JP5480898B2 - 静電容量式タッチパネルおよびタッチ検出機能付き表示装置 - Google Patents

Description

本発明は、ユーザが指などで接触または近接することにより情報入力が可能なタッチパネルに係わり、特に、静電容量の変化に基づいてタッチを検出する静電容量式タッチパネル、ならびに静電容量式タッチ検出機能付き表示装置に関する。

近年、いわゆるタッチパネルと呼ばれる接触検出装置を液晶表示装置などの表示装置上に装着し、その表示装置に各種のボタン画像を表示させることにより、通常の機械式ボタンの代わりとして情報入力を可能とした表示装置が注目されている。タッチパネルの方式としては、光学式や抵抗式などいくつかの方式が存在するが、特に携帯端末などでは、比較的単純な構造をもち、かつ低消費電力が実現できる、静電容量式のタッチパネルが期待されている。しかしながら、静電容量式のタッチパネルには、インバータ蛍光灯やＡＭ波、ＡＣ電源などに起因するノイズ（以下、外乱ノイズという。）に対して、人体がアンテナの役目を果たし、そのノイズがタッチパネルに伝播し誤動作を引き起こす可能性がある。

この誤動作は、タッチパネルにユーザが指などで接触または近接することにより発生するタッチの有無に関する信号（以下、タッチ信号という。）と外乱ノイズとを区別できないことに起因する。そこで、例えば特許文献１では、静電容量式のタッチパネルを駆動する信号（以下、駆動信号）に同期したタッチ信号を検出する際、周波数の異なる複数の駆動信号を用い、外乱ノイズの影響を受けない条件を選択して検出する方法が提案されている。

米国特許出願公開２００７／０２５７８９０号明細書

しかしながら、上記特許文献１に開示された静電容量式タッチパネルの駆動および検出方法では、駆動信号の周波数を順次切り替え、外乱ノイズの影響を受けない条件を選択する必要があるため、その条件を選択するのに時間がかかる可能性がある。つまり検出時間が長くなる可能性がある。さらに、複数の周波数の駆動信号を準備し、それらの切り替えの判断を行う必要があるなど、回路構成が複雑で大きくなる可能性がある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、比較的簡単な回路構成で外乱ノイズの影響を低減できると共に、タッチ検出に要する時間を短くすることができる静電容量式タッチパネル、ならびにタッチ検出機能付き表示装置を提供することにある。

本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネルは、複数の駆動電極と、複数のタッチ検出電極と、第１および第２のサンプリング回路と、フィルタ回路と、演算回路とを備えている。ここで、複数の駆動電極と複数のタッチ検出電極とは、交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されており、各駆動電極に印加された駆動信号に同期した検出信号が、各タッチ検出電極から出力される。第１のサンプリング回路は、各タッチ検出電極からの検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出するものであり、第２のサンプリング回路は、各タッチ検出電極からの検出信号から、第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出するものである。フィルタ回路は、第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行ういわゆるローパスフィルタである。演算回路は、フィルタ回路の出力に基づいてタッチ検出用信号を求める。

本発明の一実施の形態に係るタッチ検出機能付き表示装置は、上記本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネルを備えた表示装置である。この場合、タッチ検出用の駆動信号が表示駆動信号の一部を兼ねるように構成することが可能である。

本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネルおよびタッチ検出機能付き表示装置では、駆動電極に印加された駆動信号に同期して、駆動電極とタッチ検出電極との間の静電容量に応じた振幅波形の極性交番信号が検出信号としてタッチ検出電極から出力される。このとき、指等の外部近接物体が存在すると、この物体に対応した部分における駆動電極−タッチ検出電極間の静電容量が変化し、その変化分（タッチ成分）が検出信号中に現れる。その際、外乱ノイズも人体を経由してタッチパネルに伝播してタッチ検出電極にそのノイズ成分が現れ、検出信号に重畳される。この検出信号は、第１および第２のサンプリング回路によってそれぞれサンプリングされ、第１系列および第２系列のサンプリング信号が得られる。これらのサンプリング信号は、フィルタ回路によって周波数帯域が低域に制限され、かつ、そこに含まれるノイズ成分が低減される。このフィルタ回路の出力を用いて演算回路で所定の演算を行うことにより、タッチ検出用信号が得られる。このタッチ検出用信号は、外部近接物体の有無や位置の検出に供される。

本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネルでは、第１系列のサンプリング信号と第２系列のサンプリング信号との差分を取ることにより、タッチ検出用信号を求めることが可能である。この場合、フィルタ回路により処理された第１系列および第２系列のサンプリング信号の少なくとも一方の位相を調整して両位相を互いに一致させたうえで、それらの２つのサンプリング信号の差分を取るようにするのが好ましい。

駆動信号としては、第１電圧の区間と、第１電圧とは異なる第２電圧の区間とを含む周期的波形の信号を用いることができる。この場合、第１および第２のサンプリング回路におけるサンプリング周期を同じくすると共に、そのタイミングを互いに半周期分ずらすように設定することが好ましい。これは、駆動信号のデューティ比を５０％からわずかにずらすことで実現可能である。この場合のサンプリング方法の具体例としては、例えば、第１のサンプリング回路によって駆動信号における一方の電圧変化点の前後の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングすると共に、第２のサンプリング回路によって駆動信号における他方の電圧変化点の直前の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングする方法がある。このとき、第１のサンプリング回路からの第１系列のサンプリング信号は第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む一方、第２系列のサンプリング信号にはノイズ成分のみが含まれ、第２レベルの信号成分はゼロレベルとなる。したがって、両者の差を取れば、ノイズ成分がキャンセルされ、第１レベルの信号成分が抽出される。

サンプリング方法の他の具体例としては、例えば次のような方法もある。すなわち、駆動信号として、第１の振幅を有する第１極性交番波形の区間と、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有する第２極性交番波形の区間とを含む周期的波形の信号を用い、第１のサンプリング回路によって第１極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングすると共に、第２のサンプリング回路によって第２極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングする。この場合、第１系列のサンプリング信号と第２系列のサンプリング信号の差を取れば、ノイズ成分がキャンセルされ、第１レベルの信号成分と第２レベルの信号成分との差分のみが抽出される。

また、以下のようなサンプリング方法を用いてもよい。すなわち、駆動信号として、互いに位相がずれた第１極性交番波形および第２極性交番波形の区間を含む周期的波形の信号を用い、第１のサンプリング回路によって第１極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの前後の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングすると共に、第２のサンプリング回路によって第２極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの直前の互いに近接した複数のタイミングで検出信号をサンプリングする。この場合、第１系列のサンプリング信号と第２系列のサンプリング信号の差を取れば、ノイズ成分がキャンセルされ、第１レベルの信号成分と第２レベルの信号成分との差分のみが抽出される。

本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネルおよびタッチ検出機能付き表示装置によれば、静電容量の変化に応じてタッチ検出電極から得られる検出信号に基づいて物体の接触または近接位置を検出する際、検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号と、第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号とを抽出し、これらのサンプリング信号に基づいてタッチ検出を行うようにしたので、回路構成がシンプルになり、タッチ検出に要する時間を短くすることができる。更に、その後段にフィルタ回路を導入したので、その後段の演算回路がよりシンプルになり、より小さい回路構成で確実なタッチ検出を行うことができる。

本発明に係る静電容量式タッチパネルにおけるタッチ検出方式の基本原理を説明するための図であり、指が接触または近接した状態を表す図である。 本発明に係る静電容量式タッチパネルにおけるタッチ検出方式の基本原理を説明するための図であり、指が接触または近接していない状態を表す図である。 本発明に係る静電容量式タッチパネルにおけるタッチ検出方式の基本原理を説明するための図であり、駆動信号および検出信号の波形の一例を表す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネルの一構成例を表すブロック図である。 図４に示したタッチセンサの一構成例を表す斜視図である。 図４に示した駆動信号および検出信号の波形とサンプリングタイミングとを示すタイミング図である。 図４に示したＡ／Ｄ変換部および信号処理部の一構成例を表すブロック図である。 図７に示した位相差検出回路の一構成例を表すブロック図である。 図４に示した静電容量式タッチパネルにおいて、外乱ノイズがない状態におけるタイミングの一例を示す図である。 図７に示したディジタルＬＰＦによる外部ノイズ低減について説明するためのスペクトラムの一例を示す図である。 図４に示した静電容量式タッチパネルにおいて、サンプリング周波数の３倍付近の周波数をもつ外乱ノイズがある状態におけるタイミングの一例を示す図である。 図４に示した静電容量式タッチパネルにおいて、サンプリング周波数の２倍付近の周波数をもつ外乱ノイズがある状態におけるタイミングの一例を示す図である。 図４に示した静電容量式タッチパネルにおいて、タッチ成分と外乱ノイズがある状態におけるタイミングの一例を示す図である。 図４に示した静電容量式タッチパネルの動作例を表す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る静電容量式タッチパネルの一構成例を表すブロック図である。 図１５に示したＡ／Ｄ変換部における動作タイミングを表すタイミングチャート例である。 図１５に示した静電容量式タッチパネルにおいて、タッチ成分と外乱ノイズがある状態におけるタイミングの一例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態の変形例に係るＡ／Ｄ変換部における動作タイミングを表すタイミング図である。 本発明の第２の実施の形態の変形例に係る静電容量式タッチパネルにおいて、タッチ成分と外乱ノイズがある状態におけるタイミングの一例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るタッチ検出機能付き表示装置の一構成例を表すブロック図である。 図２０に示した表示部の概略断面構造を表す断面図である。 図２１に示した液晶表示デバイスの画素構造を表す構成例である。 第３の実施の形態の変形例に係る表示部の概略断面構造を表す断面図である。 第１の実施の形態の変形例に係る駆動信号および検出信号の波形とサンプリングタイミングとを示すタイミング図である。 上記各実施の形態を適用した静電容量式タッチ検出機能付き表示装置のうち、適用例１の外観構成を表すものであり、（Ａ）は表側から見た外観図であり、（Ｂ）は裏側から見た外観を表す斜視図である。 適用例２の外観構成を表すものであり、（Ａ）は表側から見た外観を表す斜視図であり、（Ｂ）は裏側から見た外観を表す斜視図である。 適用例３の外観構成を表す斜視図である。 適用例４の外観構成を表す斜視図である。 適用例５の外観構成を表すものであり、（Ａ）は開いた状態の正面図、（Ｂ）はその側面図、（Ｃ）は閉じた状態の正面図、（Ｄ）は左側面図、（Ｅ）は右側面図、（Ｆ）は上面図、（Ｇ）は下面図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．静電容量式タッチ検出の基本原理
２．第１の実施の形態
３．第２の実施の形態
４．第３の実施の形態
５．適用例

＜１．静電容量式タッチ検出の基本原理＞
最初に、図１〜図３を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルにおけるタッチ検出方式の基本原理について説明する。このタッチ検出方式は、例えば図１（Ａ）に示したように、誘電体Ｄを挟んで互いに対向配置された一対の電極（駆動電極Ｅ１および検出電極Ｅ２）を用い、容量素子を構成する。この構造は、図１（Ｂ）に示した等価回路として表される。駆動電極Ｅ１、検出電極Ｅ２および誘電体Ｄによって、容量素子Ｃ１が構成される。容量素子Ｃ１は、その一端が交流信号源（駆動信号源）Ｓに接続され、他端Ｐは抵抗器Ｒを介して接地されると共に、電圧検出器（検出回路）ＤＥＴに接続される。交流信号源Ｓから駆動電極Ｅ１（容量素子Ｃ１の一端）に所定の周波数（例えば数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚ程度）の交流矩形波Ｓｇ（図３（Ｂ））を印加すると、検出電極Ｅ２（容量素子Ｃ１の他端Ｐ）に、図３（Ａ）に示したような出力波形（検出信号Ｖdet）が現れる。なお、この交流矩形波Ｓｇは、後述する駆動信号Ｖcomに相当するものである。

指が接触（または近接）していない状態では、図１に示したように、容量素子Ｃ１に対する充放電に伴って、容量素子Ｃ１の容量値に応じた電流Ｉ０が流れる。このときの容量素子Ｃ１の他端Ｐの電位波形は、例えば図３（Ａ）の波形Ｖ０のようになり、これが電圧検出器ＤＥＴによって検出される。

一方、指が接触（または近接）した状態では、図２に示したように、指によって形成される容量素子Ｃ２が容量素子Ｃ１に直列に追加された形となる。この状態では、容量素子Ｃ１、Ｃ２に対する充放電に伴って、それぞれ電流Ｉ１、Ｉ２が流れる。このときの容量素子Ｃ１の他端Ｐの電位波形は、例えば図３（Ａ）の波形Ｖ１のようになり、これが電圧検出器ＤＥＴによって検出される。このとき、点Ｐの電位は、容量素子Ｃ１、Ｃ２を流れる電流Ｉ１、Ｉ２の値によって定まる分圧電位となる。このため、波形Ｖ１は、非接触状態での波形Ｖ０よりも小さい値となる。電圧検出器ＤＥＴは、検出した電圧を所定のしきい値電圧Ｖthと比較し、このしきい値電圧以上であれば非接触状態と判断する一方、しきい値電圧未満であれば接触状態と判断する。このようにして、タッチ検出が可能となる。

＜２．第１の実施の形態＞
［構成例］
（全体構成例）
図４は、本発明の第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネル４０の一構成例を表すものである。静電容量式タッチパネル４０は、Ｖcom発生部４１と、デマルチプレクサ４２と、タッチセンサ４３と、マルチプレクサ４４と、検出部４５と、タイミング制御部４６と、抵抗Ｒとを備えている。

Ｖcom発生部４１は、タッチセンサ４３を駆動するための駆動信号Ｖcomを発生する回路である。ここで、駆動信号Ｖcomは、後述するように、そのデューティ比が５０％からわずかにずれたものになっている。

デマルチプレクサ４２は、Ｖcom発生部４１から供給された駆動信号Ｖcomを、後述するタッチセンサ４３の複数の駆動電極に順番に供給する際、その供給先を切り替える回路である。

タッチセンサ４３は、上述した静電容量式タッチ検出の基本原理に基づいてタッチを検出するセンサである。

図５は、タッチセンサ４３の一構成例を斜視状態にて表すものである。タッチセンサ４３は、複数の駆動電極５３と、その駆動電極５３を駆動する駆動電極ドライバ５４と、タッチ検出電極５５とを有する。

駆動電極５３は、図の左右方向に延在する複数のストライプ状の電極パターン（ここでは、一例としてｎ個（ｎ：２以上の整数）の駆動電極５３１〜５３ｎからなる）に分割されている。各電極パターンには、駆動電極ドライバ５４によって駆動信号Ｖcomが順次供給され、時分割的に線順次走査駆動が行われるようになっている。一方、タッチ検出電極５５は、駆動電極５３の電極パターンの延在方向と直交する方向に延びる複数のストライプ状の電極パターンから構成されている。駆動電極５３とタッチ検出電極５５とにより互いに交差した電極パターンは、その交差部分に静電容量を形成する。図５には、その静電容量の例として、タッチ検出電極５５の着目した１電極と、各駆動電極５３１〜５３ｎとの間に形成される静電容量Ｃ１１〜Ｃ１ｎを示す。

駆動電極５３は、静電容量式タッチ検出の基本原理として図１および図２に示した駆動電極Ｅ１に対応するものである。一方、タッチ検出電極５５は、図１および図２に示した検出電極Ｅ２に対応するものである。これにより、タッチセンサ４３は、上述した静電容量式タッチ検出の基本原理に従ってタッチを検出することができる。さらに、上述したように互いに交差した電極パターンは、タッチセンサをマトリックス状に構成する。よって、タッチした位置の検出も可能となる。

マルチプレクサ４４は、タッチセンサ４３から出力された検出信号を複数のタッチ検出電極５５から順番に取り出す際、その取り出し元を切り替える回路である。

検出部４５は、マルチプレクサ４４で切り替えられた検出信号を基に、タッチセンサ４３に指などが接触または近接しているかどうかを検出し、さらに、接触または近接している場合にはその座標などを検出する回路である。この検出部４５は、アナログＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６２と、Ａ／Ｄ変換部６３と、信号処理部６４と、座標抽出部６５とを有している。

アナログＬＰＦ６２は、検出信号Ｖdetのもつ高い周波数成分を除去し検出信号Ｖdet２として出力する低域通過フィルタである。Ａ／Ｄ変換部６３は、検出信号Ｖdet２をディジタル信号に変換する回路であり、信号処理部６４は、Ａ／Ｄ変換部６３の出力信号を基にタッチの有無を判定する論理回路である。なお、Ａ／Ｄ変換部６３および信号処理部６４についての詳細は後述する。座標抽出部６５は、信号処理部６４においてタッチ判定がなされたタッチパネル座標を検出する論理回路である。

タイミング制御部４６は、Ｖcom発生部４１、デマルチプレクサ４２、マルチプレクサ４４および検出部４５の動作タイミングを制御する回路である。

図６は、駆動信号Ｖcomの波形（Ａ）および検出信号Ｖdet２の波形（Ｂ）とともに、Ａ／Ｄ変換部６３でのサンプリングタイミング（Ｃ）を表すものである。

駆動信号Ｖcomの波形は、極性が交番（極性が交互に反転）する周期Ｔの矩形波であり、第１の電圧（＋Ｖａ）の区間と第２の電圧（−Ｖａ）の区間とを含んでいる。ただしそのデューティ比は、上記のように、５０％からわずかにずれたものになっている。検出信号Ｖdet２の波形は、駆動信号Ｖcomに同期した波形であり、駆動電極５３とタッチ検出電極５５との間の静電容量に応じた振幅を持っている。つまり、検出信号Ｖdet２は、指などが接触または近接していない状態では大きい振幅の波形Ｗ１となる一方、接触または近接している状態では小さい振幅の波形Ｗ２となる。

図６（Ｃ）に示した６つのサンプリングタイミングＡ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３は、駆動信号Ｖcomに同期しており、それぞれのサンプリング周波数ｆsは駆動信号Ｖcomの周期Ｔの逆数と同じである。

これらのサンプリングタイミング（以下、必要に応じて単に「タイミング」という。）は、駆動信号Ｖcomの立ち上がり付近と立ち下がり付近にそれぞれ３つずつ互いに近接して存在する。駆動信号Ｖcomの立ち上がり付近には、時間が早いものから順に３つのサンプリングタイミングＡ１、Ａ２、Ａ３が設定されている。一方、駆動信号Ｖcomの立ち下がり付近には、時間が早いものから順に３つのサンプリングタイミングＢ１、Ｂ２、Ｂ３が設定されている。

これらの立ち上がり付近と立ち下がり付近における互いに対応するサンプリングタイミング同士の時間差は、駆動信号Ｖcomの周期Ｔの半分になっている。つまり、サンプリングタイミングＡ１とＢ１との時間差、サンプリングタイミングＡ２とＢ２との時間差、サンプリングタイミングＡ３とＣ３との時間差は、それぞれＴ／２である。

駆動信号Ｖcomの立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングＡ１〜Ａ３は、その全てが駆動信号Ｖcomの立ち上がりの直前に位置する。一方、駆動信号Ｖcomの立ち下がり付近の３つのサンプリングタイミングのうち、Ｂ１とＢ２はその立ち下がりの直前に存在し、Ｂ３はその立ち下がりの直後に位置するようになっている。

なお、上記のように駆動信号Ｖcomのデューティ比が５０％からわずかにずれたものになっているのは、サンプリングタイミングＡ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３が上記の関係を満足するようにするためである。

（Ａ／Ｄ変換部および信号処理部の回路構成例）
図７は、Ａ／Ｄ変換部６３および信号処理部６４の回路構成例を表すものである。

Ａ／Ｄ変換部６３は、検出信号Ｖdet２をサンプリングしてディジタル化する回路であり、上記の６つのサンプリングタイミング（Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）でそれぞれ検出信号Ｖdet２をサンプリングするＡ／Ｄ変換回路７１〜７６を有する。

信号処理部６４は、図７に示すように、減算回路７７〜８０、８８、９０と、ディジタルＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）８１〜８４と、乗算回路８５と、シフト回路８６と、位相差検出回路８７と、リファレンスデータメモリ８９とを有する。

減算回路７７〜８０は、Ａ／Ｄ変換部６３の６つのＡ／Ｄ変換回路７１〜７６の出力信号を用いて減算を行う論理回路である。具体的には、減算回路７７はＡ／Ｄ変換回路７６（タイミングＢ３）の出力信号からＡ／Ｄ変換回路７５（同Ｂ２）の出力信号を減算し、減算回路７８はＡ／Ｄ変換回路７３（同Ａ３）の出力信号からＡ／Ｄ変換回路７２（同Ａ２）の出力信号を減算するようになっている。減算回路７９はＡ／Ｄ変換回路７５（同Ｂ２）の出力信号からＡ／Ｄ変換回路７４（同Ｂ１）の出力信号を減算し、減算回路８０はＡ／Ｄ変換回路７２（同Ａ２）の出力信号からＡ／Ｄ変換回路７１（同Ａ１）の出力信号を減算するようになっている。

ここでまず、減算回路７７，７８に着目する。図７において、減算回路７７は、検出信号Ｖdet２を、タイミングＢ３でサンプリングした結果から、タイミングＢ２でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの立ち下がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出し出力する。一方、減算回路７８は、検出信号Ｖdet２を、タイミングＡ３でサンプリングした結果から、タイミングＡ２でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの立ち上がりおよび立ち下がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出しない。つまり、減算回路７７の出力にはタッチ動作による変化分が含まれるが、減算回路７８の出力にはタッチ動作による変化分が含まれない。ここで、さらに、検出信号Ｖdet２に外部ノイズが含まれる場合を考える。この場合、減算回路７７，７８の出力信号の両方にノイズ成分が含まれることとなる。よって、後述するように、減算回路７７の出力信号と減算回路７８の出力信号との差分をとることにより、外部ノイズ成分を除去し、タッチ検出用信号を求めることができる。

次に、減算回路７９，８０に着目する。図７において、減算回路７９は、検出信号Ｖdet２を、タイミングＢ２でサンプリングした結果から、タイミングＢ１でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの立ち上がりおよび立ち下がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出しない。同様に、減算回路８０は、検出信号Ｖdet２を、タイミングＡ２でサンプリングした結果から、サンプリングタイミングＡ１でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの立ち上がりおよび立ち下がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出しない。よって、減算回路７９，８０の出力にはタッチ動作による変化分が含まれない。ここで、検出信号Ｖdet２に外部ノイズが含まれる場合を考える。この場合、減算回路７９，８０の出力信号の両方にノイズ成分が含まれることとなる。後述するように、減算回路７９，８０は、タッチ動作の影響を受けずに、外部ノイズの変化量のみを検出するものである。

ディジタルＬＰＦ８１〜８４は、減算回路７７〜８０の出力信号の時系列データを用いて、低域通過フィルタの演算を行う論理回路である。具体的には、ディジタルＬＰＦ８１は減算回路７７の出力信号の時系列データを用いて演算を行い、ディジタルＬＰＦ８２は減算回路７８の出力信号の時系列データを用いて演算を行う。また、ディジタルＬＰＦ８３は減算回路７９の出力信号の時系列データを用いて演算を行い、ノイズ変化量検出信号ΔＢとして出力し、ディジタルＬＰＦ８４は減算回路８０の出力信号の時系列データを用いて演算を行い、ノイズ変化量検出信号ΔＡとして出力する。

乗算回路８５は、ディジタルＬＰＦ８２の出力信号と後述する位相差検出回路８７の出力信号である位相差検出信号Ｐdet１を乗算する論理回路である。また、シフト回路８６は、乗算回路８５の出力信号の時系列データを、後述する位相差検出回路８７の出力信号である位相差検出信号Ｐdet２に基づいて時間軸方向にシフトする論理回路である。

位相差検出回路８７は、ノイズ変化量検出信号ΔＡおよびΔＢを入力とし、その２つの信号の時系列データの位相差を検出し、その結果を位相差検出信号Ｐdet１およびＰdet２として出力する論理回路である。

図８は位相差検出回路８７の回路構成例を表すものである。この位相差検出回路８７は、補間回路９１と、乗算回路９２と、フーリエ補間回路９３と、第１位相差検出回路９４と、第２位相差検出回路９５とを有する。

補間回路９１は、ノイズ変化量検出信号ΔＡの時系列データに対して補間処理を行う論理回路である。第１位相差検出回路９４は、ノイズ変化量検出信号ΔＢの時系列データと補間回路９１の出力信号の時系列データとの位相関係を検出する論理回路であり、その位相関係が同相関係と逆相関係とのどちらであるかを検出し、その結果を位相差検出信号Ｐdet１として出力するようになっている。

乗算回路９２は、ノイズ変化量検出信号ΔＡと第１位相差検出回路９４の出力である位相差検出信号Ｐdet１とを乗算する論理回路である。フーリエ補間回路９３は、乗算回路９２の出力信号の時系列データに対してフーリエ補間処理を行う論理回路である。第２位相差検出回路９５は、ノイズ変化量検出信号ΔＢの時系列データとフーリエ補間回路９３の出力信号の時系列データとの位相差を検出する論理回路である。第２位相差検出回路９５が検出可能な位相差は、第１位相差検出回路９４に比べてより詳細なものである。第２位相差検出回路９５は、その位相差の検出結果を位相差検出信号Ｐdet２として出力するようになっている。

減算回路８８は、ディジタルＬＰＦ８１の出力信号からシフト回路８６の出力信号を減算する論理回路である。リファレンスデータメモリ８９は、ディジタル信号を記憶しておくメモリであり、タッチセンサ４３に指などが接触または近接していないときのデータが記憶されている。減算回路９０は、減算回路８８の出力信号からリファレンスデータメモリ８９の出力信号の減算する論理回路である。この減算回路９０の出力信号は、信号処理部６４の出力であり、座標抽出部６５へ供給されるようになっている。

ここで、サンプリングタイミングＢ１〜Ｂ３でサンプリングするＡ／Ｄ変換回路７４〜７６および減算回路７７は、本発明における「第１のサンプリング回路」の一具体例に対応する。つまり、減算回路７７の出力は、第１レベルの信号成分とノイズ成分を含む、第１系列のサンプリング信号の一具体例に対応する。

一方、サンプリングタイミングＡ１〜Ａ３でサンプリングするＡ／Ｄ変換回路７１〜７３および減算回路７８は、本発明における「第２のサンプリング回路」の一具体例に対応する。つまり、減算回路７８の出力は、第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号の一具体例に対応するものである。但し、本実施の形態において、減算回路７８の出力は、第２系列のサンプリング信号における第２レベルの信号成分を０（ゼロ）にしたものに相当する。

ディジタルＬＰＦ８１と８２は、本発明における「フィルタ回路」の一具体例に対応する。減算回路７９、８０、８８、９０と、ディジタルＬＰＦ８３、８４と、乗算回路８５と、シフト回路８６と、位相差検出回路８７と、リファレンスデータメモリ８９とからなる回路部分は、本発明における「演算回路」の一具体例に対応する。この「演算回路」の出力が本発明における「タッチ検出用信号」であり、その一具体例に対応するものが、後述する減算回路９０の出力Ｄoutである。

［動作および作用］
（全体の基本動作）
まず、本実施の形態の静電容量式タッチパネル４０の全体動作を説明する。

Ｖcom発生部４１は、駆動信号Ｖcomを発生し、デマルチプレクサ４２に供給する。デマルチプレクサ４２は、駆動信号Ｖcomの供給先を順次切り替えることにより、駆動信号Ｖcomをタッチセンサ４３の複数の駆動電極５３１〜５３ｎに順番に供給する。タッチセンサ４３の各タッチ検出電極５５からは、上述した静電容量式タッチ検出の基本原理に基づいて、駆動信号Ｖcomの電圧変化タイミングに同期した立ち上がりおよび立ち下がりをもつ波形の検出信号Ｖdetが出力される。マルチプレクサ４４は、タッチセンサ４３の各タッチ検出電極５５から出力された検出信号Ｖdetを、その取り出し元を順次切り替えることにより、順番に取り出し、検出部４５に送出する。検出部４５では、アナログＬＰＦ６２が、検出信号Ｖdetから高周波数成分を除去し、検出信号Ｖdet２として出力する。Ａ／Ｄ変換部６３は、アナログＬＰＦ６２からの検出信号Ｖdet２をディジタル信号に変換する。信号処理部６４は、Ａ／Ｄ変換部６３の出力信号を基に、論理演算により、タッチセンサ４３に対するタッチの有無を判定する。座標抽出部６５は、信号処理部６４によるタッチ判定結果を基に、タッチセンサ上のタッチ座標を検出する。このようにして、ユーザがタッチパネルにタッチした場合には、そのタッチ位置が検出される。

次に、より詳細な動作を説明する。

（外乱ノイズがないときの動作）
最初に、外乱ノイズがないときの動作および作用について説明する。

図９は、本発明の第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネル４０のタイミングチャート例であり、外乱ノイズがないときの例を表すものである。

図９（Ａ）は駆動信号Ｖcomの波形を示し、（Ｂ）はタッチ動作の有無を便宜的に波形によって表したタッチ状態波形を示し、（Ｃ）は検出信号Ｖdet２の波形を示す。ここで、タッチ状態波形（Ｂ）において、高レベルの区間はタッチパネルに指などで接触または近接している状態を示し、低レベルの区間は接触または近接していない状態を示す。これに伴い、（Ｃ）に示したように、検出信号Ｖdet２は、上述した静電容量式タッチ検出の基本原理に基づき、タッチ状態波形が高レベルのときに小さい振幅の波形となり、一方でタッチ状態波形が低レベルのときに大きい振幅の波形となる。

図９（Ｄ）はＡ／Ｄ変換部６３における６つのサンプリングタイミングを示し、（Ｅ）はディジタルＬＰＦ８２の出力を示し、（Ｆ）はディジタルＬＰＦ８１の出力を示す。（Ｅ）は、検出信号Ｖdet２をタイミングＡ３でサンプリングした結果から、検出信号Ｖdet２をタイミングＡ２でサンプリングした結果を減算したものであるため０（ゼロ）となっている。一方で、（Ｆ）は、検出信号Ｖdet２をタイミングＢ３でサンプリングした結果から、検出信号Ｖdet２をタイミングＢ２でサンプリングした結果を減算したものであるため、タッチ動作による変化分（以下、「タッチ成分」という。）をも包含する波形が出力されている。これは、この回路が、駆動信号Ｖcomの立ち下がりを用いて、タッチ成分を取り出していることを意味している。

図９（Ｇ）はシフト回路８６の出力を示し、（Ｈ）は減算回路８８の出力を示す。図７において、ディジタルＬＰＦ８２の出力は乗算回路８５に供給されるが、上述したようにディジタルＬＰＦ８２の出力は０（ゼロ）であるため、乗算回路８５の出力も０（ゼロ）となる。この出力はさらにシフト回路８６に供給されるが、同様にして、シフト回路８６の出力（Ｇ）も０（ゼロ）となる。よって、減算回路８８の出力（Ｈ）は、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｆ）と同じとなる。

図９（Ｉ）は減算回路９０の出力Ｄoutを示す。図７において、リファレンスデータメモリ８９には、タッチパネルに指などが接触または近接していない時の減算回路８９の出力が記憶されている。減算回路９０は、減算回路８９の出力からリファレンスデータメモリ８９の出力を減算することにより、タッチ成分だけを抽出する。つまり、減算回路９０の出力Ｄout（図９（Ｉ））は、タッチ状態波形（図９（Ｂ））と同等となる。

（外乱ノイズがあるときの動作）
次に、外乱ノイズがあるときの動作および作用について説明する。

図７において、ディジタルＬＰＦ８１〜８４は、Ａ／Ｄ変換部６３でのサンプリングによる折り返しノイズの影響を低減するために導入されたものである。一般に、サンプリング周波数ｆsでサンプリングを行うと、その入力信号のナイキスト周波数（ｆs／２）以上の周波数成分が、ｆs／２以下の周波数成分として出力信号に現れる（折り返しノイズ）。入力信号におけるナイキスト周波数以上の成分は通常不要なものである。ディジタルＬＰＦ８１〜８４は、この不要な信号が存在する周波数範囲を狭める効果がある。

図１０は、ディジタルＬＰＦ８１〜８４の出力信号の周波数成分が、Ａ／Ｄ変換部６３の入力信号である検出信号Ｖdet２のどの周波数成分にあるものかを表すものである。ディジタルＬＰＦ８１〜８４を導入することにより、サンプリング周波数の整数倍付近にある不要な信号の周波数帯域を狭めている。その帯域幅は、ディジタルＬＰＦ８１〜８４のカットオフ周波数ｆcを用いて、２ｆcで表される。このことから、カットオフ周波数ｆcは低く設定することが望ましい。一方で、タッチ成分はディジタルＬＰＦ８１〜８４を通過する必要がある。よって、カットオフ周波数ｆcはタッチ成分の周波数程度に設定される。

図１０は、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の整数倍付近の周波数成分をもつ外乱ノイズがディジタルＬＰＦ８１〜８４を通過することを意味している。本発明は、これによる誤動作を防止する仕組みも有している。

以下、外乱ノイズがサンプリング周波数の奇数倍付近にある場合と、外乱ノイズが偶数倍付近にある場合とに分けて詳細に説明する。

（Ｉ）サンプリング周波数の奇数倍付近の外乱ノイズがある場合
図１１は、本発明の第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネル４０のタイミングチャート例であり、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の３倍付近の周波数をもつ外乱ノイズがあるときの例を表すものである。

図１１（Ａ）は駆動信号Ｖcomの波形を示し、（Ｂ）はタッチ状態波形を示し、（Ｃ）は外乱ノイズ以外の信号に起因する検出信号Ｖdet２の波形を示し、（Ｄ）は外乱ノイズに起因する検出信号Ｖdet２の波形を示す。ここで、説明を簡単にするため、検出信号Ｖdet２を（Ｃ）と（Ｄ）とに分けて示した。実際の検出信号Ｖdet２の波形はこれらを合計したものであり、この合計された信号がＡ／Ｄ変換部６３でサンプリングされる。また、全期間にわたりタッチパネルに指などが接触または近接していない状態を想定している。

図１１（Ｅ）はＡ／Ｄ変換部６３における６つのサンプリングタイミングを示し、（Ｆ）はディジタルＬＰＦ８２の出力を示し、（Ｇ）はディジタルＬＰＦ８１の出力を示す。図１１（Ｆ）および（Ｇ）には、図９（Ｅ）および（Ｆ）と比較すると明らかなように、外乱ノイズに起因する波形の揺れが現れている。また、図１１（Ｆ）と（Ｇ）の波形の位相関係は互いにほぼ逆相である。これは、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の３倍に近いことに起因している。さらに、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）にはタッチ成分が含まれている。よって、後述するように、ディジタルＬＰＦ８１の出力とディジタルＬＰＦ８２の出力の位相が一致するようにその位相が調整される。そして、それらの差分により、目的とするタッチ検出用信号を求めることができる。

図１１（Ｈ）はディジタルＬＰＦ８４の出力信号であるノイズ変化量検出信号ΔＡを示し、（Ｉ）はディジタルＬＰＦ８３の出力信号であるノイズ変化量検出信号ΔＢを示す。（Ｈ）と（Ｉ）の波形を比べると、その位相関係は互いにほぼ逆相である。これも、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の３倍に近いことに起因しており、（Ｆ）と（Ｇ）の場合と同様である。つまり、（Ｆ）と（Ｇ）との位相関係は、（Ｈ）と（Ｉ）との位相関係と同じとなる。一方、（Ｈ）および（Ｉ）は、（Ｆ）および（Ｇ）とは異なり、タッチ成分の影響をほとんど受けない。これは、（Ｆ）と（Ｇ）の位相差をより高い精度で検出するには、（Ｈ）と（Ｉ）を使用することができることを意味している。そこで、位相差検出回路８７は、ノイズ変化量検出信号ΔＡ（Ｈ）とノイズ変化量検出信号ΔＢ（Ｉ）の位相差を検出し、その結果を基にディジタルＬＰＦ８２の出力の位相を調整（乗算回路８５およびシフト回路８６）するようになっている。（Ｈ）と（Ｉ）の波形の位相関係は互いにほぼ逆相であるため、後述するように、位相差検出信号Ｐdet１は−１となる。なお、位相差検出信号Ｐdet２は、説明の便宜上、シフト回路８６での位相シフト量が０（ゼロ）になるような値になっている。

図１１（Ｊ）はシフト回路８６の出力を示し、（Ｋ）は減算回路８８の出力を示し、（Ｌ）は減算回路９０の出力Ｄoutを示す。上述した位相差検出信号Ｐdet１およびＰdet２により、シフト回路８６の出力（Ｊ）は、ディジタルＬＰＦ８２の出力（Ｆ）を反転したものとなっている。減算回路８８の出力（Ｋ）は、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）からシフト回路８６の出力（Ｊ）を減算したものである。この減算により、外部ノイズに起因する波形の揺れはキャンセルされている。そして、減算回路９０の出力（Ｌ）は、減算回路８８の出力（Ｋ）からリファレンスデータメモリ８９の出力を減算し、タッチ成分だけを抽出する。つまり、減算回路９０の出力（Ｌ）は、タッチ状態波形（Ｂ）と同等となる。

なお、図１１は、外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の３倍に近い場合について示したが、この場合に限らずサンプリング周波数の奇数倍に近い場合でも同様である。さらに、外乱ノイズの周波数がサンプリング周波数の奇数倍に等しい場合でも同様である。

（ＩＩ）サンプリング周波数の偶数倍付近に外乱ノイズがある場合
図１２は、本発明の第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネル４０のタイミングチャート例であり、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍付近の周波数をもつ外乱ノイズがあるときの例を表すものである。

図１２（Ａ）は駆動信号Ｖcomの波形を示し、（Ｂ）はタッチ状態波形を示し、（Ｃ）は外乱ノイズ以外の信号に起因する検出信号Ｖdet２の波形を示し、（Ｄ）は外乱ノイズに起因する検出信号Ｖdet２の波形を示す。説明を簡単にし、図１１と比較しやすくするため、条件は図１２と同じにしている。

図１２（Ｅ）はＡ／Ｄ変換部６３における６つのサンプリングタイミングを示し、（Ｆ）はディジタルＬＰＦ８２の出力を示し、（Ｇ）はディジタルＬＰＦ８１の出力を示す。図１２（Ｆ）および（Ｇ）には、図１１（Ｆ）および（Ｇ）と同様に、外乱ノイズに起因する波形の揺れが現れている。一方、図１２（Ｆ）と（Ｇ）の位相関係は図１１とは異なり、互いにほぼ同相である。これは、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍に近いことに起因している。さらに、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）にはタッチ信号に関する情報が含まれている。よって、後述するように、ディジタルＬＰＦ８１の出力とディジタルＬＰＦ８２の出力の位相が一致するようにその位相が調整される。そして、それらの差分により、目的とするタッチ検出用信号を求めることができる。

図１２（Ｈ）はディジタルＬＰＦ８４の出力信号であるノイズ変化量検出信号ΔＡを示し、（Ｉ）はディジタルＬＰＦ８３の出力信号であるノイズ変化量検出信号ΔＢを示す。（Ｈ）と（Ｉ）の波形を比べると、その位相関係は互いにほぼ同相である。これも、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍に近いことに起因しており、（Ｆ）と（Ｇ）の場合と同様である。つまり、（Ｆ）と（Ｇ）との位相関係は、（Ｈ）と（Ｉ）との位相関係と同じとなる。一方、（Ｈ）および（Ｉ）は、（Ｆ）および（Ｇ）とは異なり、タッチ成分の影響をほとんど受けない。これは、（Ｆ）と（Ｇ）の位相差をより高い精度で検出するには、（Ｈ）と（Ｉ）を使用することができることを意味している。そこで、位相差検出回路８７は、ノイズ変化量検出信号ΔＡ（Ｈ）とノイズ変化量検出信号ΔＢ（Ｉ）の位相差を検出し、その結果を基にディジタルＬＰＦ８２の出力の位相を調整（乗算回路８５およびシフト回路８６）するようになっている。（Ｈ）と（Ｉ）の波形の位相関係は互いにほぼ同相であるため、後述するように、位相差検出信号Ｐdet１は＋１となる。なお、位相差検出信号Ｐdet２は、説明の便宜上、シフト回路８６での位相シフト量が０（ゼロ）になるような値になっている。

図１２（Ｊ）はシフト回路８６の出力を示し、（Ｋ）は減算回路８８の出力を示し、（Ｌ）は減算回路９０の出力Ｄoutを示す。上述した位相差検出信号Ｐdet１およびＰdet２により、シフト回路８６の出力（Ｊ）は、ディジタルＬＰＦ８２の出力（Ｆ）と同等のものになっている。減算回路８８の出力（Ｋ）は、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）からシフト回路８６の出力（Ｊ）を減算したものである。この減算により、外部ノイズに起因する波形の揺れはキャンセルされている。そして、減算回路９０の出力（Ｌ）は、減算回路８８の出力（Ｋ）からリファレンスデータメモリ８９の出力を減算し、タッチ成分だけを抽出する。つまり、減算回路９０の出力（Ｌ）は、タッチ状態波形（Ｂ）と同等となる。

なお、図１２は、外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍に近い場合について示したが、この場合に限らずサンプリング周波数の偶数倍に近い場合でも同様である。さらに、外乱ノイズの周波数がサンプリング周波数の偶数倍に等しい場合でも同様である。

（位相差検出回路８７の動作）
次に、位相差検出回路８７の動作を説明する。

図８において、位相差検出回路８７は、２段階の位相差検出を行う。第１段階では、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢとの位相関係が、互いに同相関係と逆相関係とのどちらであるかを検出する。第２段階では、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢのさらに詳細な位相差を検出する。

補間回路９１は、ノイズ変化量検出信号ΔＡの時系列データに対して補間処理を行う。図１１において、ノイズ変化量検出信号ΔＡ（Ｈ）はサンプリングタイミングＡ２で生成されたものである一方、ノイズ変化量検出信号ΔＢ（Ｉ）はサンプリングタイミングＢ２で生成されたものである。そこで、ノイズ変化量検出信号ΔＡの時系列データを基に、サンプリングタイミングＢ２におけるデータであるノイズ変化量検出信号ΔＡ２を補間処理により生成する。第１位相差検出回路９４は、ノイズ変化量検出信号ΔＡ２の時系列データおよびノイズ変化量検出信号ΔＢの時系列データを基に、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢとの位相関係を検出する。その検出方法としては、例えば、Σ（｜ΔＡ２＋ΔＢ｜）とΣ（｜ΔＡ２−ΔＢ｜）を計算しその大小関係を比較する方法が可能である。つまり、
Σ（｜ΔＡ２＋ΔＢ｜） ＞ Σ（｜ΔＡ２−ΔＢ｜）
が成り立つときは、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢとの位相関係は互いに同相関係にある。一方、
Σ（｜ΔＡ２＋ΔＢ｜） ＜ Σ（｜ΔＡ２−ΔＢ｜）
が成り立つときは、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢとの位相関係は互いに逆相関係にある。第１位相差検出回路９４は、ノイズ変化量検出信号ΔＡとΔＢとの位相関係が互いに同相関係の場合は＋１、互いに逆相関係の場合は−１を、位相差検出信号Ｐdet１として出力する。

乗算回路９２は、上述した位相差検出信号Ｐdet１とノイズ変化量検出信号ΔＡとを乗算する。これにより、その出力信号はノイズ変化量検出信号ΔＢとほぼ同相の位相関係をもつようになる。フーリエ補間回路９３は、乗算回路９２の出力の時系列データを基に、例えば１０点のフーリエ補間処理を行う。なお、補間処理としてはフーリエ補間以外のものを使用してもかまわない。第２位相差検出回路９５は、ノイズ変化量検出信号ΔＢの時系列データとフーリエ補間回路９３の出力の時系列データを基に、より詳細な位相差を検出する。その検出方法としては、例えば、ノイズ変化量検出信号ΔＢの時系列データとフーリエ補間回路９３の出力の時系列データを互いにずらして減算処理を行い、その減算結果が最小となるような最適な位相シフト量を求める方法が可能である。第２位相差検出回路９５は、この位相シフト量に関する情報を位相差検出信号Ｐdet２として出力する。

（外乱ノイズとタッチ成分の両方を含むときの動作）
図１３は、本実施の形態に係る静電容量式タッチパネル４０のタイミングの一例を表すものである。ここでは、検出信号Ｖdet２が、タッチ成分と、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍付近の周波数をもつ外乱ノイズとを含むときの例を示している。

図１３（Ａ）は駆動信号Ｖcomの波形を示し、（Ｂ）はタッチ状態波形を示し、（Ｃ）は外乱ノイズ以外の信号に起因する検出信号Ｖdet２の波形を示し、（Ｄ）は外乱ノイズに起因する検出信号Ｖdet２の波形を示す。ここでは、説明の便宜上、検出信号Ｖdet２を（Ｃ）と（Ｄ）とに分けて示した。実際の検出信号Ｖdet２の波形はこれらを重畳したものであり、この重畳された信号がＡ／Ｄ変換部６３でサンプリングされる。

図１３（Ｅ）はＡ／Ｄ変換部６３における６つのサンプリングタイミングを示し、（Ｆ）はディジタルＬＰＦ８２の出力を示し、（Ｇ）はディジタルＬＰＦ８１の出力を示す。（Ｆ）には、外乱ノイズに起因する波形が現れている。一方（Ｇ）には、外乱ノイズに起因する波形とタッチ信号に起因する波形の和を示す波形が現れている。（Ｆ）と（Ｇ）とでは、外乱ノイズに起因する波形の位相関係は互いにほぼ同相となっている。これは、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の２倍に近いことに起因している。よって、ノイズ変化量検出信号ΔＡ（図示していない）とΔＢ（図示していない）の位相関係も互いにほぼ同相となる。これにより、位相差検出信号Ｐdet１は＋１となる。なお、位相差検出信号Ｐdet２は、説明の便宜上、シフト回路８６での位相シフト量が０（ゼロ）になるような値になっている。

図１３（Ｈ）はシフト回路８６の出力を示し、（Ｉ）は減算回路８８の出力を示し、（Ｊ）は減算回路９０の出力Ｄoutを示す。上述した位相差検出信号Ｐdet１およびＰdet２により、シフト回路８６の出力（Ｈ）は、ディジタルＬＰＦ８２の出力（Ｆ）と同様のものになっている。減算回路８８の出力（Ｉ）は、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）からシフト回路８６の出力（Ｈ）を減算したものである。この減算により、外部ノイズに起因する波形の揺れはキャンセルされている。そして、減算回路９０の出力（Ｊ）は、減算回路８８の出力（Ｉ）からリファレンスデータメモリ８９の出力を減算し、タッチ成分だけを抽出する。つまり、減算回路９０の出力波形（Ｊ）は、タッチ状態波形（Ｂ）と同等となる。

（外乱ノイズとタッチ成分の両方を含むときの実験例）
図１４は、静電容量式タッチパネル４０の動作の実験例を表すものである。（Ａ）は、外乱ノイズの波形と、外乱ノイズおよびタッチ成分の波形から、タッチ成分のみを抽出していることを表し、（Ｂ）は、タッチセンサの複数のタッチ検出電極での検出信号に対する、２値化の例を表す。（Ｃ）は、（Ｂ）に示した２値化による、タッチパネル上でのタッチの位置の検出例を表す。

［効果］
以上のように本実施の形態では、検出信号Ｖdet２をサンプリングする際に、図６に示したように、駆動信号Ｖcomの立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングＡ１〜Ａ３に関しては、その全てをその立ち上がりの直前に設定する一方、駆動信号Ｖcomの立ち下がり付近の３つのサンプリングタイミングに関しては、Ｂ１とＢ２を駆動信号Ｖcomの立ち下がりの直前に位置し、Ｂ３を立ち下がりの直後に設定するようにしたので、Ａ１〜Ａ３でのサンプリング出力は外乱ノイズ成分を含み、Ｂ１〜Ｂ３でのサンプリング出力はタッチ成分と外乱ノイズ成分とを含むことになり、その差分によりタッチ検出用信号を求めることが可能となる。

さらに、サンプリング回路の後段にディジタルＬＰＦを導入したことにより、外乱ノイズ成分を低減すると同時に、信号の周波数帯域を低域に制限することができる。このため、差分をとってタッチ検出用信号を求める演算回路がシンプルになる。よって、タッチ検出のための回路構成を小さくなるとともに、タッチ検出の精度も向上する。

また、従来のように駆動信号の周波数を順次切り替えて検出条件を選択する必要がないため、検出時間を短くすることもできる。

［第１の実施の形態の変形例］
（変形例１−１）
上記の実施の形態では、駆動信号Ｖcomの立ち下がり近傍のタイミングでタッチ成分を取り出しているが、これに代えて、駆動信号Ｖcomの立ち上がり近傍のタイミングでタッチ成分を取り出してもよい。

（変形例１−２）
上記の実施の形態では、駆動信号Ｖcomの波形は、デューティ比が５０％からわずかにずれた極性交番波形を用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば図２４に示したような、互いに位相がずれた２つの極性交番波形Ｙ１，Ｙ２を含む波形を用いてもよい。この場合、サンプリングタイミングは、例えば図２４（Ｃ）のようにしても良いし、図２４（Ｄ）のようにしてもよい。図２４（Ｃ）において、３つのサンプリングタイミングＡ１〜Ａ３は、その全てが極性交番波形Ｙ１の立ち上がりの直前に位置する。一方、３つのサンプリングタイミングＢ１〜Ｂ３については、Ｂ１とＢ２は極性交番波形Ｙ１の立ち上がりの直前に存在し、Ｂ３はその立ち上がりの直後に位置する。また、図２４（Ｄ）において、３つのサンプリングタイミングＡ１〜Ａ３は、その全てが極性交番波形Ｙ１の立ち下がりの直前に位置する。一方、３つのサンプリングタイミングＢ１〜Ｂ３については、Ｂ１とＢ２は極性交番波形Ｙ１の立ち下がりの直前に存在し、Ｂ３はその立ち上がりの直後に位置する。このような構成でも、上記の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、上記の実施の形態の場合（図６）に比べサンプリング周期を長くすることができるため、Ａ／Ｄ変換部６３などの消費電流を低減することができる。また、本変形例に係る駆動信号Ｖcomの波形（図２４（Ａ））は、上記実施の形態の場合（図６（Ａ））と異なり、極性交番波形Ｙ１およびＹ２を合わせた周期における異なる極性の期間を等しくできる。従って、１フレーム内の両極性のデューティは変わらず、奇数フレームと偶数フレームとで時間平均値（直流レベル）が等しくなるので、例えばＶcom発生部４１が容量を介してＡＣ駆動によりデマルチプレクサ４２およびタッチセンサ４３に駆動信号Ｖcomを供給する場合でも生成しやすい。

図２４では、極性交番波形Ｙ１，Ｙ２はそれぞれ１周期の極性交番波形としたが、これに限定されるものではなく、例えば２周期以上の極性交番波形であってもよい。これにより、サンプリング周期をさらに長くすることができ、Ａ／Ｄ変換部６３などの消費電流をさらに低減することができる。

＜３．第２の実施の形態＞
次に、本発明の第２の実施の形態に係る静電容量式タッチパネルについて説明する。なお、上記第１の実施の形態に係る静電容量式タッチパネルと実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［構成例］
（全体構成例）
図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る静電容量式タッチパネル１４０の一構成例を表すものである。静電容量式タッチパネル１４０は、Ｖcom発生部１４１と、デマルチプレクサ４２と、タッチセンサ４３と、マルチプレクサ４４と、検出部４５と、タイミング制御部１４６と、抵抗Ｒとを備えている。

Ｖcom発生部１４１は、タッチセンサ４３を駆動するための駆動信号Ｖcomを発生する回路である。

タイミング制御部１４６は、Ｖcom発生部１４１と、デマルチプレクサ４２と、マルチプレクサ４４と、検出部４５との動作タイミングを制御する回路である。

本実施の形態は、このＶcom発生部１４１およびタイミング制御部１４６に関して、第１の実施の形態と異なっている。具体的には、Ｖcom発生部が発生する波形と、タイミング制御部により制御されるＡ／Ｄ変換部６３でのサンプリングタイミングが、第１の実施の形態のものとそれぞれ異なっている。

図１６は、駆動信号Ｖcomの波形（Ａ）および検出信号Ｖdet２の波形（Ｂ）とともに、Ａ／Ｄ変換部６３（Ｃ）でのサンプリングタイミングを表すものである。

駆動信号Ｖcomの波形は、第１の振幅を有する第１の極性交番波形の区間と、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有する第２の極性交番波形の区間とが連なった周期Ｔの繰り返し信号である。第１の極性交番波形は立ち下がりから始まり、その振幅（第１の振幅）は２Ｖaである。同様に、第２の極性交番波形もまた立ち下がりから始まるが、その振幅（第２の振幅）はＶaである。

検出信号Ｖdet２の波形は、駆動信号Ｖcomに同期した波形であり、駆動電極５３とタッチ検出電極５５との間の静電容量に応じた振幅を持っている。つまり、検出信号Ｖdet２は、指などが接触または近接していない状態では大きい振幅の波形となる一方、接触または近接している状態では小さい振幅の波形となる。

図１６（Ｃ）に示した６つのサンプリングタイミングは、駆動信号Ｖcomに同期しており、それぞれのサンプリング周波数ｆsは駆動信号Ｖcomの周期Ｔの逆数と同じである。

これらのサンプリングタイミングは、駆動信号Ｖcomの第１の極性交番波形の立ち上がり付近と第２の極性交番波形の立ち上がり付近にそれぞれ３つずつ互いに近接して存在する。第１の極性交番波形の立ち上がり付近には、時間が早いものから順に３つのサンプリングタイミングＡ１、Ａ２、Ａ３が設定されている。一方、第２の極性交番波形の立ち上がり付近には、時間が早いものから順に３つのサンプリングタイミングＢ１、Ｂ２、Ｂ３が設定されている。

これらの第１の極性交番波形と第２の極性交番波形のそれぞれの立ち上がり付近における互いに対応するサンプリングタイミング同士の時間差は、駆動信号Ｖcomの周期Ｔの半分になっている。つまり、サンプリングタイミングＡ１とＢ１との時間差、サンプリングタイミングＡ２とＢ２との時間差、サンプリングタイミングＡ３とＢ３との時間差は、それぞれＴ／２である。

第１の極性交番波形の立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングのうち、Ａ１とＡ２はその立ち上がりの直前に位置し、一方、Ａ３はその立ち上がりの直後に位置するようになっている。同様に、第２の極性交番波形の立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングのうち、Ｂ１とＢ２はその立ち上がりの直前に位置し、一方、Ｂ３はその立ち上がりの直後に位置するようになっている。

ここで、減算回路７７，７８に着目する。図１６において、減算回路７７は、検出信号Ｖdet２をサンプリングタイミングＢ３でサンプリングした結果から、検出信号Ｖdet２をサンプリングタイミングＢ２でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの第２の極性交番波形の立ち上がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出し出力する。一方、減算回路７８は、検出信号Ｖdet２をサンプリングタイミングＡ３でサンプリングした結果から、検出信号Ｖdet２をサンプリングタイミングＡ２でサンプリングした結果を減算するものであり、駆動信号Ｖcomの第１の極性交番波形の立ち上がりに起因する検出信号Ｖdet２の変化を検出し出力する。よって、減算回路７７，７８は、駆動信号Ｖcomにおける第１および第２の極性交番波形の各立ち上がりエッジの変化量に対応して、異なる大きさの信号を出力する。つまり、減算回路７７と７８の出力には、ともにタッチ成分が含まれるが、その信号の大きさが異なる。ここで、さらに、検出信号Ｖdet２に外部ノイズが含まれる場合を考える。この場合、減算回路７７，７８の出力信号の両方にノイズ成分が含まれることとなる。よって、後述するように、減算回路７７の出力信号と減算回路７８の出力信号との差分をとることにより、外部ノイズ成分を除去し、目的とするタッチ検出用信号を求めることができる。

ここで、サンプリングタイミングＢ１〜Ｂ３でサンプリングするＡ／Ｄ変換回路７４〜７６および減算回路７７からなる回路部分は、本発明における「第１のサンプリング回路」の一具体例に対応する。つまり、減算回路７７の出力は、本発明における「第１レベルの信号成分とノイズ成分を含む第１系列のサンプリング信号」の一具体例に対応する。一方、サンプリングタイミングＡ１〜Ａ３でサンプリングするＡ／Ｄ変換回路７１〜７３および減算回路７８からなる回路部分は、本発明における「第２のサンプリング回路」の一具体例に対応する。つまり、減算回路７８の出力は、本発明における「第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
（外乱ノイズとタッチ成分の両方を含むときの動作）
図１７は、本実施の形態に係る静電容量式タッチパネル１４０のタイミングの一例を表すものである。ここでは、検出信号Ｖdet２が、タッチ成分と、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の４倍付近の周波数をもつ外乱ノイズとを含むときの例を示している。

図１７（Ａ）は駆動信号Ｖcomの波形を示し、（Ｂ）はタッチ状態波形を示し、（Ｃ）は外乱ノイズ以外の信号に起因する検出信号Ｖdet２の波形を示し、（Ｄ）は外乱ノイズに起因する検出信号Ｖdet２の波形を示す。ここで、説明の便宜上、検出信号Ｖdet２を（Ｃ）と（Ｄ）とに分けて示した。実際の検出信号Ｖdet２の波形はこれらを重畳したものであり、この重畳された信号がＡ／Ｄ変換部６３でサンプリングされる。

図１７（Ｅ）はＡ／Ｄ変換部６３における６つのサンプリングタイミングを示し、（Ｆ）はディジタルＬＰＦ８２の出力を示し、（Ｇ）はディジタルＬＰＦ８１の出力を示す。（Ｆ）と（Ｇ）には、ともに、外乱ノイズに起因する波形とタッチ信号に起因する波形の和を示す波形が現れている。ただし、タッチ信号に起因する波形は、（Ｆ）と（Ｇ）とでその大きさが互いに異なる。一方、外乱ノイズに起因する波形に関しては、（Ｆ）と（Ｇ）とでその位相関係は互いにほぼ同相となっている。これは、想定している外乱ノイズの周波数が、Ａ／Ｄ変換部６３のサンプリング周波数の４倍に近いことに起因している。よって、ノイズ変化量検出信号ΔＡ（図示していない）とΔＢ（図示していない）の位相関係も互いにほぼ同相となる。これにより、位相差検出信号Ｐdet１は＋１となる。なお、位相差検出信号Ｐdet２は、説明の便宜上、シフト回路８６での位相シフト量が０（ゼロ）になるような値になっている。

図１７（Ｈ）はシフト回路８６の出力を示し、（Ｉ）は減算回路８８の出力を示し、（Ｊ）は減算回路９０の出力Ｄoutを示す。上述した位相差検出信号Ｐdet１およびＰdet２により、シフト回路８６の出力（Ｈ）は、ディジタルＬＰＦ８２の出力（Ｆ）と同様のものになっている。減算回路８８の出力（Ｉ）は、ディジタルＬＰＦ８１の出力（Ｇ）からシフト回路８６の出力（Ｈ）を減算したものである。この減算により、外部ノイズに起因する波形の揺れはキャンセルされている。そして、減算回路９０は、減算回路８８の出力（Ｉ）からリファレンスデータメモリ８９の出力を減算し、タッチ成分だけを含む出力（Ｊ）を出力する。つまり、減算回路９０の出力（Ｊ）は、タッチ状態波形（Ｂ）と同等となる。なお、その他の部分の動作は、上記第１の実施の形態と同様である。

［効果］
以上のように本実施の形態では、検出信号Ｖdet２をサンプリングする際に、図１６に示したように、駆動信号Ｖcomの第１の極性交番波形の立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングのうち、Ａ１とＡ２はその立ち上がりの直前に設定する一方、Ａ３はその立ち上がりの直後に設定し、同様に、駆動信号Ｖcomの第２の極性交番波形の立ち上がり付近の３つのサンプリングタイミングについても、Ｂ１とＢ２はその立ち上がりの直前に設定する一方、Ｂ３はその立ち上がりの直後に設定するようにしたので、Ａ１〜Ａ３でのサンプリング出力は所定の大きさのタッチ成分と外乱ノイズ成分とを含み、Ｂ１〜Ｂ３でのサンプリング出力はＡ１〜Ａ３でのサンプリング出力中のタッチ成分とは異なる大きさのタッチ成分と外乱ノイズ成分とを含むことになる。よって、それらの差分をとることにより外乱ノイズ成分をキャンセルでき、目的とするタッチ検出用信号を求めることが可能となる。その他の効果は、上記第１の実施の形態の場合と同様である。

［第２の実施の形態の変形例］
（変形例２−１）
上記の実施の形態では、駆動信号Ｖcomにおける第１および第２の極性交番波形のいずれにおいても、立ち上がり近傍のタイミングでタッチ成分を取り出しているが、これに代えて、駆動信号Ｖcomの立ち下がり近傍のタイミングでタッチ成分を取り出してもよい。この場合、図１６において、駆動信号Ｖcomは、第１および第２の極性交番波形のいずれにおいても、立ち上がりから始まる波形にすればよい。

（変形例２−２）
また、例えば、上記の実施の形態では、駆動信号Ｖcomの第１の極性交番波形の振幅は第２の極性交番波形の振幅の２倍としたが、これに代えて、１倍以外であればどのような倍数に設定しても良い。つまり、１倍より大きくても、１倍未満でもよい。例えば、図１８および図１９に示したように、駆動信号Ｖcomの第１の極性交番波形の振幅を第２の極性交番波形の振幅の０倍としてもよい。

＜４．第３の実施の形態＞
次に、本発明の第３の実施の形態に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置について説明する。なお、上記第１および第２の実施の形態に係る静電容量式タッチパネルと実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［構成例］
（全体構成例）
図２０は、本発明の第３の実施の形態に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置２４０の一構成例を表すものである。静電容量式タッチパネル２４０は、Ｖcom発生部４１（１４１）と、デマルチプレクサ２４２と、表示部２４３と、マルチプレクサ４４と、検出部４５と、タイミング制御部４６（１４６）と、抵抗Ｒとを備えている。ここで、Ｖcom発生部４１が用いられる場合はタイミング制御部４６が用いられ、または、Ｖcom発生部１４１が用いられる場合はタイミング制御部１４６が用いられる。

デマルチプレクサ２４２は、Ｖcom発生部４１または１４１から供給された駆動信号Ｖcomを、後述する表示部２４３の複数の駆動電極に順番に供給する際、その供給先を切り替える回路である。

表示部２４３は、タッチセンサ４３と液晶表示デバイス２４４を有するデバイスである。

ゲートドライバ２４５は、液晶表示デバイス２４４に表示する水平ラインを選択するための信号を液晶表示デバイス２４４に供給する回路である。

ソースドライバ２４６は、画像信号を液晶表示デバイス２４４に供給する回路である。

（表示部２４３の構成例）
図２１は、本発明の第３の実施の形態に係る表示部２４３の要部断面構造の例を表すものである。この表示部２４３は、画素基板２と、この画素基板２に対向して配置された対向基板５と、画素基板２と対向基板５との間に挿設された液晶層６とを備えている。

画素基板２は、回路基板としてのＴＦＴ基板２１と、このＴＦＴ基板２１上にマトリックス状に配設された複数の画素電極２２とを有する。ＴＦＴ基板２１には、図示していないものの、各画素のＴＦＴ（薄膜トランジスタ）や、各画素電極に画像信号を供給するソース線、各ＴＦＴを駆動するゲート線等の配線が形成されている。なお、その他、図２０に示した回路の一部もしくは全てを含めて形成されていてもよい。

対向基板５は、ガラス基板５１と、このガラス基板５１の一方の面に形成されたカラーフィルタ５２と、このカラーフィルタ５２の上に形成された駆動電極５３とを有する。カラーフィルタ５２は、例えば赤（Ｒ）、緑（Ｇ）、青（Ｂ）の３色のカラーフィルタ層を周期的に配列して構成したもので、各表示画素にＲ、Ｇ、Ｂの３色が１組として対応付けられている。駆動電極５３は、タッチ検出動作を行うタッチセンサ４３の駆動電極としても共用されるものであり、図１における駆動電極Ｅ１に相当する。駆動電極５３は、コンタクト導電柱７によってＴＦＴ基板２１と連結されている。このコンタクト導電柱７を介して、ＴＦＴ基板２１から駆動電極５３に交流矩形波形の駆動信号Ｖcomが印加されるようになっている。この駆動信号Ｖcomは、画素電極２２に印加される画素電圧とともに各画素の表示電圧を画定するものであるが、タッチセンサの駆動信号としても共用されるものであり、図１の駆動信号源Ｓから供給される交流矩形波Ｓｇに相当する。

ガラス基板５１の他方の面には、タッチセンサ用の検出電極であるタッチ検出電極５５が形成され、さらに、このタッチ検出電極５５の上には、偏光板５６が配設されている。このタッチ検出電極５５は、タッチセンサの一部を構成するもので、図１における検出電極Ｅ２に相当する。

液晶層６は、電界の状態に応じてそこを通過する光を変調するものであり、例えば、ＴＮ（ツイステッドネマティック）、ＶＡ（垂直配向）、ＥＣＢ（電界制御複屈折）等の各種モードの液晶が用いられる。

なお、液晶層６と画素基板２との間、および液晶層６と対向基板５との間には、それぞれ配向膜が配設され、また、画素基板２の下面側には入射側偏光板が配置されるが、ここでは図示を省略している。

図２１に示した表示部に用いられるタッチセンサの構成例としては、図５に示したものを用いることができる。

図２２は、液晶表示デバイス２４４における画素構造の構成例を表すものである。液晶表示デバイス２４４には、ＴＦＴ素子Ｔｒと液晶素子ＬＣとを有する複数の表示画素２０がマトリックス状に配置されている。

表示画素２０には、ソース線２５と、ゲート線２６と、駆動電極５３（５３１〜５３ｎ）とが接続されている。ソース線２５は、各表示画素２０に画像信号を供給するための信号線であり、ソースドライバ４６に接続されている。ゲート線２６は、表示を行う表示画素２０を選択する信号を供給するための信号線であり、ゲートドライバ４５に接続されている。この例では、各ゲート線２６は、水平に配置された全ての表示画素２０と接続されている。つまり、この液晶表示デバイス２４４は、各ゲート線２６の制御信号により、水平ラインごとに表示するようになっている。駆動電極５３は、液晶を駆動するための駆動信号を印加する電極であり、駆動電極ドライバ５４に接続されている。この例では、各駆動電極は、水平に配置された全ての表示画素２０と接続されている。つまり、この液晶表示デバイス２４４は、各駆動電極の駆動信号により、水平ラインごとに駆動されるようになっている。

［動作および作用］
本実施の形態のタッチ検出機能付き表示装置は、上記の第１および第２の実施の形態におけるタッチセンサを液晶表示デバイスと共に形成した、いわゆるインセルタイプのタッチパネルであり、液晶表示とともに、タッチ検出を行うことが可能となっている。この例では、駆動電極５３とタッチ検出電極５５との間の誘電体層（ガラス基板５１およびカラーフィルタ５２）が容量Ｃ１の形成に寄与する。この装置におけるタッチ検出に関する動作は、第１および第２の実施の形態において説明したものと全く同じなので、その説明を省略し、ここでは表示に関する動作説明に留める。

このタッチ検出機能付き表示装置では、ソース線２５を介して供給された画素信号が、ゲート線２６によって線順次に選択された表示画素２０のＴＦＴ素子Ｔｒを介して液晶素子ＬＣの画素電極２２に印加されると共に、駆動電極５３（５３１〜５３ｎ）に、極性が交番する駆動信号Ｖcomが印加される。これにより、液晶素子ＬＣに画素データが書き込まれ、画像表示が行われる。

なお、駆動電極５３（５３１〜５３ｎ）への駆動信号Ｖcomの印加は、表示動作に同期して個々の駆動電極５３１〜５３ｎごとに線順次に行うようにしてもよいが、表示動作とは別のタイミングで行うようにしてもよい。後者の場合には、複数本の駆動電極群単位で線順次に駆動信号Ｖcomを印加するようにしてもよい。

さらに、駆動信号Ｖcomのうちの正区間の電圧波形のみを駆動電極５３１〜５３ｎに印加し、負区間の電圧波形については、駆動電極５３１〜５３ｎに印加しないようにしてもよい。あるいは、駆動信号Ｖcomのうちの正区間の電圧波形を一時に印加する駆動電極の本数と、負区間の電圧波形を一時に印加する駆動電極の本数とを異ならせるようにしてもよい。この場合には、タッチ検出信号Ｖdetの波形が正負非対称になるので、ノイズ除去のために設けられたアナログローパスフィルタ６２によってタッチ検出信号Ｖdetにおける正負の信号波形もがキャンセルされ、タッチ検出が阻害されるのを回避することができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、タッチセンサを液晶表示デバイスと一体に形成し、表示駆動のための共通電極とタッチ検出のための駆動電極とを兼用すると共に、表示のための極性反転駆動に用いられる共通駆動信号を、タッチ検出のための駆動信号としても用いるようにしたので、薄型で、かつシンプルな構成のタッチ検出機能付き表示装置の実現が可能となる。その他の効果は、上記の第１および第２の実施の形態の場合と同様である。

［第３の実施の形態の変形例］
（変形例３−１）
上記の実施の形態では、ＴＮ（ツイステッドネマティック）やＶＡ（垂直配向）、ＥＣＢ（電界制御複屈折）等の各種モードの液晶を用いた液晶表示デバイス２４４とタッチセンサ４３とを一体化して表示部を構成する例について説明したが、これに代えて、ＦＦＳ（フリンジフィールドスイッチング）やＩＰＳ（インプレーンスイッチング）等の横電界モードの液晶を用いた液晶表示デバイスとタッチセンサとを一体化しても良い。例えば、横電界モードの液晶を用いた場合には、表示部２４３Ｂを、図２３に示したように構成可能である。この図は、表示部２４３Ｂの要部断面構造の一例を表すものであり、画素基板２Ｂと対向基板５Ｂとの間に液晶層６Ｂを挟持された状態を示している。その他の各部の名称や機能等は図２１の場合と同様なので、説明を省略する。この例では、図２１の場合とは異なり、表示用とタッチ検出用の双方に兼用される駆動電極５３は、ＴＦＴ基板２１の直ぐ上に形成され、画素基板２Ｂの一部を構成する。駆動電極５３の上方には、絶縁層２３を介して画素電極２２が配置される。この場合、駆動電極５３とタッチ検出電極５５との間の、液晶層６Ｂをも含むすべての誘電体が容量Ｃ１の形成に寄与する。

＜５．適用例＞
次に、図２５〜図２９を参照して、上記実施の形態および変形例で説明した静電容量式タッチパネルおよび静電容量式タッチ検出機能付き表示装置の適用例について説明する。上記実施の形態等の静電容量式タッチパネルおよび静電容量式タッチ検出機能付き表示装置は、テレビジョン装置、ディジタルカメラ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話等の携帯端末装置あるいはビデオカメラなどのあらゆる分野の電子機器に適用することが可能である。言い換えると、上記実施の形態等の表示装置は、外部から入力された映像信号あるいは内部で生成した映像信号を、画像あるいは映像として表示するあらゆる分野の電子機器に適用することが可能である。

（適用例１）
図２５は、上記実施の形態等の静電容量式タッチ検出機能付き表示装置が適用されるテレビジョン装置の外観を表すものである。このテレビジョン装置は、例えば、フロントパネル５１１およびフィルターガラス５１２を含む映像表示画面部５１０を有しており、この映像表示画面部５１０は、上記実施の形態等に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置により構成されている。

（適用例２）
図２６は、上記実施の形態等の静電容量式タッチ検出機能付き表示装置が適用されるディジタルカメラの外観を表すものである。このディジタルカメラは、例えば、フラッシュ用の発光部５２１、表示部５２２、メニュースイッチ５２３およびシャッターボタン５２４を有しており、その表示部５２２は、上記実施の形態等に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置により構成されている。

（適用例３）
図２７は、上記実施の形態等の静電容量式タッチ検出機能付き表示装置が適用されるノート型パーソナルコンピュータの外観を表すものである。このノート型パーソナルコンピュータは、例えば、本体５３１、文字等の入力操作のためのキーボード５３２および画像を表示する表示部５３３を有しており、その表示部５３３は、上記実施の形態等に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置により構成されている。

（適用例４）
図２８は、上記実施の形態等の静電容量式タッチ検出機能付き表示装置が適用されるビデオカメラの外観を表すものである。このビデオカメラは、例えば、本体部５４１、この本体部５４１の前方側面に設けられた被写体撮影用のレンズ５４２、撮影時のスタート／ストップスイッチ５４３および表示部５４４を有している。そして、その表示部５４４は、上記実施の形態等に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置により構成されている。

（適用例５）
図２９は、上記実施の形態等の静電容量式タッチ検出機能付き表示装置が適用される携帯電話機の外観を表すものである。この携帯電話機は、例えば、上側筐体７１０と下側筐体７２０とを連結部（ヒンジ部）７３０で連結したものであり、ディスプレイ７４０、サブディスプレイ７５０、ピクチャーライト７６０およびカメラ７７０を有している。そのディスプレイ７４０またはサブディスプレイ７５０は、上記実施の形態等に係る静電容量式タッチ検出機能付き表示装置により構成されている。

以上、いくつかの実施の形態および変形例について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上記の各実施の形態では、駆動信号Ｖcomは極性反転する周期Ｔの矩形波としたため、その中心電位は０Ｖとなっているが、これに代えて、その中心電位を０Ｖ以外の電位にしても良い。

Claims (13)

1. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
   前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
   前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
   前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
   前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と
   を備え、
   前記第２レベルの信号成分がゼロレベルであり、
   前記第１のサンプリング回路は、前記駆動信号における一方の電圧変化点の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
   前記第２のサンプリング回路は、前記駆動信号における他方の電圧変化点の直前の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする、
   静電容量式タッチパネル。
2. 前記演算回路は、前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列のサンプリング信号と前記第２系列のサンプリング信号との差分を取ることにより、前記タッチ検出用信号を求める
   請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
3. 前記駆動信号が、第１電圧の区間と、前記第１電圧とは異なる第２電圧の区間とを含む周期的波形の信号であり、
   前記複数の駆動電極の各々に前記駆動信号が順次時分割的に印加されるように走査制御が行われる
   請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
4. 前記第１および第２のサンプリング回路におけるサンプリングの周期が同じであり、かつそのタイミングが互いに半周期分ずれている
   請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
5. 前記演算回路は、前記フィルタ回路により処理された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号の少なくとも一方の位相を調整して両位相を互いに一致させたうえで、それらの２つのサンプリング信号の差分を取ることにより前記タッチ検出用信号を求める
   請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
6. 前記駆動信号のデューティ比が５０％からずれている
   請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
7. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
   前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
   前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
   前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
   前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と
   を備え、
   前記駆動信号は、第１の振幅を有する第１極性交番波形の区間と、前記第１の振幅とは異なる第２の振幅を有する第２極性交番波形の区間とを含む周期的波形の信号であり、
   前記第１のサンプリング回路は、前記第１極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
   前記第２のサンプリング回路は、前記第２極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする
   静電容量式タッチパネル。
8. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
   前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
   前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
   前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
   前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と
   を備え、
   前記駆動信号は、互いに位相がずれた第１極性交番波形および第２極性交番波形の区間を含む周期的波形の信号であり、
   前記第１のサンプリング回路は、前記第１極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
   前記第２のサンプリング回路は、前記第２極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの直前の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする
   静電容量式タッチパネル。
9. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
   前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
   前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
   前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
   前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と、
   画像信号に基づいて画像を表示する表示部と
   を備え、
   前記第２レベルの信号成分がゼロレベルであり、
   前記第１のサンプリング回路は、前記駆動信号における一方の電圧変化点の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
   前記第２のサンプリング回路は、前記駆動信号における他方の電圧変化点の直前の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする、
   タッチ検出機能付き表示装置。
10. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
    前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
    前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
    前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
    前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
    前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と、
    画像信号に基づいて画像を表示する表示部と
    を備え、
    前記駆動信号は、第１の振幅を有する第１極性交番波形の区間と、前記第１の振幅とは異なる第２の振幅を有する第２極性交番波形の区間とを含む周期的波形の信号であり、
    前記第１のサンプリング回路は、前記第１極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
    前記第２のサンプリング回路は、前記第２極性交番波形における極性反転の前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする
    タッチ検出機能付き表示装置。
11. タッチ検出用の駆動信号がそれぞれ印加される複数の駆動電極と、
    前記複数の駆動電極と交差するように配置され、その交差部分に静電容量が形成されると共に、前記駆動信号に同期した検出信号をそれぞれ出力する複数のタッチ検出電極と、
    前記複数のタッチ検出電極からそれぞれ出力される検出信号から、第１レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第１系列のサンプリング信号を抽出する第１のサンプリング回路と、
    前記タッチ検出電極から出力される検出信号から、前記第１レベルとは異なる第２レベルの信号成分とノイズ成分とを含む第２系列のサンプリング信号を抽出する第２のサンプリング回路と、
    前記第１および第２のサンプリング回路からそれぞれ出力された前記第１系列および第２系列のサンプリング信号に対して、所定周波数以上の帯域をカットする高域カット処理を行うフィルタ回路と、
    前記フィルタ回路の出力に基づいて、タッチ検出用信号を求める演算回路と、
    画像信号に基づいて画像を表示する表示部と
    を備え、
    前記駆動信号は、互いに位相がずれた第１極性交番波形および第２極性交番波形の区間を含む周期的波形の信号であり、
    前記第１のサンプリング回路は、前記第１極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの前後の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングし、
    前記第２のサンプリング回路は、前記第２極性交番波形における電圧変化点のいずれか１つの直前の互いに近接した複数のタイミングで前記検出信号をサンプリングする
    タッチ検出機能付き表示装置。
12. 前記表示部は液晶素子を用いて構成され、
    前記タッチ検出用の駆動信号は、前記表示部を駆動する表示駆動信号の一部を兼ねている
    請求項９から１１のいずれか１項に記載のタッチ検出機能付き表示装置。
13. 前記表示駆動信号は、前記画像信号に基づく画素信号と共通信号とを含み、
    前記表示部は、前記画素信号および前記共通信号に基づく前記液晶素子への印加電圧の極性を時分割的に反転させる極性反転駆動により表示が行われるものであり、
    前記タッチ検出用の駆動信号が前記共通信号を兼ねている
    請求項１２に記載のタッチ検出機能付き表示装置。

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