１８０°位相差がある三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）を用いて、スイッチング素子Ｑ１をオフさせ、スイッチング素子Ｑ４をオンさせる。このようにして、スイッチング素子Ｑ１をオンさせた時刻からオフさせるまでの期間（位相角で１８０°の期間）トータルで、バッテリ２を放電することができる。

以上の構成により、Ｕ相においては、Ｕ相同期信号Ｒｕに同期した第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）、及び第２Ｕ相三角波（三角波Ｂ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。
特に、第１Ｕ相三角波の高さの最大付近に交点ができる場合（進角０°に近づいた場合）、バッテリは充電量が少ない（Ｖｃの絶対値が大きい）わけであるが、スイッチング素子Ｑ１のオンしている期間とＵ相が正電圧にある期間とをほぼ一致させることができるので、交流発電機１のＵ相からバッテリ２への充電量を最大充電量とすることができる。

同様にして、Ｖ相においては、Ｖ相同期信号Ｒｖに同期した第１Ｖ相三角波（三角波Ｃ’）、及び第２Ｖ相三角波（三角波Ｃ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。
また、同様にして、Ｗ相においては、Ｗ相同期信号Ｒｗに同期した第１Ｗ相三角波（三角波Ａ’）、及び第２Ｗ相三角波（三角波Ａ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。

例えば、比較回路１４によって、次のようにＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定することができる。
比較回路１４は、第１Ｕ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子Ｑ４のオフタイミングを求める。また、比較回路１４は、第２Ｕ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子Ｑ１のオフタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子Ｑ４のオンタイミングを求める。
また、比較回路１４は、第１Ｖ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子Ｑ４のオフタイミングを求める。また、比較回路１４は、第２Ｖ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子Ｑ２のオフタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子Ｑ５のオンタイミングを求める。
また、比較回路１４は、第１Ｗ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子Ｑ３のオンタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子Ｑ６のオフタイミングを求める。また、比較回路１４は、第２Ｗ相三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較して、全波整流回路３ｂの直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを、全波整流回路３ｂの接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子Ｑ６のオンタイミングを求める。

以上述べた構成によりスイッチング素子の通電タイミングの制御を行い、つまり、各相について進角側で制御することにより、バッテリ２に充電する際に交流発電機１にかかる負荷を軽くすることができる。

（第２実施形態）
図１、図２を参照し、第２実施形態について示す。
図１０は、交流発電機１の回転数が急に変化している場合の動作を示すタイミングチャートである。図６に示した構成と同じ構成には同じ符号を付す。

第１実施形態に示した図６のタイミングチャートでは、交流発電機１の回転数の変化に対して、位相調整回路７３が充分に追従できる状態を示したものであった。
位相調整回路７３の応答特性より交流発電機１の回転数の変化が急峻な場合には、位相調整回路７３によって生成するＰＬＬ同期信号Ｐｓｔを、交流発電機１の回転数の変化に追従させて同期させることが困難な場合が生じうる。

例えば、エンジン始動時には、エンジン回転数Ｎｅが急に上昇することから、エンジン回転数変化量ΔＮｅは、大きな値を示す。そのような場合、エンジンから動力が供給される交流発電機１の回転数も急に上昇することから、交流発電機１から出力される交流電圧出力の１周期の長さが大きく変化する。
位相調整回路７３は、交流発電機１の交流出力電圧の周期の変化に追従して同期するように作動するが、急な変化に対しては応答遅れの影響が生じる。つまり、エンジン回転数Ｎｅが急に上昇する場合では、交流発電機１の１周期が短くなるように変化する。位相調整回路７３が追従しきれない場合には、位相調整回路７３の周期は交流発電機１の周期より相対的に長くなる。
そのため、位相調整回路７３が同期している状態では、半周期の間に交流発電機１の各相のゼロクロス点（エッジ）が３回発生するはずのところ、位相調整回路７３が追従できない場合には、半周期の間に交流発電機１の各相のゼロクロス点（エッジ）１回多く４回検出されることが生じる場合がある。

（＃４エッジが検出され場合又は＃３エッジが検出されない場合の処理）
この図１０に示されるタイミングチャートの位相関係では、時刻Ｓ１０から時刻Ｓ２０までの期間において、＃１エッジ、＃２エッジ及び＃３エッジに続き＃４エッジ（時刻ｔ１４）が検出された状態が示される。一方、時刻Ｓ２０から時刻Ｓ１１までの期間において。＃１エッジ（時刻ｔ２１）と＃２エッジ（時刻ｔ２２）しか検出されない状態が示される。この時刻ｔ２１の＃１エッジは、本来＃２エッジとして検出されるべきものであり、時刻Ｓ１０から時刻Ｓ２０までの期間において、＃４エッジ（時刻ｔ１４）が誤検出されたために誤判定されることになる。
そのため、半周期のうち２番目に検出されたエッジ（＃２エッジ（時刻ｔ２２））を用いて相信号を復元すると、復元した相信号は、位相がずれて異常な波形となる。
従って、ＰＬＬ同期信号の半周期に、４回以上のエッジが発生する場合（＃４のエッジを検出した場合）、又は、２回以下のエッジしか発生しなかった場合（＃３のエッジを検出しない場合）には、検出された同期三角波の電圧値を基準信号として採用しない。
このように、検出された同期三角波の電圧値を基準信号として採用しない場合には、次の周期において再度検出を行うことにより、条件を満足した基準信号を得ることが可能となる。

このように、位相検出回路８のゼロクロス読み取り回路８１において、検出された交流発電機１の各相のゼロクロス点（エッジ）を、上記に示したゼロクロス点の数に応じて選択する条件を設けることにより、その選択されたゼロクロス点（エッジ）に対応して検出される同期三角波の電圧値を基準信号として選択することができる。

（第３実施形態）
図１１を参照し、第３実施形態について示す。
図１１は、本実施形態の基準信号生成回路の構成を示す図である。図２に示した構成と同じ構成には同じ符号を付す。
基準信号生成回路７ａは、基準方形波生成回路７１、相コイル電圧生成回路７２、位相調整回路７３、同期判定回路７４ａ、基準三角波生成回路７５、及び位相検出回路８ａ（ゼロクロス読み取り回路８１ａ、ゼロクロス点記憶回路８２）から構成される。
同期判定回路７４ａは、第１実施形態に示した同期判定回路７４に、パルス信号Ｐａの周期を検出し、その周期の変化率が予め定められた値より大きいか否かを判定する機能が付加され、その判定結果を位相検出回路８ａに出力する。
位相検出回路８ａは、ゼロクロス読み取り回路８１ａとゼロクロス点記憶回路８２を備える。
位相検出回路８ａのゼロクロス読み取り回路８１ａは、第１実施形態に示した位相検出回路８のゼロクロス読み取り回路８１に、交流出力電圧のゼロクロス点を選択する機能が付加されている。
付加された第１の選択機能は、交流発電機１の各相の交流出力電圧の位相と、位相調整回路７３のＰＬＬ同期信号の位相との関係により、検出されたエッジが同期三角波の両端から予め定められる所定の範囲に位置する場合に、交流出力電圧のゼロクロス点を選択する。
また、付加された第２の選択機能は、同期判定回路７４ａによって検出されたパルス信号Ｐａの周期の変化率が、予め定められる所定の値より大きい場合には、交流出力電圧のゼロクロス点を選択しない、すなわち、パルス信号Ｐａの周期の変化率が、予め定められる所定の値より小さい場合には、交流出力電圧のゼロクロス点を選択する、

（＃１エッジ又は＃３エッジが、同期三角波の両端に位置する場合の処理）
交流発電機１の各相の交流出力電圧の位相と、位相調整回路７３が生成したＰＬＬ同期信号Ｐｓｔの位相との関係により、各相の交流出力電圧のゼロクロス点を示すパルス信号Ｐｂとして検出されたエッジが、同期三角波の両端に位置する場合がある。
図１２は、各相の交流出力電圧のゼロクロス点が、同期三角波の両端に位置する場合の動作を示すタイミングチャートである。図６に示した構成と同じ構成には同じ符号を付す。
＃１エッジ又は＃３エッジが、同期三角波の両端に位置する場合には、エンジン回転数Ｎｅの変動によって、＃１エッジ又は＃３エッジを誤判定することにより、＃２エッジにおいて検出されるべき同期三角波の電圧値を検出されない場合が生じうる。そのような位相関係では、正しい基準信号を生成できない場合が生じうる。
この状態を回避するため、まず、パルスコイル６が出力するパルス信号から生成したパルス信号Ｐａに基づいて、エンジン回転数Ｎｅが急上昇或いは、急下降中であるかを判定し、この場合には、検出された同期三角波の電圧値を採用しない。
エンジン回転数Ｎｅの変動が、予め定められた所定の範囲内にある場合には、＃１エッジ又は＃３エッジが、同期三角波の両端に位置する場合であっても、ゼロクロス読み取り回路８１ａは、＃２エッジのタイミングを選択し、そのタイミングの基準三角波Ｐｔｒｇ１及び基準三角波Ｐｔｒｇ２の電圧値を基準信号として選択する。

図１３は、図１１に示す基準信号生成回路７ａ及び三相同期方形波生成回路１１の動作説明に用いるフローチャートである。
バッテリ電圧Ｖｂａｔｔを検出する（ステップＳ１）。
同期判定回路７４ａは、位相調整回路７３において同期が確立された状態にあるか否かを判定する（ステップＳ２）。ステップＳ２における判定の結果、同期が確立できる状態にないと判定された場合（ステップＳ２：Ｎｏ）には、ステップＳ２の判定を繰り返す。

ステップＳ２における判定の結果、同期が確立できる状態にあると判定された場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）には、半周期の間のゼロクロス点の数を検出する（ステップＳ３）。
検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、４個以上であるか否かを判定する（ステップＳ４）。ステップＳ４における判定の結果、検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、４個以上であると判定された場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）には、ステップＳ３に戻る。

ステップＳ４における判定の結果、検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、４個以上でないと判定された場合（ステップＳ４：Ｎｏ）には、検出されたゼロクロス点の位置が、同期三角波の両端に位置する場合であるか否かを判定する（ステップＳ５）。
ステップＳ５における判定の結果、検出されたゼロクロス点の位置が、同期三角波の両端に位置する場合であると判定された場合（ステップＳ５：Ｙｅｓ）には、検出されたゼロクロス点が示すタイミングのうち、２番目の＃２エッジのタイミングを選択し、選択されたタイミングにおける同期三角波の電圧をゼロクロス点記憶回路８２に記憶させ、基準信号の取得処理を終了する（ステップＳ１０）。

ステップＳ５における判定の結果、検出されたゼロクロス点の位置が、同期三角波の両端に位置する場合でないと判定された場合（ステップＳ５：Ｎｏ）には、検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、２個以下であるか否かを判定する（ステップＳ６）。ステップＳ６における判定の結果、検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、２個以下であると判定された場合（ステップＳ６：Ｙｅｓ）には、ステップＳ３に戻る。

ステップＳ６における判定の結果、検出された半周期の間のゼロクロス点の数が、２個以下でない、すなわち３個であると判定された場合（ステップＳ６：Ｎｏ）には、ステップ１０の処理に進む。

以上説明した工程により、交流発電機の交流出力電圧を初期状態の確定に用いるだけで、初期状態が確定した後に行う進角又は遅角制御において、交流発電機の交流出力電圧を用いることなく交流発電機の回転数の変化を検出し、その変化に応じて適切な進角又は遅角制御を行うことが可能となる。また、エンジン始動時などに発生しうる急峻な交流発電機の回転数の変化が生じる場合であっても、適切な基準信号を取得することができることから、安定に制御を行ことが可能となる。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の変更等も含まれる。
なお、これらの同期三角波のレベルの記憶は、図示されないエンジンのアイドリング回転時に行うことにより、標準状態を設定するのに安定な状態で行うことができる。
例えば、車両に搭載されたエンジンの動力によって駆動される交流発電機１であれば、車両の工場の調整工程において行うことも可能である。また、車両のユーザがエンジンを始動したタイミングに、それぞれ自動で実施させることも可能である。
なお、本実施形態において、バッテリ充電装置を例として示して説明したが、交流発電機からの電力を変換する電力変換装置に、本実施形態に示した位相制御装置を適用し、示した位相制御方法によって制御することが可能である。

１…交流発電機、２…バッテリ、３…バッテリ充電装置、３ａ…位相制御装置、
３ｂ…全波整流回路、４…ロータ、４ａ…突起部、５…ステータ、６…パルサコイル、
７，７ａ…基準信号生成回路、８，８ａ…位相検出回路、１１…三相同期方形波生成回路、
１２…三相同期三角波生成回路、１３…誤差アンプ、１４…比較回路、
２０…制御回路、２１…進角又は遅角制御回路、２２…ＦＥＴ駆動信号生成回路、
７１…基準方形波生成回路、７２…相コイル電圧生成回路、７３…位相調整回路、
７４，７４ａ…同期判定回路、７５…基準三角波生成回路、
８１，８１ａ…ゼロクロス読み取り回路、８２…ゼロクロス点記憶回路、
Ｐａ，Ｐｂ…パルス信号、Ｐｓｔ…ＰＬＬ同期信号、
Ｒｕ…Ｕ相同期信号、Ｒｖ…Ｖ相同期信号、Ｒｗ…Ｗ相同期信号、
Ｐｔｒｇ１，Ｐｔｒｇ２，Ｐｓａｗ…基準三角波

Claims (12)

1. Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置であって、
   前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧に基づいて、前記交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号を生成し、該タイミング信号の半周期に含まれる前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、前記タイミング信号と前記交流出力電圧との位相差の基準とする基準位相を定める基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記基準信号生成手段によって生成されたタイミング信号と基準信号とに基づいて、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手段と、
   前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手段と、
   を備えることを特徴とする位相制御装置。
2. 前記基準信号生成手段は、
   前記タイミング信号の半周期に含まれる前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が４つの場合には、前記半周期の間に検出された前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点に基づいて、前記タイミング信号との位相差を調整する基準位相とせず、前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数が３つの場合には、前記タイミング信号の半周期において前記検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って前記基準位相を定める
   ことを特徴とする請求項１に記載の位相制御装置。
3. 前記基準信号生成手段は、
   前記タイミング信号の半周期と同じ時間幅の三角波を、該タイミング信号の立ち上がり立ち下がりに同期させて生成し、前記生成した三角波の時間幅に含まれる前記各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうちから、前記タイミング信号との位相差を調整する基準位相を定める交流出力電圧のゼロクロス点を定める
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相制御装置。
4. 前記基準信号生成手段は、
   前記タイミング信号の周期が示す変化点から、予め定められる所定の範囲の位相幅において、前記各相の交流出力電圧のいずれかのゼロクロス点が検出された場合には、前記タイミング信号の半周期において前記検出された各相の交流出力電圧のゼロクロス点のうち２番目に検出された交流出力電圧のゼロクロス点に従って前記基準位相を定める
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の位相制御装置。
5. 前記進角／遅角算出手段は、
   前記整流部によって整流された出力電圧と所定の目標電圧との差分電圧の信号と、前記基準信号生成手段によって生成された基準信号に基づいて前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の位相制御装置。
6. 前記タイミング信号は、
   第１の半周期の間、単調に変化する三角波であり、前記第１の半周期と異なる第２の半周期は、予め定められた一定値を示す
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の位相制御装置。
7. 前記タイミング信号と、前記基準信号とに基づいて、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段と、
   を備え、
   前記基準信号生成手段は、
   前記定めた交流出力電圧のゼロクロス点における、前記生成した三角波の電圧値を記憶し、記憶した該電圧値に基づいて前記交流出力電圧に同期した基準信号を生成し、
   前記進角／遅角算出手段は、
   前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める
   ことを特徴とする請求項３に記載の位相制御装置。
8. 前記基準信号生成手段は、
   前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成回路と、
   前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成回路と、
   前記第１のパルス信号に同期した同期信号を生成するタイミング信号生成回路と、
   前記タイミング信号として、前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧と同一周期の複数の三角波を発生する基準三角波生成回路と、
   前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路と、
   前記検出されたゼロクロス点に応じた前記複数の三角波の電圧値を、前記複数の三角波各々に対して読み取るゼロクロス点読み取り回路と、
   前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記ゼロクロス点読み取り回路が読み取った電圧の内から、予め定められた判定基準により選択された前記ゼロクロス点に応じた前記三角波の電圧値を記憶するゼロクロス点記憶回路と、
   を備え、
   前記記憶した三角波の電圧値を前記基準信号とする
   ことを特徴とする請求項１に記載の位相制御装置。
9. 前記進角／遅角算出手段は、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成する同期三角波発生回路と、
   前記変換した直流電力を蓄えるバッテリの電圧と所定の目標電圧とを比較し誤差信号を出力する誤差アンプと、
   前記同期三角波発生回路から出力される三角波と前記誤差アンプの出力とを比較することにより進角／遅角量を求める比較回路と、を備え、
   前記同期三角波発生回路は、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成して前記比較回路に出力するとともに、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波（それぞれ第２Ｕ相三角波、第２Ｖ相三角波、第２Ｗ相三角波とする）を、１８０°位相シフトさせた第１Ｕ相三角波、第１Ｖ相三角波、第１Ｗ相三角波をそれぞれ生成して前記比較回路に出力し、
   前記比較回路は、
   前記進角／遅角量を求める場合、
   前記Ｕ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される前記第１Ｕ相三角波及び前記第２Ｕ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求め、
   前記Ｖ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｖ相三角波及び前記第２Ｖ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求め、
   前記Ｗ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｗ相三角波及び前記第２Ｗ相三角波と、前記誤差アンプの出力とを比較して求める、
   ことを特徴とする請求項７に記載の位相制御装置。
10. 前記比較回路は、
    前記第１Ｕ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
    前記第２Ｕ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、
    前記第１Ｖ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
    前記第２Ｖ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、
    前記第１Ｗ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
    前記第２Ｗ相三角波と前記誤差アンプの出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求める、
    ことを特徴とする請求項９に記載の位相制御装置。
11. 請求項１から請求項１０いずれかに記載の位相制御装置と、
    前記位相制御装置により通電タイミングを制御される整流部と、
    を備え、
    前記整流部の直流電力側の出力電圧に接続されたバッテリを充電する
    ことを特徴とするバッテリ充電装置。
12. Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置における位相制御方法であって、
    前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧に基づいて、前記基準交流電圧に同期し、前記交流出力電圧の周期と同じ周期のタイミング信号を生成し、該タイミング信号の半周期に含まれる前記三相交流発電機の各相の交流出力電圧のゼロクロス点の数に基づいて、前記タイミング信号と前記交流出力電圧との位相差を調整する基準位相を定める基準信号を生成する基準信号生成手順と、
    前記基準信号生成手順によって生成された基準信号を前記交流出力電圧との位相差を調整する制御目標として用いて、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手順と、
    前記進角／遅角算出手順により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手順と、
    を含むことを特徴とする位相制御方法。

Images