JP5468095B2

JP5468095B2 - 高周波半導体増幅器

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Publication number: JP5468095B2
Application number: JP2012052197A
Authority: JP
Inventors: 一考高木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2012-03-08
Filing date: 2012-03-08
Publication date: 2014-04-09
Anticipated expiration: 2032-03-08
Also published as: JP2013187775A

Description

本発明の実施形態は、高周波半導体増幅器に関する。

１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに用いる増幅器には高い電力付加効率が求められる。

半導体増幅素子の出力電極から負荷側をみた高調波インピーダンスを開放インピーダンスの近くすると、電力負荷効率を高めることができる。

１ＧＨｚ以上の周波数において、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）など半導体増幅素子の出力インピーダンスは、基本波において容量性である。半導体増幅素子により増幅された信号を効率よく取り出すためには、基本波においては、半導体増幅素子の出力インピーダンスと外部負荷とがインピーダンス整合していることが必要である。

このため、半導体増幅素子と外部負荷とがインピーダンス整合するには、基本波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスは誘導性の所望のインピーダンスであることが必要である。他方、電力付加効率を高めるには、２倍波において半導体素子から負荷側をみたインピーダンスは開放インピーダンス近傍であることが必要である。

２倍波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスを開放インピーダンス近傍にするためにチップ近傍にスタブを用いた高次高調波処理回路を設けると、高次高調波処理回路を介して整合回路を縦続接続するため挿入損失が増えるとともに、帯域が狭くなる。

特開２００９−２０７０６０号公報特開平６−２０４７６４号公報

高い電力付加効率と広帯域とを容易に実現可能な高周波半導体増幅器を提供する。

実施形態にかかる高周波半導体増幅器は、半導体増幅素子と、入力整合回路と、出力整合回路と、を有する。高周波は導体増幅器は、出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する。前記入力整合回路は、前記入力電極と接続される。前記出力整合回路は、ボンディングワイヤと、第１インピーダンス変換回路と、前記第１インピーダンス変換回路に縦続接続された第２インピーダンス変換回路と、を有する。前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１のインピーダンス変換回路の一方の端部に接続される。前記第１インピーダンス変換回路は、第１の特性インピーダンスと前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長とを有する第１の伝送線路からなる。前記第２インピーダンス変換回路は、第２の特性インピーダンスと前記周波数帯域の中心周波数において５１度以上かつ６９度以下の第２の電気長とを有する第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路と接続されたスタブと、を有する。前記第２の特性インピーダンスは、前記第１の特性インピーダンスよりも高い。また、前記出力整合回路は、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合する。

第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。図２（ａ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｃ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。周波数帯域を説明するグラフ図である。図４（ａ）〜（ｃ）は、第１インピーダンス変換回路の特性インピーダンスと、その第１電気長と、を変化した場合の第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。図５（ａ）〜（ｃ）は、第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。図６（ａ）〜（ｃ）は、第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。伝送線路幅に対する特性インピーダンスの依存性を示すグラフ図である。第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。図９（ａ）は第４基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｂ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｃ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｄ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
高周波半導体増幅器は、入力端子１０、入力整合回路１２、半導体増幅素子１４、出力整合回路２０、出力端子１８、を有しており、たとえばパッケージに収納されている。なお、半導体増幅素子１４に電圧を供給する直流回路は省略してある。なお、出力端子１８からみて、負荷はＺ_Ｌ（Ω）であるものとする。なお、Ｚ_Ｌは、たとえば、５０Ωとすることができる。

入力整合回路１２は、基本波において、半導体増幅素子１４の入力インピーダンスに対する整合回路とする。

半導体増幅素子１４は、ＧａＡｓＦＥＴ、ＧａＡｓＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor)、ＧａＮＨＥＭＴなどとすることができる。たとえば、ワイドバンドギャップ材料を用いたＧａＮ−ＨＥＭＴとすると、耐圧を高くでき、マイクロ波からミリ波の波長範囲で高出力を得ることができる。

半導体増幅素子１４の出力電極（図示せず）からみて負荷側の高調波インピーダンスを十分に高くすると、高い電力付加効率で動作させることができる。すなわち、出力整合回路２０は、高調波に対して高いインピーダンスを保ちつつ、基本波において半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと整合を取る。第１の実施形態では、高調波のうち２倍波のインピーダンスを高くするような出力整合回路２０を有する。なお、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスＺoutは、たとえば、動作時のインピーダンスを測定することにより求めることができる。

図１の構成において、出力整合回路２０の出力端子１８に外部負荷Ｚ_Ｌが接続される。第１の実施形態では、出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１の伝送線路からなる第１インピーダンス変換回路１６と、第２の伝送線路からなる第２インピーダンス変換回路２１と、を有する。第１インピーダンス変換回路１６は、たとえば、特性インピーダンスがＺ_Ｃ１、電気長がＬ１のマイクロストリップ線路などとすることができる。電気長Ｌ１は、上限周波数において、０度よりも大きく、９０度以下とする。

なお、電気長Ｌは、次式で求められる。ただし、図１において、半導体増幅素子１４の出力電極からワイヤでボンディングされた位置を第１基準面Ｐ１とするので、伝送線路の長さＭは、第１インピーダンス変換回路１６の物理的長さよりも僅かに短い。

Ｌ＝３６０°×Ｍ／λeff
但しＭ：伝送線路の長さ
λeff：所定の周波数での実効波長

第２インピーダンス変換回路２１は、特性インピーダンスＺ_Ｃ２を有し中心周波数ｆ_Ｃにおける電気長Ｌ２が６０度近傍である第２伝送線路２１ａと、スタブ２１ｂと、を有する。なお、本明細書において、電気長が６０度近傍とは、５４度以上、６６度以下、であるものとする。また、特性インピーダンスＺ_Ｃ２は、特性インピーダンスＺ_Ｃ１よりも高く、負荷インピーダンスＺ_Ｌよりも低い。

半導体増幅素子１４の出力電極と第１インピーダンス変換回路１６とはボンディングワイヤ１５により接続される。また、半導体増幅素子１４の出力電極上のボンディング位置を負荷側のインピーダンスをみる場合の第２基準面Ｐ２とする。

図２（ａ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｃ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。
なお、本明細書において、スミス図は、特性インピーダンスＺ_ＣＣを３Ωとした正規化インピーダンスを表すものとする。すなわち、インピーダンスＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）に対する正規化インピーダンスｚは、次式で表される。

ｚ＝Ｚ／Ｚ_ＣＣ＝（Ｒ＋ｊＸ）／Ｚ_ＣＣ＝ｒ＋ｊｘ

図２（ａ）に表すように、インピーダンス図上で、負荷インピーダンスをｚ_Ｌ、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスをｚ_Ｃ１、で示す。

第３基準面Ｐ３から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_ｐ３は、一点鎖線に沿って時計回りの軌跡を描き、低インピーダンスへ変換される。他方、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ３２は、ドット線に沿って時計回りの軌跡を描き、ほぼ元のインピーダンスに戻ってくる。

図２（ｂ）は、第１インピーダンス変換回路１６と、ボンディングワイヤ１５と、の接続位置である第１基準面Ｐ１から負荷側をみたインピーダンスである。第３基準面Ｐ３における基本波インピーダンスｚ_Ｐ３が第１インピーダンス変換回路１６により変換されたのち、第１基準面Ｐ１において、ｚ_Ｐ１となる。たとえば、中心周波数ｆ_Ｃにおける基本波インピーダンスｚ_Ｐ１は、図２（ｂ）に表すように移動する。他方、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２は、インピーダンス図の外周近傍において誘導性インピーダンスを示す。

図２（ｃ）は、ボンディングワイヤ１５の誘導性リアクタンスが加えられ、第２基準面Ｐ２から負荷側をみたインピーダンスである。周波数ｆにおける基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、第１基準面Ｐ１から負荷側をみたインピーダンスｚ_Ｐ１に、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗによる２πｆ×Ｌｗ／Ｚ_ＣＣなるリアクタンス分を加えたものとなる。また、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、第１基準面Ｐ１から負荷側をみたｚ_Ｐ１２に、４πｆ×Ｌｗ／Ｚ_ＣＣなるリアクタンス分を加えたものとなる。

基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、帯域内での変化幅は狭く、広帯域であることを示している。他方、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、第１基準面Ｐ１において誘導性に保たれた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２に誘導性インピーダンスが加わるので、誘導性を維持しつつ、開放インピーダンスにより近づく。このため、２倍波を半導体増幅素子１４に閉じ込め、電力付加効率を高めることができる。

図３は、周波数帯域を説明するグラフ図である。
周波数帯域は、たとえば、１〜２０ＧＨｚの中のいずれかの範囲とする。出力整合回路２０が、基本波に対して整合が取れ、かつ２倍波に対して開放インピーダンスに近い高インピーダンスとすると、周波数帯域の下限周波数ｆ_Ｌと、上限周波数ｆ_Ｈと、の間で電力付付加効率を高くできる。２倍波インピーダンスが開放インピーダンスから遠ざかると、半導体増幅素子に反射できずに漏れ出る２倍波が増加し、破線のように電力付加効率が低下する。

図４は、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスと、その電気長と、を変化した場合の第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。すなわち、図４（ａ）は理想ケースのインピーダンス図、図４（ｂ）はケース１のインピーダンス図、図４（ｃ）はケース２にインピーダンス図、である。

図４（ａ）の理想ケースにおいて、第１インピーダンス変換回路１６の伝送線路の第１特性インピーダンスＺ_Ｃ１は２．２Ω、第１電気長Ｌ１は上限周波数ｆ_Ｈにおいて９０度とする。図４（ｂ）のケース１において、第１インピーダンス変換回路１６の伝送線路の第１特性インピーダンスＺ_Ｃ１は１．０Ω、第１の電気長Ｌ１は上限周波数ｆ_Ｈにおいて２７度とする。図４（ｃ）のケース２において、第１インピーダンス変換回路１６の伝送線路の第１特性インピーダンスＺ_Ｃ１は０．７Ω、第１電気長Ｌ１は上限周波数ｆ_Ｈにおいて１６度とする。なお、いずれの場合に対しても第２インピーダンス変換回路２１は共通であり、その伝送線路２１ａの特性インピーダンスＺ_Ｃ２は１８Ω、第２の電気長Ｌ２は中心周波数ｆ_Ｃにおいて６０度とする。また、第２インピーダンス変換回路２１は、スタブ２１ｂをさらに有するものとする。

図４（ａ）において、基本波インピーダンスｚ_Ｐ３は、一点鎖線の軌跡を描き、低いインピーダンスに変換される。他方、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ３２は、ドット線の軌跡を描き、ほぼ元のインピーダンスに戻ってくる。

図５は、第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。すなわち、図５（ａ）は理想のケースのインピーダンス図、図５（ｂ）はケース１のインピーダンス図、図５（ｃ）はケース２のインピーダンス図、である。

図６は、第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図である。すなわち、図６（ａ）は理想ケースのインピーダンス図、図６（ｂ）はケース１のインピーダンス図、図６（ｃ）はケース２のインピーダンス図、である。

ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗを用いて基本波の整合をとるには、第１基準面Ｐ１におけるインピーダンスｚ_Ｐ１が半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutの複素共役値に対して、それぞれ等抵抗円ｇ１、ｇ２、ｇ３上となることが好ましい。（表１）は、これらの結果の一覧を示す。

第１インピーダンス変換回路１６の第１電気長Ｌ１を短くした場合、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスＺ_Ｃ１を低くし、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗを大きくして基本波において整合をとることはできる。インダクタンスＬｗを大きくすると、第２基準面Ｐ２における２倍波反射係数Γは０．９９以上と高くできる。しかしながら、実現可能な特性インピーダンスには下限がある。

図７は、伝送線路幅に対する特性インピーダンスの依存性を示すグラフ図である。
縦軸は特性インピーダンス（Ω）、横軸は線路幅（ｍｍ）、である。なお、マイクロストリップ線路を構成する基板は、比誘電率を９０、基板厚さを０．１ｍｍとした。実装性を考慮すると、線路幅は、４ｍｍ以下であることが好ましい。特性インピーダンスの下限値は、（表１）から１Ωとなる。この場合、第１インピーダンス変換回路１６の第１電気長Ｌ１は、２７度以上とすることがより好ましい。このようにすると、半導体増幅素子１４の第２基準面Ｐ４での反射係数Γは、０．９７以上とできる。このため、２倍波に対するインピーダンスを十分に高くできる。

図８は、第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の出力整合回路２０は、第２インピーダンス変換回路２１に縦続接続され、第３の伝送線路からなる第３インピーダンス変換回路２２をさらに有する。

第２インピーダンス変換回路２１は、特性インピーダンスがＺ_Ｃ２、第２電気長がＬ２である第２の伝送線路からなるものとする。また、第３インピーダンス変換回路２２は、特性インピーダンスがＺ_Ｃ３、第３電気長がＬ３である伝送線路２２ａと、伝送線路２２ａと接続されたスタブ２２ｂと、を有する。第２インピーダンス変換回路２１の第２電気長Ｌ２と、第３インピーダンス変換回路２２の伝送線路２２ａの第３電気長Ｌ３と、は中心周波数ｆ_Ｃにおいて、４分の１波長変成器に相当する長さとする。本明細書において、「４分の１波長変成器の電気長」とは、９０°に対して±１０％の範囲内を含むものとする。すなわち、８１°以上、９９°以下とする。また、Ｚ_Ｃ１＜Ｚ_Ｃ２＜Ｚ_Ｃ３＜Ｚ_Ｌとする。

図９（ａ）は第４基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｂ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｃ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図９（ｄ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。
図９（ａ）に表すように、第４基準面Ｐ４から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ４は、第３インピーダンス変換回路２２によりインピーダンス変換される。

また、図９（ｂ）のように、第２インピーダンス変換回路２１が４分の１波長変成器として作用し、インピーダンス変換が行われる。たとえば、ｚ_Ｐ４が抵抗と見なせる場合、４分の１波長変成器により変換されたインピーダンスｚ_Ｐ３は抵抗となり次式で表すことができる。

ｚ_Ｐ３＝ｚ_Ｃ２ ^２／ｚ_Ｐ４

図９（ｃ）は、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ１である。また、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２は、誘導性を示している。

図９（ｄ）は、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗによるリアクタンスが加えられ、第２基準面Ｐ２から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ２および２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２である。第１基準面Ｐ１からみた２倍波インピーダンスは誘導性に保たれているので、ボンディングワイヤ１５の誘導性リアクタンスが加わることにより、第２基準面Ｐ２から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、さらに開放インピーダンスに近づく。このため、２倍波が半導体増幅素子１５に閉じ込められ、電力付加効率を高めることができる。なお、第２の実施形態においても、第１インピーダンス変換回路１６を構成する伝送線路の上限周波数ｆ_Ｈにおける電気長Ｌ１は、２７度以上とすることが好ましい。

一般に、Ｆ級増幅器では、増幅素子近傍の出力側に、整合回路が縦続接続された高調波処理回路を有しており、高次高調波成分を半導体増幅素子に閉じ込めることで電力付加効率を高めている。

これに対して、第１および第２の実施形態では、高次高調波処理回路を用いず、増幅素子１４の出力側に、伝送線路からなるインピーダンス変換回路を縦続接続する。この場合、伝送線路の特性インピーダンスと、電気長と、を変化することにより、基本波インピーダンスと、２倍波インピーダンスと、を所望の範囲に容易に変換することができる。このため、２倍波インピーダンスを開放インピーダンスに保ちつつ、基本波インピーダンスを半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutに整合させることができる。このようにして得られた高周波半導体増幅器は、簡素な構造でありながら、要求される電力付加効率を十分に確保することができる。

第１および第２の実施形態により、高い電力付加効率と広い帯域とを実現可能な高周波半導体増幅器が提供される。このような高周波半導体増幅器は、１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに広く用いることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１２入力整合回路、１４半導体増幅素子、１５ボンディングワイヤ、１６第１インピーダンス変換回路、１８出力端子、２０出力整合回路、２１第２インピーダンス変換回路、２２第３インピーダンス変換回路、Ｚ_Ｌ外部負荷、Ｚ_Ｃ１、Ｚ_Ｃ２、Ｚ_Ｃ３（伝送線路の）特性インピーダンス、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３電気長、ｆ_Ｌ下限周波数、ｆ_Ｃ中心周波数、ｆ_Ｈ上限周波数

Claims

出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する高周波半導体増幅器であって、
入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する半導体増幅素子と、
前記入力電極と接続された入力整合回路と、
ボンディングワイヤと、第１インピーダンス変換回路と、前記第１インピーダンス変換回路に縦続接続された第２インピーダンス変換回路と、を有する出力整合回路であって、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１のインピーダンス変換回路の一方の端部に接続され、前記第１インピーダンス変換回路は第１の特性インピーダンスと前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長とを有する第１の伝送線路からなり、前記第２インピーダンス変換回路は第２の特性インピーダンスと前記周波数帯域の中心周波数において５１度以上かつ６９度以下の第２の電気長とを有する第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路と接続されたスタブと、を有する出力整合回路と、
を備え、
前記第２の特性インピーダンスは、前記第１の特性インピーダンスよりも高く、
前記出力整合回路は、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合する高周波半導体増幅器。
出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する高周波半導体増幅器であって、
入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する半導体増幅素子と、
前記入力電極と接続された入力整合回路と、
ボンディングワイヤと、第１インピーダンス変換回路と、前記第１インピーダンス変換回路に縦続接続された第２インピーダンス変換回路と、前記第２インピーダンス変換回路に縦続接続された第３インピーダンス変換回路と、を有する出力整合回路であって、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１のインピーダンス変換回路の一方の端部に接続され、前記第１インピーダンス変換回路は第１の特性インピーダンスと前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長とを有する第1の伝送線路からなり、前記第２インピーダンス変換回路は第２の特性インピーダンスと前記周波数帯域の中心周波数において４分の１波長変成器となる第２の電気長とを有する第２の伝送線路からなり、前記第３インピーダンス変換回路は第３の特性インピーダンスと前記周波数帯域の中心周波数において４分の１波長変成器となる第３の電気長とを有する第３の伝送線路と、前記第３の伝送線路と接続されたスタブと、を有する出力整合回路と、
を備え、
前記第２の特性インピーダンスは、前記第１の特性インピーダンスよりも高く、前記第３の特性インピーダンスよりも低く、
前記出力整合回路は、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合する高周波半導体増幅器。
前記第１の特性インピーダンスは、１Ω以上であり、
前記第１の電気長は、２７度以上である請求項１または２に記載の高周波半導体増幅器。