JP5418273B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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本発明は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の電力変換用の半導体素子を用いて交流モータやモータジェネレータを駆動する電力変換装置に関し、特に半導体素子の温度を温度検出素子で検出する機能を有する電力変換装置に関する。
従来、特許文献１に記載の電力変換装置のように、スイッチング素子などの半導体素子の検出温度をアナログ信号で出力し、これをデジタル信号へ変換した後、マイコン（マイクロコンピュータ）で検出して温度を認識する回路が備わっている。
アナログ信号をデジタル信号に変調して出力する手法として、ＰＷＭ変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）と呼ばれる方式が広く知られている。この変調方式は、例えば特許文献２に記載のように三角波もしくは鋸波などの基準波形とアナログ入力信号とのレベルをコンパレータなどで比較してデジタル信号を生成する。又は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータによって取得したデジタル値に従ってデューティ信号を生成するデューティ変換手段を用いるなどの方式が一般的である。
このようなアナログ／デジタル変換を行う前述の特許文献１の電力変換装置では、インバータの３相電力を出力する半導体素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）には、温度検出素子としてのダイオードが内蔵されている。このダイオードの電圧をデジタル信号に変換してマイコンへ送出することで、マイコンがＩＧＢＴの温度を認識することができ、これによって最適な制御を行うことが可能となっている。
特開２００８−５１７７５号公報 特開平１０−３３７０３６号公報
上述した特許文献１の電力変換装置では、複数のＩＧＢＴを並列に接続して使用することがある。この場合、電力変換装置を安全に制御するために、特に高温側のＩＧＢＴの温度をマイコンが検知する必要がある。このため、特許文献１では、高温度側のＩＧＢＴの温度のみを選択してマイコンへ送出するようになっている。しかし、実際にはダイオード等の温度検出素子の検出特性にばらつきがあるため、単純に温度検出素子の電圧を検出しただけでは、どちらのＩＧＢＴの温度が高いのかを正確に判別することができないという問題がある。
高温側のＩＧＢＴの温度を適正に検知するためには、予め検知誤差が許容範囲内の温度検出素子を選別するか、又は、温度検出素子のばらつきそのものを改善する等の対策が必要であり、これらの対策を実施する場合、コスト高となってしまう問題がある。
また、複数のＩＧＢＴの温度を正確に認識するために、図１に示すように、２つのアナログ温度信号１，２を各々、個別のデューティ変換手段３，４に入力して各デューティ信号５，６に変換し、これを個別のフォトカプラ７，８を介してマイコン９に入力する構成も考えられる。しかし、このような２系統の信号伝達経路を設けた場合、フォトカプラ７，８が２つになることや、マイコン９への配線領域が増加するため、コストが高くなったり、全体のサイズが大きくなったりする問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、電力変換を行う複数の半導体素子の温度を正確に検知することができ、これを安価で小型な回路で実現することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換されることによって異なる前記半導体素子ごとに対応する前記温度検出素子の発生電圧に基づく複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記第３の選択手段の出力側に、この第３の選択手段で選択された前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号を伝達する信号伝達素子を介して接続された演算制御手段を備え、この演算制御手段は、前記温度検出素子の特性バラツキを記憶し、前記第３の選択手段から前記信号伝達素子を介して入力されるデューティ信号より検知される温度情報を、当該記憶された特性バラツキで補正することを特徴とする。
この構成によれば、複数の温度検出素子で個別に検出される複数の半導体素子の温度が、第１の選択手段、デューティ変換手段及び第３の選択手段による１系統の信号伝送経路で伝送される。この際、各々の温度情報であるデューティ変換手段からの各デューティ信号の先頭には、第２の選択手段で選択された各々固有のヘッダ信号が個別に付けられるので、各温度情報を示すデューティ信号を識別可能となる。従って、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。また、各半導体素子の温度を正確に検知することが出来る。
請求項２に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記デューティ変換手段は、一定周期で立上り立下りを繰り返す基準波を生成すると共に当該基準波の立下りエッジでパルス状のピーク信号を生成する基準波生成手段と、この基準波生成手段で生成された基準波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換する演算増幅手段とを備え、前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記基準波生成手段で生成されるピーク信号に同期させる制御を行うことを特徴とする。
この構成によれば、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。第１〜第３の選択手段の選択動作と、ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成動作とを、一定に生成されるピーク信号で同期させるので、第３の選択手段からヘッダ信号及び所定配列のデューティ信号を同期させて出力することができる。これによって演算制御手段で適正にデューティ信号を取得することが出来る。また、一定に生成されるピーク信号のみを用いて複数回路手段の動作を同期させるので、回路全体の小型化を図ることができる。
請求項３に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記デューティ変換手段は、一定の傾斜で立上り立下りを交互に繰り返す基準波としての三角波を生成すると共に当該三角波の立上りポイントで立上り、立下りポイントで立ち下がる第２のピーク信号を生成する第２の基準波生成手段と、この第２の基準波生成手段で生成された三角波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換する第２の演算増幅手段とを備え、前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記第２のピーク信号に同期させる制御を行うと共に、所定のヘッダ信号の後に同一のデューティ信号が少なくとも２つ以上連続配列される選択が前記第３の選択手段で行われる制御を行うことを特徴とする。
この構成によれば、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。また、基準波を三角波とし、更に複数種類のデューティ信号の各々を複数サイクルづつ出力するようにした。つまり、同一デューティ信号が少なくとも２つ以上連続するようにしたので、例えばそれら「Ｈ」と「Ｈ」との間の「Ｌ」区間を検知することができるので、これによって正確にデューティを求めることが出来る。
請求項４に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記デューティ変換手段において、前記基準波生成手段は立上りと立下りを一定周期で繰り返す基準波としての鋸波を生成すると共に当該鋸波の立下りエッジでパルス状のピーク信号を生成し、前記演算増幅手段は前記基準波生成手段で生成された鋸波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換し、前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記基準波生成手段で生成されるピーク信号に同期させる制御を行うと共に、所定のヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配置される選択が前記第３の選択手段で行われる制御を行うことを特徴とする。
この構成によれば、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。また、所定のヘッダ信号に対して１つのデューティ信号が対応付けられて伝送されるので、上記請求項１１の三角波を用い同一デューティ信号が少なくとも２つ以上連続する構成に比べ、伝送を高速化することが出来る。
請求項５に記載の発明は、クロック信号を生成するクロック生成手段を更に備え、前記基準波生成手段は前記鋸波のピークでピーク信号を生成し、前記クロック生成手段は、前記基準波生成手段からの鋸波のピーク信号の生成時にクロック信号を生成し、この生成されたクロック信号により前記制御手段が前記第３の選択手段で所定のヘッダ信号が選択されるように制御すると共に当該基準波生成手段からの鋸波の生成を停止する制御を行い、当該制御手段により当該第３の選択手段に対して当該ヘッダ信号から前記デューティ信号への選択切替制御が行われた際に、当該基準波生成手段が鋸波の生成を再開し、前記クロック生成手段がクロック信号の生成を停止するようにしたことを特徴とする。
この構成によれば、鋸波の立下りエッジの傾斜が所定よりも滑らかになった際に、ヘッダ信号からデューティ信号への切り替わりが遅れ、この遅れによってデューティ信号のデューティが所定のものと異なることを次のように防止することが出来る。即ち、本発明構成では、新たに設けたクロック生成手段からクロック信号が生成され、このクロック信号に応じてヘッダ信号が第３の選択手段から出力される。この出力が完了すると、クロック信号に基づき鋸波の電圧が立ち上がり、また、クロック信号の発生が停止される。この際のヘッダ信号の出力完了後にデューティ信号が出力され、鋸波がピークを迎えるとピーク信号が生成され、このピーク信号によってクロック信号が再生成され、これによってヘッダ信号が第３の選択手段から出力され、同時に鋸波は停止状態となる。このように動作するので、鋸波の立ち下げ時間の遅れに左右されることなく、デューティ信号のデューティを高精度に保持することができる。
請求項６に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記第２及び第３の選択手段に代え、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択すると共に、前記複数のデューティ変換手段で変換されたデューティ信号の１つを選択する選択手段を備え、前記制御手段は、前記選択手段で選択された１つヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配列され、このヘッダ信号を先頭とするデューティ信号の配列順が繰り返されるように、当該選択手段の選択動作を制御するようにしたことを特徴とする。
この構成によれば、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。また、第２及び第３の選択手段を１つの選択手段としたので、その分、回路全体の小型化を図ることができる。
請求項７に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、前記デューティ変換手段は、前記複数の温度検出素子の発生電圧をパルス幅変調による所定のデューティのデューティ信号に変換する手段に代え、前記複数の温度検出素子の発生電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、その変換されたデジタル信号の幅を所定デューティのデューティ信号に変換するカウンタ手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
この構成によれば、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置おける半導体素子の温度検出回路を、安価で小型に実現することができる。また、アナログ／デジタル変換手段で複数種類の発生電圧をデジタル信号に変換するので、パルス幅変調によりデューティ信号に変換する手段のようにパルス幅変調を行うための基準波の電圧が変化することが無くなるので、適正なデューティのデューティ信号を得ることができる。
請求項８に記載の発明は、前記複数の温度検出素子と前記第１の選択手段との間に、当該複数の温度検出素子の発生電圧を保持して出力する保持手段を接続し、前記制御手段は、当該保持手段に当該複数の温度検出素子の発生電圧が保持されて当該第１の選択手段へ出力されるように保持制御を行い、この保持制御時に、当該第１の選択手段で当該複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択された発生電圧が前記デューティ変換手段でデューティ信号に変換され、この変換されるデューティ信号のうち同一のデューティ信号が所定のヘッダ信号の後ろに複数配列されるように、当該第１の選択手段、前記第２の選択手段及び前記第３の選択手段の選択を制御し、前記演算制御手段は、当該第３の選択手段で選択された同一の複数のデューティ信号を比較し、互いの差異が予め定めた基準値以内の場合にのみデューティ信号を前記温度情報の検知に採用することを特徴とする。
この構成によれば、温度検出素子の発生電圧にノイズによる影響が生じても、そのノイズが影響したデューティ信号は演算制御手段で温度情報として採用されなくなるので、演算制御手段が温度情報の誤認識を行うことが無くなる。言い換えれば、演算制御手段では適正な温度情報しか採用されないので、温度情報を正確に認識することが出来る。
請求項９に記載の発明は、前記複数の温度検出素子と前記第１の選択手段との間に、当該複数の温度検出素子の発生電圧を保持して出力する保持手段を接続し、前記制御手段は、当該保持手段に当該複数の温度検出素子の発生電圧が保持されて当該第１の選択手段へ出力されるように保持制御を行い、この保持制御時に、当該第１の選択手段で当該複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択された発生電圧が前記デューティ変換手段でデューティ信号に変換され、この変換されるデューティ信号のうち同一のデューティ信号が所定のヘッダ信号の後ろに複数配列されるように、当該第１の選択手段、前記第２の選択手段及び前記第３の選択手段の選択を制御し、前記演算制御手段は、当該第３の選択手段で選択された同一の複数のデューティ信号の中から、予め定めた基準値を超えるデューティ信号を排除し、排除されないデューティ信号を前記温度情報の検知に採用することを特徴とする。
この構成によれば、温度検出素子の発生電圧にノイズによる影響が生じても、そのノイズが影響したデューティ信号は演算制御手段で温度情報として採用されなくなるので、演算制御手段が温度情報の誤認識を行うことが無くなる。言い換えれば、演算制御手段では適正な温度情報しか採用されないので、温度情報を正確に認識することが出来る。
請求項１０に記載の発明は、前記演算制御手段は、前記第３の選択手段から前記信号伝達素子を介して入力される前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号の立上りエッジ又は立下りエッジでリセット後にカウント動作を開始するカウンタと、当該立上りエッジ又は当該立下りエッジで当該リセット前にカウンタのカウント値をレジスタ値として保持するレジスタとを備え、前記レジスタに保持されたレジスタ値を用いて前記デューティ信号のデューティを求める演算を含む演算処理を行い、この演算処理を行う演算制御手段のメインループの周期よりも当該デューティ信号の周期が長く設定されていることを特徴とする。
この構成によれば、デューティ信号の周期を、演算制御手段のメインループの周期よりも長くしたので、演算制御手段がレジスタ値を読み込んでデューティ信号のデューティを演算する処理を、メインループの中で割り込み無しで行うことが可能となる。
請求項１１に記載の発明は、前記ヘッダ信号は、当該ヘッダ信号の１周期中に、前記デューティ信号の周期よりも長い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号であることを特徴とする。
この構成によれば、ヘッダ信号を確実に識別することができるので、確実な信号伝達を行うことができる。
請求項１２に記載の発明は、前記ヘッダ信号は、当該ヘッダ信号の１周期中に、前記デューティ信号の周期よりも短い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号であることを特徴とする。
この構成によれば、ヘッダ信号を確実に識別することができるので、確実な信号伝達を行うことができる。また、ヘッダ信号の周期がデューティ信号の周期よりも短くなるので、ヘッダ信号を含むデータ信号の伝送を高速化することが出来る。
請求項１３に記載の発明は、前記デューティ変換手段は、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号に変換する際に、当該デューティ信号のデューティを所定値以内に制限して変換を行い、前記ヘッダ信号は、その制限されたデューティを超えるデューティに設定されていることを特徴とする。
この構成によれば、ヘッダ信号のデューティがデューティ信号のデューティと異なるので、ヘッダ信号を確実に識別することができ、これによって確実な信号伝達を行うことができる。
請求項１４に記載の発明は、前記デューティ変換手段は、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号に変換する際に、当該デューティ信号のデューティが１００％未満となるように制限することを特徴とする。
この構成によれば、デューティ信号のデューティを１００％未満とすれば、必ずデューティ信号の立上がりエッジ又は立下りエッヂが存在するので、演算制御手段でデューティ信号を必ず識別することが可能となる。
請求項１５に記載の発明は、直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、前記複数の温度検出素子の電圧発生側に各々接続され、その発生電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換する複数のデューティ変換手段と、前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択すると共に、前記複数のデューティ変換手段で変換されたデューティ信号の１つを選択する選択手段と、前記選択手段で選択された１つヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配列され、このヘッダ信号を先頭とするデューティ信号の配列順が繰り返されるように、当該選択手段の選択動作を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
この構成によれば、複数の温度検出素子の電圧発生側に各々デューティ変換手段が接続されているので、各デューティ変換手段の前段で、スイッチ切替等によるノイズが各温度検出素子の発生電圧に乗るといったことが無くなる。このため、各デューティ変換手段において、発生電圧を適正な電圧レベルでデューティ信号に変換することができる。
請求項１６に記載の発明は、前記選択手段の出力側に、この選択手段で選択された前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号を伝達する信号伝達素子を介して接続された演算制御手段を備え、この演算制御手段は、前記温度検出素子の特性バラツキを記憶し、前記選択手段から前記信号伝達素子を介して入力されるデューティ信号より検知される温度情報を、当該記憶された特性バラツキで補正することを特徴とする。
この構成によれば、各半導体素子の温度を正確に検知することが出来る。
請求項１７に記載の発明は、前記複数のデューティ変換手段は、一定周期の基準波を生成する１つの基準波生成手段から生成される基準波を用いて前記複数の温度検出素子の発生電圧をデューティ信号に変換することを特徴とする。
この構成によれば、各デューティ変換手段が１つの基準波をもとにデューティ変換を行うので、この変換動作が同期する。従って、各デューティ変換手段の後段の選択手段で各デューティ信号を例えば交互に選択する際に、同一タイミングで交互に各デューティ信号を先頭から所定周期選択することが出来る。従って、各デューティ信号の同期が取れていない場合に各々のデューティ信号の選択位置が異なり、選択手段からの出力波形が乱れるといった事が無くなる。
請求項１８に記載の発明は、前記デューティ変換手段は、前記複数の温度検出素子の発生電圧をパルス幅変調による所定のデューティのデューティ信号に変換する手段に代え、前記複数の温度検出素子の発生電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、その変換されたデジタル信号の幅を所定デューティのデューティ信号に変換するカウンタ手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
この構成によれば、アナログ／デジタル変換手段で複数種類の発生電圧をデジタル信号に変換するので、パルス幅変調によりデューティ信号に変換する手段のようにパルス幅変調を行うための基準波の電圧が変化することが無くなるので、適正なデューティのデューティ信号を得ることができる。
従来の電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 本発明の電力変換装置の構成を示す回路図である。 第１実施形態の電力変換装置の温度検出回路のマイコンに入力されるデータ信号の配列パターンを示す図である。 第１実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の第１変形例の構成を示すブロック図である。 第１実施形態の電力変換装置の温度検出回路のマイコンに入力されるデータ信号の配列パターンを示す図である。 第１実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の第２変形例の構成を示すブロック図である。 第２変形例の電力変換装置の温度検出回路のマイコンに入力されるデータ信号の配列パターンを示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の動作を説明するための信号波形図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路のマイコンの演算処理を説明するための信号波形図である。 第２実施形態の電力変換装置の温度検出回路のマイコンに入力される他のデータ信号の配列パターンを示す図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の動作を説明するための信号波形図である。 第３実施形態の電力変換装置の温度検出回路のマイコンに入力されるデータ信号の配列パターンを示す図である。 本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 第４実施形態の電力変換装置の温度検出回路のデューティ変換部の構成を示すブロック図である。 第２実施形態の電力変換装置の温度検出回路の欠点を説明するための信号波形図である。 本発明の第５実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。 第５実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の変形例１の構成を示すブロック図である。 第５実施形態の電力変換装置の温度検出回路のデューティ変換部の回路構成を示すブロック図である。 第５実施形態の電力変換装置の温度検出回路のデューティ変換部の詳細回路構成を示すブロック図である。 本実施形態の電力変換装置の温度検出回路のデューティ変換部の他の構成を示すブロック図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
（第１実施形態）
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。
図２に示す温度検出回路１００は、モータジェネレータＭＧに接続されたスイッチング回路１０２と、切替スイッチ（第１〜第３の選択手段）１０３，１０５，１０５と、デューティ変換部（デューティ変換手段）１０６と、２つのヘッダ生成部（ヘッダ生成手段）１０８ａ，１０８ｂと、制御部（制御手段）１１０と、フォトカプラ（信号伝達素子）１１２と、マイコン（演算制御手段）１１４と、バッファ１１６とを備えて構成されている。
スイッチング回路１０２は、図３に示す電力変換装置１０に備えられており、電力変換装置１０は、コンバータ２０と、モータジェネレータＭＧを駆動制御するインバータ３０とを備え、マイコン１１４により制御されるように構成されている。
コンバータ２０には、バッテリ４０が接続され、バッテリ４０はコンバータ２０に直流電力を供給すると共に、コンバータ２０から回生される直流電力を蓄電する。また、コンバータ２０は、バッテリ４０から供給された直流電力を昇圧してインバータ３０へ出力し、インバータ３０から出力された直流電力を降圧してバッテリ４０へ出力する。更に、コンバータ２０は、コンデンサ２３と、リアクトル２４と、高圧側の半導体素子である上アーム用のスイッチング素子（電力変換用スイッチング素子）２１と、高圧ＧＮＤ（グランド）側の半導体素子である下アーム用のスイッチング素子（電力変換用スイッチング素子）２２と、ダイオードＤ１，Ｄ２を含んで構成されている。
これら構成要素は、バッテリ４０の正極側にコンデンサ２３及びリアクトル２４の一端が接続され、負極側にコンデンサ２３の他端とスイッチング素子２２のエミッタ端子が接続されている。スイッチング素子２１とスイッチング素子２２とは直列に接続されており、リアクトル２４の他端は、その間、つまりスイッチング素子２１のエミッタ端子及びスイッチング素子２２のコレクタ端子に接続されている。
上アーム用のスイッチング素子２１のコレクタ端子は、インバータ３０の一端側に接続されている。下アーム用のスイッチング素子２２のエミッタ端子は、インバータ３０の他端側に接続されている。スイッチング素子２１のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１が接続され、同様にスイッチング素子２２のコレクタ−エミッタ間にもダイオードＤ２が接続されている。
モータジェネレータＭＧは、インバータ３０に接続されており、バッテリ４０から供給される電力により駆動する。発電機として働く場合は、交流電力をインバータ３０に出力する。
インバータ３０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相はコンバータ２０に並列に接続され、このコンバータ２０によって昇圧された直流電力を三相交流に変換して、モータジェネレータＭＧに出力する。また、モータジェネレータＭＧが発電機として働く場合は、モータジェネレータＭＧから出力される交流電力を直流に変換してコンバータ２０に出力する。更に、インバータ３０は、コンバータ２０との接続側に、蓄電の役割も有するサージ電圧吸収用のコンデンサ３１を備えている。
インバータ３０のＵ相は、高圧側の半導体素子の上アーム用のスイッチング素子３４と高圧ＧＮＤ側の半導体素子の下アーム用のスイッチング素子３５とが直列に接続されてなる。同様に、Ｖ相は上アーム用のスイッチング素子３６と下アーム用のスイッチング素子３７、Ｗ相は上アーム用のスイッチング素子３８と下アーム用のスイッチング素子３９が直列に接続されてなる。
各スイッチング素子３４〜３９のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。ＵＶＷ各相の中間点は、モータジェネレータＭＧの各相コイル（図示略）の各相端に接続されている。ここで、コンバータ２０及びインバータ３０にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＩＧＢＴ等のパワーデバイスが用いられているとする。
更に、コンバータ２０の各スイッチング素子２１，２２及びインバータ３０の各スイッチング素子３４〜３９は、上アーム用のスイッチング素子がオンの場合は下アーム用のスイッチング素子がオフ、上アーム用のスイッチング素子がオフの場合は下アーム用のスイッチング素子がオンとなるように、マイコン１１４でスイッチング制御（オン／オフ制御）される。
この電力変換装置１０によれば、制御部１１によるコンバータ２０の各スイッチング素子２１，２２及びインバータ３０の各スイッチング素子３４〜３９のスイッチング制御によって、バッテリ４０の直流電力がコンバータ２０で昇圧されてインバータ３０で三相交流に変換され、この三相交流でモータジェネレータＭＧが駆動される。一方、モータジェネレータＭＧが発電機として働く場合は、モータジェネレータＭＧから出力される交流電力がインバータ３０で直流電力に変換され、更にコンバータ２０で降圧されてバッテリ４０に回生される。
ところで、電力変換装置１０のコンバータ２０のスイッチング素子２１，２２及びインバータ３０の各スイッチング素子３４〜３９は、詳細には、スイッチング素子３５に代表して破線枠１０２で囲むように、図２に示す構成のスイッチング回路１０２となっている。
スイッチング回路１０２は、モータジェネレータＭＧとアース（グランド）間に並列接続された２つのスイッチング素子３５ａ，３５ｂと、これらスイッチング素子３５ａ，３５ｂに個別に対応付けられて一点鎖線枠１２０ａ，１２０ｂで示すように１パッケージ化された温度検出素子としての２つのダイオード１２２ａ，１２２ｂと、各ダイオード１２２ａ，１２２ｂのアノード側に個別に接続された２つの定電流回路１２４ａ，１２４ｂと、これら定電流回路１２４ａ，１２４ｂに電流を供給する電源１２６と、各スイッチング素子３５ａ，３５ｂの各々のベース端とバッファ１１６との間に接続された２つの抵抗器Ｒａ，Ｒｂとを備えて構成されている。但し、電源１２６は、コンバータ２０を介したバッテリ４０である。
ここで、一方のダイオード１２２ａをＡｃｈ（Ａチャンネル）側、他方のダイオード１２２ｂをＢｃｈ（Ｂチャンネル）側と定義する。Ａｃｈ側のダイオード１２２ａには、一定電流が定電流回路１２４ａから流れ、Ｂｃｈ側のダイオード１２２ｂには、一定電流が定電流回路１２４ｂから流れるようになっている。各ダイオード１２２ａ，１２２ｂのアノード端は、切替スイッチ１０３に配線接続されている。
切替スイッチ（第１の選択手段）１０３は、制御部１１０の制御に応じて、Ａｃｈ側のダイオード１２２ａのアノード端と、Ｂｃｈ側のダイオード１２２ｂのアノード端との何れか一方をデューティ変換部１０６に接続するスイッチング動作を行う。このスイッチング動作によって、Ａｃｈ側のダイオード１２２ａからの温度検出時の電圧であるＡｃｈのアナログ信号、又はＢｃｈ側のダイオード１２２ｂからの温度検出時の電圧であるＢｃｈのアナログ信号がデューティ変換部１０６へ出力される。
デューティ変換部１０６は、Ａｃｈ又はＢｃｈのアナログ信号をＰＷＭ変調してデジタル信号である例えば図４（ａ）に示すＡｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号に変換し、これを切替スイッチ１０５の一方の入力端へ出力する。但し、デューティ信号は、所定のデューティを有する。切替スイッチ１０５の他方の入力端には、ヘッダ生成部１０８ａ又は１０８ｂからの図４（ａ）に示すヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢが入力されるようになっている。つまり、ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂは、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを生成するが、これらのヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢは各々が、デューティ変換部１０６によるＰＷＭ変調後のデューティ信号とは明らかに周期が異なる固有のデューティ信号となっている。
切替スイッチ（第２の選択手段）１０４は、各ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂから生成される各ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢの何れかを、制御部１１０の制御に応じて選択するものである。この選択されたヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢは切替スイッチ（第３の選択手段）１０５の入力端に入力される。
切替スイッチ１０５は、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号並びに２種類のヘッダ信号を、制御部１１０の制御に応じて図４（ｂ）に示す信号配列となるように選択してフォトカプラ１１２へ出力する。図４（ｂ）は、ヘッダ信号ＨｄＡ及びＡｃｈのデューティ信号、ヘッダ信号ＨｄＢ及びＢｃｈのデューティ信号の順で繰り返す信号配列を示す。つまり、制御部１１０の制御による切替スイッチ１０５の選択では、Ａｃｈのデューティ信号の先頭にＡｃｈ用のヘッダ信号ＨｄＡが対応付けられ、Ｂｃｈのデューティ信号の先頭にＢｃｈ用のヘッダ信号ＨｄＢが対応付けられるといった具合に、所定のヘッダ信号とデューティ信号同士が対となるように選択動作を行う。
切替スイッチ１０５から図４（ｂ）の配列で各データ信号がフォトカプラ１１２へ入力され、フォトカプラ１１２からマイコン１１４へ出力されることにより、マイコン１１４は、信号配列の中から先頭をヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢで検知でき、その後のＡｃｈのデューティ信号、Ｂｃｈのデューティ信号も順次検知でき、以降もヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを先頭とする同じ順で検知可能となる。但し、図４（ｂ）の信号配列に代え、図４（ｃ）に示すようにヘッダ信号ＨｄＡ及びＡｃｈのデューティ信号の第１の組と、ヘッダ信号ＨｄＢ及びＢｃｈのデューティ信号の第２の組とが、各々２つ以上連続して交互に続くようにしてもよい。
マイコン１１４は、Ａｃｈのデューティ信号又はＢｃｈのデューティ信号から温度を検知し、これに応じてバッファ１１６を介してスイッチング素子３５ａ又は３５ｂが所定の温度以下となるように制御する。ここで、温度検出素子であるダイオード１２２ａ，１２２ｂには、製造時の特性バラツキがあり、このため、検出温度情報であるデューティ信号も誤差を含むことになる。そこで、マイコン１１４に予めダイオード１２２ａ，１２２ｂの特性バラツキ、例えばダイオード１２２ａは出力特性に３％のバラツキ、ダイオード１２２ｂは５％のバラツキがあることを記憶しておき、Ａｃｈのデューティ信号から検知される温度情報に対して３％の補正を行い、Ｂｃｈのデューティ信号から検知される温度情報に対して５％の補正を行う。
このような第１実施形態の電力変換装置１０は、複数のスイッチング素子３５ａ，３５ｂの温度検出回路１００として、各スイッチング素子３５ａ，３５ｂに対応付けられた複数のダイオード１２２ａ，１２２ｂの発生電圧を選択する切替スイッチ１０３と、この切替スイッチ１０３で選択された電圧をＰＷＭ変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換部１０６と、ＰＷＭ変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを、複数のスイッチング素子３５ａ，３５ｂの発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段としてのヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂと、ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂで並列に生成される複数のヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢの１つを選択する切替スイッチ１０４と、この切替スイッチ１０４で選択されたヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢと、デューティ変換部１０６で変換されたデューティ信号とを選択する切替スイッチ１０５とを備えた。
更に、切替スイッチ１０３で複数のダイオード１２２ａ，１２２ｂの発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されてデューティ変換部１０６で変換されるＡｃｈ及びＢｃｈのデューティ信号と、切替スイッチ１０４で選択される２つのヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢとの内、所定のヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢと、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように切替スイッチ１０５での選択を制御する制御部１１０を備えた。
これによって、複数のダイオード１２２ａ，１２２ｂで個別に検出される複数のスイッチング素子３５ａ，３５ｂの温度が、第１の切替スイッチ１０３、デューティ変換部１０６及び第３の切替スイッチ１０５による１系統の信号伝送経路で伝送される。この際、各々の温度情報であるデューティ変換部１０６からの各デューティ信号の先頭には、第２の切替スイッチ１０４で選択された各々固有のヘッダ信号が個別に付けられるので、各温度情報を示すデューティ信号を識別可能となる。
従って、従来のような複数の温度情報に対応した系統数の信号伝送経路が不要となるので、従来の信号伝送経路毎の後段に必要であったフォトカプラ等の信号伝達素子や各経路の配線領域を削減することが出来る。これによって電力変換装置１０おけるスイッチング素子の温度検出回路１００を、安価で小型に実現することができる。
また、第３の切替スイッチ１０５の出力側に、フォトカプラ１１２を介して接続された演算制御手段としてのマイコン１１４は、各ダイオード１２２ａ，１２２ｂの特性バラツキを記憶し、第３の切替スイッチ１０５からフォトカプラ１１２を介して入力されるデューティ信号より検知される温度情報を、その記憶された特性バラツキで補正する。これによって、各ダイオード１２２ａ，１２２ｂの温度を正確に検知することが出来る。
また、図５に示す温度検出回路１００−１のように、各ダイオード１２２ａ，１２２ｂと切替スイッチ１０３との間に、ダイオード１２２ａ，１２２ｂ毎の発生電圧を保持する保持手段としてのホールド部１３０ａ，１３０ｂを接続してもよい。各ホールド部１３０ａ，１３０ｂは、制御部１１０の保持制御によって各ダイオード１２２ａ，１２２ｂからの発生電圧を保持し、この保持された電圧を切替スイッチ１０３へ出力し、また、解除制御によってその保持を解除する。
各ホールド部１３０ａ，１３０ｂがＡｃｈの電圧とＢｃｈの電圧を保持して出力している間は、Ａｃｈ又はＢｃｈの各々の同一電圧がデューティ変換部１０６によりデューティ信号に変換されて切替スイッチ１０５へ出力されることになる。そこで、制御部１１０は、図６（ａ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＡの後ろに同一のＡｃｈのデューティ信号が連続する組と、ヘッダ信号ＨｄＢの後ろに同一のＢｃｈのデューティ信号が連続する組とが交互に配列され、これがフォトカプラ１１２を介してマイコン１１４へ出力されるように切替スイッチ１０３〜１０５を制御する。なお、この制御は、図６（ｂ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＡ及びＡｃｈのデューティ信号の一対の第１の組が所定数連続し、この後に、その第１の組と異なるヘッダ信号ＨｄＢ及びＢｃｈのデューティ信号の一対の第２の組が所定数連続し、第１及び第２の組が交互に配列されるように行ってもよい。
このように制御すれば次のような効果が得られる。インバータ３０などの大電力を扱う装置においては、ノイズによる影響で正確にデータ信号を読み込めない場合がある。特にここで扱うデューティ信号はノイズによって波形が崩れると温度情報が変化してしまう。その他、マイコン１１４がヘッダ信号をヘッダと認識せず温度情報として誤認識する可能性もある。
そこで、上述の図６（ａ）又は（ｂ）に示したように、同一データ信号を少なくとも２回送信し、マイコン１１４でその２回のデータ信号の読み取り値（温度値）を比較して、双方の差異が予め定めた基準値以内の場合のみ読み取り値（温度値）を採用するようにする。又は、同一データ信号が３回以上送信された場合は、それら読み取り値の内、多数を占める読み取り値のみを有効にする。更には、同一データ信号が３回以上送信された場合に、それら読み取り値の内、予め定めた基準値を超える読み取り値を排除し、残りの読み取り値を有効にする。
これらのようにすれば、ダイオード１２２ａ，１２２ｂの発生電圧にノイズによる影響が生じても、そのノイズが影響したデータ信号としてのデューティ信号はマイコン１１４で温度情報として採用されないので、誤認識が生じることは無くなる。また、マイコン１１４では適正な温度情報しか採用されないので、温度情報を正確に認識することが出来る。
また、上記では、温度検出素子としてのダイオード１２２ａ，１２２ｂが２つの構成を示したが、図７に示すように、ダイオード１２２ｃが１つ追加された３つの構成の場合でも上述同様に効果を得ることが出来る。即ち、３つの構成の場合、バッファ１１６の出力側に抵抗器Ｒｃを介して接続されたスイッチング素子３５ｃに、一点鎖線枠１２０ｃで示すようにＣｃｈ側のダイオード１２２ｃが対応付けられて１パッケージ化されており、そのＣｃｈ側のダイオード１２２ｂのアノード端が、３入力タイプの切替スイッチ１０３−１に配線接続されている。
このような構成の温度検出回路１００−２では、図８（ａ）〜（ｃ）に示すように、所定のもの同士が対応付けられた各対のヘッダ信号及びデューティ信号の組、即ち、ヘッダ信号ＨｄＡ及びＡｃｈのデューティ信号の第１の組と、ヘッダ信号ＨｄＢ及びＢｃｈのデューティ信号の第２の組と、ヘッダ信号ＨｄＣ及びＣｃｈのデューティ信号の第３の組とが任意の順で配列されて、フォトカプラ１１２を介してマイコン１１４へ出力される。
（第２実施形態）
図９は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。
図９に示す温度検出回路１００−３は、デューティ変換部１０６−１を、オペアンプによるコンパレータ（演算増幅手段）１０６ａと、基準波としての図１０(ｂ)に示す鋸波Ｊ１を生成する基準波生成部（基準波生成手段）１０６ｂとを用いてＰＷＭ変調するように構成したものである。コンパレータ１０６ａは、非反転入力端「＋」が第１の切替スイッチ１０３の出力端に接続され、反転入力端「−」が基準波生成部１０６ｂの鋸波Ｊ１の生成端に接続され、出力端が第３の切替スイッチ１０５の一方の入力端に接続されている。
基準波生成部１０６ｂは、鋸波Ｊ１を生成する他に、鋸波Ｊ１の立下りエッジで図１０（ｃ）に示す細長く立上るパルス状のピーク信号Ｐ１を生成し、これを制御部１１０へ出力するようになっている。
制御部１１０は、ピーク信号Ｐ１を基準に、図１０（ｄ）に示す切替制御信号Ｋ１を切替スイッチ１０３へ出力し、（ｅ）に示す切替制御信号Ｋ２をヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂ及び切替スイッチ１０４へ出力し、更に（ｆ）に示す切替制御信号Ｋ３を切替スイッチ１０５へ出力する。
つまり、時刻ｔ１のピーク信号Ｐ１によって切替制御信号Ｋ１を立ち下げ、これに応じて切替スイッチ１０３がＡｃｈ側のダイオード１２２ａの発生電圧を選択する側に切り替わり、同時に切替制御信号Ｋ２を立上げ、これに応じてヘッダ生成部１０８ａがヘッダ信号ＨｄＡを生成すると共に切替スイッチ１０４がそのヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わる。更に、同時に切替制御信号Ｋ３を立上げ、これに応じて切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わる。これによって切替スイッチ１０５からは図１０（ａ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＡが出力される。このヘッダ信号ＨｄＡは、２つのピーク信号Ｐ１間で「Ｈ」レベル、３つのピーク信号Ｐ１間で「Ｌ」レベルとなるデータ信号である。
その後、ピーク信号Ｐ１が時刻ｔ２，ｔ３と発生され、時刻ｔ４において時刻ｔ１から３つ目のピーク信号Ｐ１が発生すると、制御部１１０は、切替制御信号Ｋ３を立ち下げ、これに応じて切替スイッチ１０５がコンパレータ１０６ａから出力されるＡｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤを選択する側に切り替わる。これによって切替スイッチ１０５からは図１０（ａ）に示すように、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤが出力される。
この時刻ｔ４において、基準波生成部１０６ｂから発生する鋸波Ｊ１が徐々に右肩上がりで立上ってコンパレータ１０６ａの反転入力端「−」に供給される。この徐々に立上る鋸波Ｊ１のレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＡｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ５において超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＡｃｈのデューティ信号ＡＤは、「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がる。更に、鋸波Ｊ１のレベルが徐々に高くなって時刻ｔ６で予め定められた頂点から立ち下がり、Ａｃｈ側の発生電圧のレベル以下となると、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤは「Ｌ」から「Ｈ」へ立上る。
また、時刻ｔ６での鋸波Ｊ１の立下りによって時刻ｔ１から４つ目のピーク信号Ｐ１が発生すると、制御部１１０は、切替制御信号Ｋ１を立上げ、これに応じて切替スイッチ１０３がＢｃｈ側の発生電圧を選択する側に切り替わる。また、時刻ｔ６では切替制御信号Ｋ２が立下るので、これに応じてヘッダ生成部１０８ｂがヘッダ信号ＨｄＢを生成すると共に切替スイッチ１０４がそのヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わる。更に、同時に切替制御信号Ｋ３が立ち上がるので、これに応じて切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わる。これによって、切替スイッチ１０５はそのＢｃｈのデューティ信号ＢＤを選択して図１０（ａ）に示すように出力する。
この時刻ｔ６から３つ目のピーク信号Ｐ１が時刻ｔ９において発生すると、制御部１１０は、切替制御信号Ｋ３を立ち下げ、これに応じて切替スイッチ１０５がコンパレータ１０６ａから出力されるＢｃｈのデューティ信号ＢＤを選択する側に切り替わる。これによって切替スイッチ１０５からはＢｃｈのデューティ信号ＢＤが出力される。
この時刻ｔ９において、鋸波Ｊ１が徐々に立上ってそのレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＢｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ１０において超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＢｃｈのデューティ信号ＢＤは、「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がる。更に、鋸波Ｊ１のレベルが徐々に高くなって時刻ｔ１１で立ち下がると、切替制御信号Ｋ１が立ち下り、これに応じて切替スイッチ１０３がＡｃｈ側のダイオード１２２ａの発生電圧を選択する側に切り替わり、同時に切替制御信号Ｋ２が立ち上がり、これに応じてヘッダ生成部１０８ａがヘッダ信号ＨｄＡを生成すると共に切替スイッチ１０４がそのヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わる。更に、同時に切替制御信号Ｋ３が立ち上がり、これに応じて切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わって、ヘッダ信号ＨｄＡが出力される。以降、時刻ｔ１〜ｔ１１と同様な動作が繰り返される。
但し、図１０（ａ）に示したデータ信号ＤＳにおいて、ヘッダ信号ＨｄＡの「Ｌ」区間並びにヘッダ信号ＨｄＢの「Ｈ」区間は、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも長く設定されている。ここでは、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期は、２つのピーク信号Ｐ１間の長さであるが、ヘッダ信号ＨｄＡの「Ｌ」区間並びにヘッダ信号ＨｄＢの「Ｈ」区間は３つのピーク信号Ｐ１間の長さとされている。
このように、各ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢは、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤと明らかに相違のある信号であって、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢ同士が異なる信号である。また、デューティ信号ＡＤ，ＢＤは「Ｈ」と「Ｌ」が占める割合は変化するものの、基本的な周波数は一定となっている。
次に、図１０（ａ）に示すデータ信号ＤＳがフォトカプラ１１２を介してマイコン１１４に入力された場合の演算処理について説明する。そのデータ信号ＤＳを図１１（ａ）にも示す。
マイコン１１４は、図示せぬタイマカウンタと、第１及び第２のレジスタとを内蔵している。図１１（ｂ）にタイマカウンタのカウント値ＴＣ、（ｃ）に第１のレジスタの第１レジスタ値ＲＴ１、（ｄ）に第２のレジスタの第２レジスタ値ＲＴ２を示す。
タイマカウンタは、データ信号ＤＳの立上りエッジ又は立下りエッジでカウント値ＴＣをリセットし、データ信号ＤＳの「Ｌ」又は「Ｈ」の区間をゼロからカウントする。第１のレジスタは、データ信号ＤＳの立下りエッジでカウント値ＴＣを取得し、これを第１レジスタ値ＲＴ１として保持する。第２のレジスタは、データ信号ＤＳの立上りエッジでカウント値ＴＣを取得し、これを第２レジスタ値ＲＴ２として保持する。
例えば、図１３の時刻ｔ１においてヘッダ信号ＨｄＡが立ち下がると、この立下りエッジでタイマカウンタのヘッダ信号ＨｄＡの「Ｈ」区間のカウント値ＴＣである「Ｈ１」が第１レジスタ値ＲＴ１として保持され、この保持後にカウント値ＴＣがリセットされる。そして、タイマカウンタはヘッダ信号ＨｄＡの「Ｌ」区間をカウントする。時刻ｔ２においてＡｃｈのデューティ信号ＡＤが立上ると、この立上りエッジでヘッダ信号Ｈｄの「Ｌ」区間のカウント値ＴＣの「Ｈ２」が第２レジスタ値ＲＴ２として保持され、この保持後にカウント値ＴＣがリセットされる。そして、タイマカウンタはＡｃｈのデューティ信号ＡＤの「Ｈ」区間をカウントする。
次に、時刻ｔ３においてＡｃｈのデューティ信号ＡＤが立ち下がると、この立下りエッジでＡｃｈのデューティ信号ＡＤの「Ｈ」区間のカウント値「Ａ１」が第１レジスタ値ＲＴ１として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値「Ａ１」がリセットされる。そして、タイマカウンタはＡｃｈのデューティ信号ＡＤの「Ｌ」区間をカウントする。時刻ｔ４においてヘッダ信号ＨｄＢが立上ると、この立上りエッジでＡｃｈのデューティ信号ＡＤの「Ｌ」区間のカウント値ＴＣの「Ａ２」が第２レジスタ値ＲＴ２として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値ＴＣがリセットされる。そして、タイマカウンタはヘッダ信号ＨｄＢの「Ｈ」区間をカウントする。
次に、時刻ｔ５においてヘッダ信号ＨｄＢが立ち下がると、この立下りエッジでヘッダ信号Ｈｄの「Ｈ」区間のカウント値「Ｈ３」が第１レジスタ値ＲＴ１として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値「Ｈ３」がリセットされる。そして、タイマカウンタはヘッダ信号ＨｄＢの「Ｌ」区間をカウントする。時刻ｔ６においてＢｃｈのデューティ信号ＢＤが立上ると、この立上りエッジでヘッダ信号ＨｄＢの「Ｌ」区間のカウント値ＴＣの「Ｈ４」が第２レジスタ値ＲＴ２として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値ＴＣがリセットされる。そして、タイマカウンタはＢｃｈのデューティ信号の「Ｈ」区間をカウントする。
次に、時刻ｔ７においてＢｃｈのデューティ信号ＢＤが立ち下がると、この立下りエッジでＢｃｈのデューティ信号ＢＤの「Ｈ」区間のカウント値「Ｂ１」が第１レジスタ値ＲＴ１として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値「Ｂ１」がリセットされる。そして、タイマカウンタはＢｃｈのデューティ信号ＢＤの「Ｌ」区間をカウントする。時刻ｔ８においてヘッダ信号ＨｄＡが立上ると、この立上りエッジでＢｃｈのデューティ信号ＢＤの「Ｌ」区間のカウント値ＴＣの「Ｂ２」が第２レジスタ値ＲＴ２として保持され、この保持後にタイマカウンタのカウント値ＴＣがリセットされる。そして、タイマカウンタはヘッダ信号ＨｄＡの「Ｈ」区間をカウントする。以降、この時刻ｔ１〜ｔ８の動作が繰り返される。
また、マイコン１１４は、上記のように第１及び第２のレジスタに保持した第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２を用いて、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤ及びＢｃｈのデューティ信号ＢＤの各デューティを演算する。Ａｃｈのデューティ信号ＡＤのデューティＡＤＤは、Ａ１／（Ａ１＋Ａ２）によって演算される。Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤのデューティＢＤＤは、Ｂ１／（Ｂ１＋Ｂ２）によって演算される。
このようにマイコン１１４が第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２を読み込み、デューティを演算するタイミングは、Ａｃｈ及びＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤの立下りエッジ又は立上りエッジで割り込みをかけて演算処理する方法も考えられる。この方法であれば、確実に全部のカウント値ＴＣを取得することができるが、割り込み処理が入るとマイコン１１４の本来の処理が遅延してしまうことがある。
そこで、第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２の更新が必ずデューティ信号ＡＤ，ＢＤの基本周期Ｄｃｙ（図１１参照）よりも長い時間になることに着目し、その基本周期Ｄｃｙをマイコン１１４のメインループの時間よりも長く設定した。このように設定することで、マイコン１１４が第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２を読み込んで、Ａｃｈ及びＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティを演算する処理を、メインループの中で割り込み無しで行うことが可能となる。
このように第２実施形態の電力変換装置は、温度検出回路１００−３において、デューティ変換部１０６−１を、一定周期で立上り立下りを繰り返す基準波としての鋸波Ｊ１を生成すると共に当該鋸波Ｊ１の立下りエッジでパルス状のピーク信号Ｐ１を生成する基準波生成部１０６ｂと、その生成された鋸波Ｊ１と、切替スイッチ１０３で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号ＡＤ，ＢＤに変換するコンパレータ１０６ａとを備えて構成した。更に、制御部１１０を、各切替スイッチ１０３〜１０５の選択タイミングと、ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂのヘッダ信号の生成タイミングとを、基準波生成部１０６ｂで生成されるピーク信号Ｐ１に同期させる制御を行うようにした。
これによって、各切替スイッチ１０３〜１０５の選択動作と、ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂのヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢの生成動作とを、一定に生成されるピーク信号Ｐ１で同期させるので、切替スイッチ１０５からヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢ、並びに所定配列のデューティ信号ＡＤ，ＢＤを同期させて出力することができる。これによってマイコン１１４で適正にデューティ信号ＡＤ，ＢＤを取得することが出来る。また、一定に生成されるピーク信号Ｐ１のみを用いて複数回路手段である各切替スイッチ１０３〜１０５及びヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂの動作を同期させるので、回路全体の小型化を図ることができる。
また、マイコン１１４は、切替スイッチ１０５から信号伝達素子を介して入力されるヘッダ信号Ｈｄ及びデューティ信号ＡＤ，ＢＤの立上りエッジ又は立下りエッジでリセット後にカウント動作を開始するタイマカウンタと、当該立上りエッジ又は立下りエッジで当該リセット前にタイマカウンタのカウント値ＴＣを第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２として保持するレジスタとを備え、レジスタに保持された第１及び第２レジスタ値ＲＴ１，ＲＴ２を用いてデューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティを求める演算を含む演算処理を行う。本実施形態では、その演算処理を行うマイコン１１４のメインループの周期よりも、当該デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期を長く設定した。
従って、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期を、マイコン１１４のメインループの周期よりも長くしたので、マイコン１１４がレジスタ値を読み込んでデューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティを演算する処理を、メインループの中で割り込み無しで行うことが可能となる。
また、図１０（ａ）に示したように、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを、当該ヘッダ信号の１周期中に、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも長い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号とした。従って、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを確実にマイコン１１４で識別することができるので、確実な信号伝達を行うことができる。
この他、図１２に示すデータ信号ＤＳ１のように、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１を、当該ヘッダ信号の１周期中に、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも短い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号としてもよい。
このようにすれば、上記同様に、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１を確実に識別でき、確実な信号伝達を行うことができる。また、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１の周期がデューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも短くなるので、ヘッダ信号Ｈｄを含むデータ信号の伝送を高速化することが出来る。
また、デューティ変換部１０６−１は、切替スイッチ１０３で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号ＡＤ，ＢＤに変換する際に、当該デューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティを所定値以内に制限して変換を行う。ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを、その制限されたデューティを超えるデューティに設定する。
このようにすれば、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢのデューティがデューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティと異なるので、ヘッダ信号Ｈｄを確実に識別することができ、これによって確実な信号伝達を行うことができる。
また、デューティ変換部１０６−１は、切替スイッチ１０３で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号ＡＤ，ＢＤに変換する際に、当該デューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティが１００％未満となるように制限する。
このようにすれば、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの立上りエッジ又は立下りエッジが必ず存在するので、マイコン１１４でデューティ信号ＡＤ，ＢＤを必ず識別することが可能となる。
（第３実施形態）
図１３は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。
図１３に示す温度検出回路１００−４は、デューティ変換部１０６−２を、オペアンプによるコンパレータ（第２の演算増幅手段）１０６ａと、基準波としての図１４(ｂ)に示す三角波Ｊ２を生成する基準波生成部（第２の基準波生成手段）１０６ｃとを用いてＰＷＭ変調するように構成し、また、図１４（ａ）に示すように、デューティ変換部１０６−２から出力されるＡｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤを、第３の切替スイッチ１０５が２つずつ選択してフォトカプラ１１２へ出力するように構成したものである。
基準波生成部１０６ｂは、三角波Ｊ２を生成する他に、図１４（ｃ）に示すように、三角波Ｊ２の立下りポイントで立下り、立上りポイントで立上る矩形状のピーク信号Ｐ２を生成し、これを制御部１１０へ出力するようになっている。
制御部１１０は、ピーク信号Ｐ２を基準に、図１４（ｄ）に示す切替制御信号Ｋ１１を切替スイッチ１０３へ出力し、（ｅ）に示す切替制御信号Ｋ１２を切替スイッチ１０４及びヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂへ出力し、（ｆ）切替制御信号Ｋ１３を切替スイッチ１０３へ出力する。つまり、時刻ｔ１のピーク信号Ｐ２の立上りエッジによって切替制御信号Ｋ１１が立下ると共に、切替制御信号Ｋ１２及びＫ１３が立上る。
切替制御信号Ｋ１１の立下りに応じて切替スイッチ１０３がＡｃｈ側のダイオード１２２ａの発生電圧を選択する側に切り替わり、また、切替制御信号Ｋ１２の立上りによってヘッダ生成部１０８ａがヘッダ信号ＨｄＡを生成すると共に切替スイッチ１０４がヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わり、更に、切替制御信号Ｋ１３の立上りによって切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わる。
これによって切替スイッチ１０５からは図１４（ａ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＡが出力される。このヘッダ信号ＨｄＡは、「Ｈ」及び「Ｌ」の１周期が、ピーク信号Ｐ２の３周期分であり、その１周期中の先頭の「Ｈ」区間がピーク信号Ｐ２の１つの「Ｈ」に対応している。
その後、ピーク信号Ｐ２が「Ｌ」及び「Ｈ」を時刻ｔ２，ｔ３…で示す一定周期を繰り返し、切替制御信号Ｋ１１の立下り、及びＫ１２，Ｋ１３の立上りの契機となった時刻ｔ１の立上りエッジから３周期が終了し、時刻ｔ７で示す４周期目の立上りエッジで切替制御信号Ｋ１３が立下ると、制御部１１０は、切替スイッチ１０５をコンパレータ１０６ａから出力されるデューティ信号を選択する側に切り替える。これによって切替スイッチ１０５ではＡｃｈのデューティ信号ＡＤが選択されて出力される。
即ち、時刻ｔ７〜ｔ１１間に示すように、ピーク信号Ｐ２が２周期繰り返され、２周期分のＡｃｈのデューティ信号ＡＤが切替スイッチ１０５からフォトカプラ１１２へ出力される。また、この時刻ｔ７〜ｔ１１間では、時刻ｔ７において基準波生成部１０６ｃから発生する三角波Ｊ２が徐々に右肩上がりで立上ってコンパレータ１０６ａの反転入力端「−」に供給される。この三角波Ｊ２のレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＡｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ７ａにおいて超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＡｃｈのデューティ信号ＡＤは、「Ｌ」から「Ｈ」に立上る。
更に、三角波Ｊ２が時刻ｔ８で上ピークから立ち下がり、時刻ｔ８ａにおいてＡｃｈ側の発生電圧のレベル以下となると、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤは「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる。次に同様に、三角波Ｊ２のレベルがＡｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ９ａにおいて超えると、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤが「Ｌ」から「Ｈ」に立上り、更に、三角波Ｊ２が時刻ｔ１０で上ピークから立ち下がり、時刻ｔ１０ａにおいてＡｃｈ側の発生電圧のレベル以下となると、Ａｃｈのデューティ信号ＡＤが「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる。
次に、時刻ｔ１１においてピーク信号Ｐ２が立上ると、この立上りエッジで切替制御信号Ｋ１１及びＫ１３が立上ると共に、切替制御信号Ｋ１２が立下る。切替制御信号Ｋ１１の立上りに応じて切替スイッチ１０３がＢｃｈ側のダイオード１２２ａの発生電圧を選択する側に切り替わり、また、切替制御信号Ｋ１２の立下りによってヘッダ生成部１０８ｂがヘッダ信号ＨｄＢを生成すると共に切替スイッチ１０４がヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わり、更に、切替制御信号Ｋ１３の立上りによって切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わる。
これによって切替スイッチ１０５からは図１４（ａ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＢが出力される。このヘッダ信号ＨｄＢは、「Ｈ」及び「Ｌ」の１周期が、ピーク信号Ｐ２の３周期分であり、その１周期中の先頭の「Ｈ」区間がピーク信号Ｐ２の１つの「Ｈ」に対応している。
その後、ピーク信号Ｐ２が「Ｌ」及び「Ｈ」を時刻ｔ１２，ｔ１３…で示す一定周期を繰り返し、切替制御信号Ｋ１１及びＫ１３の立上り、及びＫ１２の立下りの契機となった時刻ｔ１１の立上りエッジから３周期が終了し、時刻ｔ１７で示す４周期目の立上りエッジで切替制御信号Ｋ１３が立下ると、制御部１１０は、切替スイッチ１０５をコンパレータ１０６ａから出力されるデューティ信号を選択する側に切り替える。これによって切替スイッチ１０５ではＢｃｈのデューティ信号ＡＤが選択されて出力される。
即ち、時刻ｔ１７〜ｔ２１間に示すように、ピーク信号Ｐ２が２周期繰り返され、２周期分のＢｃｈのデューティ信号ＢＤが切替スイッチ１０５からフォトカプラ１１２へ出力される。また、この時刻ｔ１７〜ｔ２１間では、時刻ｔ１７において基準波生成部１０６ｃから発生する三角波Ｊ２が徐々に右肩上がりで立上ってコンパレータ１０６ａの反転入力端「−」に供給される。この三角波Ｊ２のレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＢｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ１７ａにおいて超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＢｃｈのデューティ信号ＢＤは、「Ｌ」から「Ｈ」に立上る。
更に、三角波Ｊ２が時刻ｔ１８で上ピークから立ち下がり、時刻ｔ１８ａにおいてＢｃｈ側の発生電圧のレベル以下となると、Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤは「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる。次に同様に、三角波Ｊ２のレベルがＢｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ１９ａにおいて超えると、Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤが「Ｌ」から「Ｈ」に立上り、更に、三角波Ｊ２が時刻ｔ２０で上ピークから立ち下がり、時刻ｔ２０ａにおいてＢｃｈ側の発生電圧のレベル以下となると、Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤが「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる。以降、時刻ｔ１〜ｔ２１と同様な動作が繰り返される。
このようにヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢの後ろに同じチャンネルのデューティ信号ＡＤ又はＢＤが２つ連続するようにしたのは次の理由による。Ｔ１で示す時刻ｔ７のタイミングでヘッダ信号ＨｄＡからＡｃｈのデューティ信号ＡＤに同じ「Ｌ」レベルで切り替わるが、この際、同レベルであるため、マイコン１１４でその切替タイミングＴ１が判別できない。そこで、連続する２つのＡｃｈのデューティ信号ＡＤの「Ｈ」と「Ｈ」との間の「Ｌ」区間を検知し、これをデューティ演算に用いれば正確にデューティを求めることが出来る。Ｂｃｈ側も同様である。
ところで、図１４（ａ）に示したデータ信号ＤＳ２において、ヘッダ信号ＨｄＡの「Ｌ」区間及びヘッダ信号ＨｄＢの「Ｈ」区間は、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも長く設定されている。このように、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢは、Ａｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号ＡＤ，ＢＤと明らかに相違のある信号であるが、デューティ信号ＡＤ，ＢＤは「Ｈ」と「Ｌ」が占める割合は変化するものの、基本的な周波数は一定となっている。
このように第３実施形態の電力変換装置は、温度検出回路１００−４において、デューティ変換部１０６−２を、一定周期で三角状に立上る基準波としての三角波Ｊ２を生成すると共に当該三角波Ｊ２の上方及び下方のピークで立上りと立下りとを交互に繰り返す方形波状のピーク信号Ｐ２を生成する基準波生成部１０６ｃと、その生成された三角波Ｊ２と、切替スイッチ１０３で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号ＡＤ，ＢＤに変換するコンパレータ１０６ａとを備えて構成した。
更に、制御部１１０を、切替スイッチ１０３〜１０５の選択タイミングと、ヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢのヘッダ信号の生成タイミングとを、基準波生成部１０６ｃで生成されるピーク信号Ｐ２に同期させる制御を行うと共に、切替スイッチ１０５で、ヘッダ信号Ｈｄの後に同一チャンネルのデューティ信号ＡＤ又はＢＤが複数連続配列される選択が行われる制御を行うように構成した。
これによって、基準波を三角波とし、更に複数種類のデューティ信号の各々を複数サイクルづつ出力するようにした。つまり、同一デューティ信号が少なくとも２つ以上連続するようにしたので、例えばそれら「Ｈ」と「Ｈ」との間の「Ｌ」区間を検知することができるので、これによって正確にデューティを求めることが出来る。
また、各切替スイッチ１０３〜１０５の選択動作と、ヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂのヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢの生成動作とを、一定に生成されるピーク信号Ｐ２で同期させるので、切替スイッチ１０５からヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢ、並びに所定配列のデューティ信号ＡＤ，ＢＤを同期させて出力することができる。これによってマイコン１１４で適正にデューティ信号ＡＤ，ＢＤを取得することが出来る。また、一定に生成されるピーク信号Ｐ２のみを用いて複数回路手段である各切替スイッチ１０３〜１０５及びヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂの動作を同期させるので、回路全体の小型化を図ることができる。
この第３実施形態では、図１５（ａ）に示すように、マイコン１１４に伝送されるデータ信号ＤＳ２において、同一デューティ信号ＡＤ又はＢＤが少なくとも２つ以上連続するようになっているので、その分、伝送速度が遅くなる。しかし、図１５（ｂ）に示すデータ信号ＤＳ３のように、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１を、当該ヘッダ信号の１周期中に、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも短い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号とすれば、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１の周期がデューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも短くなるので、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１を含むデータ信号ＤＳ３の伝送を高速化することが出来る。
また、ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１は、デューティ信号ＡＤ，ＢＤの周期よりも短い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号なので、当該ヘッダ信号ＨｄＡ１，ＨｄＢ１を確実に識別でき、確実な信号伝達を行うことができる。
ところで、図１５（ｃ）に示すデータ信号ＤＳは上記第２実施形態の温度検出回路１００−３のものであるが、このデータ信号ＤＳの場合は、所定のヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢに対して１つのデューティ信号ＡＤ又はＢＤが対応付けられて伝送される。従って、第２実施形態のデータ信号ＤＳの場合、同一デューティ信号ＡＤ又はＢＤが少なくとも２つ以上連続する第３実施形態のデータ信号ＤＳ２に比べ、伝送を高速化することが出来る。
（第４実施形態）
図１６は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。
図１６に示す第４実施形態の温度検出回路１００−５が、図９に示した第２実施形態の温度検出回路１００−３と異なる点は、基準波生成部１０６ｄと制御部１１０との間に、図１７（ｄ）に示すクロック信号ＣＫを生成するクロック生成部１１８を接続し、また、基準波生成部１０６ｄが図１７（ｂ）に示す鋸波Ｊ３及び（ｃ）に示すピーク信号Ｐ３を生成するようにしたことにある。
基準波生成部１０６ｄは、図１７（ｂ）に示すように、緩やかに立ち上がった後、ピークから急峻に立下る鋸波Ｊ３を一定間隔で発生し、この鋸波Ｊ３の時刻ｔ１に示すピークで細長く立上るパルス状のピーク信号Ｐ３を生成し、これをクロック生成部１１８へ出力する。
クロック生成部１１８は、そのピーク信号Ｐ３の立上りエッジに応じて矢印Ｙ１で示すように、一定間隔のクロック信号ＣＫを生成して制御部１１０へ出力する。制御部１１０は、そのピーク信号Ｐ３で立上るクロック信号ＣＫの立上りエッジに応じて、図１７（ｅ）に示す切替制御信号Ｋ１を立ち上げて切替スイッチ１０３へ出力し、（ｅ）に示す切替制御信号Ｋ２を立ち下げてヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂ及び切替スイッチ１０４へ出力し、更に（ｆ）に示す切替制御信号Ｋ３立ち上げて切替スイッチ１０５へ出力する。
この切替制御信号Ｋ１の立上りエッジに応じて切替スイッチ１０３がＢｃｈ側のダイオード１２２ｂの発生電圧を選択する側に切り替わり、切替制御信号Ｋ２の立下りエッヂに応じてヘッダ生成部１０８ｂがヘッダ信号ＨｄＢを生成すると共に切替スイッチ１０４がそのヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わり、切替制御信号Ｋ３の立上りエッジに応じて切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＢを選択する側に切り替わる。
これによって切替スイッチ１０５からは図１７（ａ）に示すように、ヘッダ信号ＨｄＢが出力される。このヘッダ信号ＨｄＢは、クロック信号ＣＫの時刻ｔ１〜ｔ２間で示す４周期間で「Ｈ」レベル、時刻ｔ２〜ｔ３間で示す２周期間で「Ｌ」レベルとなるデータ信号である。また、基準波生成部１０６ｄは、切替制御信号Ｋ３が立上ると、鋸波Ｊ３の生成を停止する。この停止の間、鋸波Ｊ３は「Ｌ」となる。
その後、クロック信号ＣＫが時刻ｔ１から４周期目の時刻ｔ２で立ち上がると、ヘッダ信号ＨｄＢが立下る。この立下りから２周期目の時刻ｔ３でクロック信号ＣＫが立ち上がると、矢印Ｙ２で示すように、切替制御信号Ｋ３が立下り、この立下りエッヂで矢印Ｙ３で示すように、鋸波Ｊ３が立上る。鋸波Ｊ３が立ち上がるとクロック生成部１１８はクロック信号ＣＫの生成を停止する。同時に切替制御信号Ｋ３の立下りエッヂで切替スイッチ１０５がコンパレータ１０６ａから出力されるＢｃｈのデューティ信号ＢＤを選択する側に切り替わる。これによって切替スイッチ１０５からは図１７（ａ）に示すように、Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤが出力される。
この時刻ｔ３から鋸波Ｊ３が徐々に右肩上がりで立上ってコンパレータ１０６ａの反転入力端「−」に供給される。この鋸波Ｊ３のレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＢｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ４において超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＢｃｈのデューティ信号ＢＤは、「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がる。更に、鋸波Ｊ３のレベルが徐々に高くなって時刻ｔ５においてピークとなると、ピーク信号Ｐ３が立上る。
この立上りエッジに応じて矢印Ｙ４で示すように、クロック生成部１１８は一定間隔のクロック信号ＣＫを生成して制御部１１０へ出力する。制御部１１０は、そのクロック信号ＣＫの立上りエッジに応じて、切替制御信号Ｋ１を立ち下げ、切替制御信号Ｋ２及びＫ３を立ち上げる。
この切替制御信号Ｋ１の立下りエッヂに応じて切替スイッチ１０３がＡｃｈ側のダイオード１２２ａの発生電圧を選択する側に切り替わり、切替制御信号Ｋ２の立上りエッジに応じてヘッダ生成部１０８ａがヘッダ信号ＨｄＡを生成すると共に切替スイッチ１０４がそのヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わり、切替制御信号Ｋ３の立上りエッジに応じて切替スイッチ１０５がヘッダ信号ＨｄＡを選択する側に切り替わる。
これによって切替スイッチ１０５からはヘッダ信号ＨｄＡが出力される。このヘッダ信号ＨｄＡは、クロック信号ＣＫの時刻ｔ５〜ｔ６間で示す２周期間で「Ｈ」レベル、時刻ｔ６〜ｔ７間で示す４周期間で「Ｌ」レベルとなるデータ信号である。また、基準波生成部１０６ｄは、切替制御信号Ｋ３が立上ると、鋸波Ｊ３の生成を停止する。この停止の間、鋸波Ｊ３は「Ｌ」となる。
その後、クロック信号ＣＫが時刻ｔ５から２周期目の時刻ｔ６で立ち上がると、ヘッダ信号ＨｄＡが立下る。この立下りから４周期目の時刻ｔ７でクロック信号ＣＫが立ち上がると、矢印Ｙ５で示すように、切替制御信号Ｋ３が立下り、この立下りエッヂで矢印Ｙ６で示すように、鋸波Ｊ３が立上る。鋸波Ｊ３が立ち上がるとクロック生成部１１８はクロック信号ＣＫの生成を停止する。同時に切替制御信号Ｋ３の立下りエッヂで切替スイッチ１０５がコンパレータ１０６ａから出力されるＡｃｈのデューティ信号ＡＤを選択する側に切り替わる。これによって切替スイッチ１０５からはＡｃｈのデューティ信号ＢＡが出力される。
この時刻ｔ７から鋸波Ｊ３が徐々に右肩上がりで立上ってコンパレータ１０６ａの反転入力端「−」に供給される。この鋸波Ｊ３のレベルが、コンパレータ１０６ａの非反転入力端「＋」に供給されているＡｃｈ側の発生電圧のレベルを時刻ｔ８において超えると、コンパレータ１０６ａから出力されているＡｃｈのデューティ信号ＡＤは、「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がる。更に、鋸波Ｊ３のレベルが徐々に高くなって時刻ｔ９においてピークとなると、ピーク信号Ｐ３が立上る。
この立上りエッジに応じて矢印Ｙ７で示すように、クロック生成部１１８はクロック信号ＣＫを生成して制御部１１０へ出力する。制御部１１０は、そのクロック信号ＣＫの立上りエッジに応じて、切替制御信号Ｋ１及びＫ３を立ち上げ、切替制御信号Ｋ２を立ち下げる。以降、時刻ｔ１〜ｔ９の動作が繰り返される。
このように第４実施形態の電力変換装置は、温度検出回路１００−５において、クロック信号ＣＫを生成するクロック生成部１１８を更に備え、このクロック生成部１１８は、基準波生成部１０６ｄからの鋸波Ｊ３のピーク信号Ｐ３の生成時にクロック信号ＣＫを生成する。この生成されたクロック信号ＣＫにより制御部１１０は、切替スイッチ１０５で所定のヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢが選択されるように制御すると共に基準波生成部１０６ｄからの鋸波Ｊ３の生成を停止する制御を行う。また、制御部１１０により切替スイッチ１０５に対してヘッダ信号ＨｄＡ又はＨｄＢからデューティ信号ＡＤ又はＢＤへの選択切替制御が行われた際に、基準波生成部１０６ｄが鋸波Ｊ３の生成を再開し、クロック生成部１１８がクロック信号ＣＫの生成を停止するようにした。
これによって、デューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティが所定のものと異なってしまうことを、次のように防止することができる。図１８（ａ）は、第２実施形態の温度検出回路１００−３において、切替スイッチ１０５からマイコン１１４へ出力されるデータ信号ＤＳである。また、図１８（ｂ）にＡｃｈ及びＢｃｈの発生電圧レベルと鋸波Ｊ１を示す。
この場合、鋸波Ｊ１のピークからの立下りは、鋸波Ｊ１を生成するための図示せぬコンデンサに電荷を充放電する内の放電により行っているので、放電に必要以上に時間がかかることがある。このため時刻ｔ９から必要以上に時間経過ｔｄｂした時刻ｔ９ｂまでかかる場合がある。
このように放電に時間がかかると、鋸波Ｊ１の立下りエッジの傾斜が滑らかになる。この滑らかな立下りエッジの場合、実際には時刻ｔ９でＢｃｈ側の発生電圧を下回る立下りエッヂが、時間ｔｄａ遅れた時刻ｔ９ａでＢｃｈ側の発生電圧を下回り、この時点でヘッダ信号ＨｄＢからＢｃｈのデューティ信号ＢＤへ切り替わることになる。この場合、遅れ時間ｔｄａ分、Ｂｃｈのデューティ信号ＢＤのデューティが所定のものと異なることになる。このようにデューティが異なるとマイコン１１４が誤った値として認識する虞が有る。
そこで第４実施形態の温度検出回路１００−５では、新たに設けたクロック生成部１１８からクロック信号ＣＫを生成し、このクロック信号ＣＫに応じてヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢを切替スイッチ１０５から出力する。この出力が完了すると、クロック信号ＣＫに基づき鋸波Ｊ３の電圧を立ち上げ、また、クロック信号ＣＫの発生を停止する。この際のヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢの出力完了後にデューティ信号ＡＤ，ＢＤが出力され、鋸波Ｊ３がピークを迎えるとピーク信号Ｐ３が生成され、このピーク信号Ｐ３によってクロック信号ＣＫが再生成され、これによってヘッダ信号ＨｄＡ，ＨｄＢが切替スイッチ１０５から出力される。同時に鋸波Ｊ３は停止状態となる。このように動作するので、鋸波Ｊ３の立ち下げ時間の遅れに左右されることなく、デューティ信号ＡＤ，ＢＤのデューティを高精度に保持してマイコン１１４へ伝送することができる。
（第５実施形態）
図１９は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置の温度検出回路の構成を示すブロック図である。
図１９に示す第５実施形態の温度検出回路１００−６が、図２に示した第１実施形態の温度検出回路１００と異なる点は、Ａｃｈ側のダイオード１２２ａとＢｃｈ側のダイオード１２２ｂとの各々のアノード側に同一のデューティ変換部１０６を接続し、これらデューティ変換部１０６の出力端を３入力タイプの切替スイッチ１０５−１の入力側に接続した。更に、切替スイッチ１０５−１が、各デューティ変換部１０６で変換されるＡｃｈ又はＢｃｈのデューティ信号並びにヘッダ生成部１０８からのヘッダ信号を、制御部１１０の制御に応じて図４（ａ）〜（ｃ）に示した信号配列となるように選択してフォトカプラ１１２へ出力するようにしたことにある。
このような構成の第５実施形態の電力変換装置の温度検出回路１００−６によれば、第１実施形態の温度検出回路１００に比べ次のような効果が得られる。第１実施形態の温度検出回路１００では、Ａｃｈ側及びＢｃｈ側のダイオード１２２ａ，１２２ｂの各発生電圧を１つの切替スイッチ１０３で交互に選択して１つのデューティ変換部１０６へ出力していた。このため、切替スイッチ１０３での切替時にノイズが発生した際に、このノイズをデューティ変換部１０６が各発生電圧と共にデューティ信号に変換してしまう。このため、デューティ信号の電圧レベルがノイズによる影響で変動することがある。このようにデューティ信号の電圧レベルが変動した場合、マイコン１１４でデューティ信号が正確に読み取れなくなることが生じる。
そこで、第５実施形態の温度検出回路１００−６のようにＡｃｈ側及びＢｃｈ側のダイオード１２２ａ，１２２ｂの各々のアノード側に同一のデューティ変換部１０６を接続すれば、各デューティ変換部１０６の前段で発生電圧にノイズが乗るといったことが無くなるので、各デューティ変換部１０６で適正に発生電圧をデューティ信号に変換することが出来る。従って、マイコン１１４で適正に各デューティ信号を読み取ることが出来る。
但し、第５実施形態の温度検出回路１００−６は、図２０に示す温度検出回路１００−７のように、切替スイッチ１０４を無くし、フォトカプラ１１２への出力側の切替スイッチ（選択手段）１０５−２を４入力タイプのものとしてもよい。即ち切替スイッチ１０５−２の入力側には、２つのデューティ変換部１０６と、２つのヘッダ生成部１０８ａ，１０８ｂとが接続されている。
この切替スイッチ１０５−２とする構成は、前述の温度検出回路１００〜１００−５にも適用することが出来る。この場合、２つの切替スイッチ１０４，１０５を１つの切替スイッチ１０５−２としたので、その分、回路全体の小型化を図ることができる。
また、上記の温度検出回路１００−６において、２つのデューティ変換部１０６は同期が取れていないと、異なるタイミングで各発生電圧をデューティ信号に変換する。この場合、切替スイッチ１０５−１での切替タイミングによってはデューティ信号の波形が乱れる可能性がある。そこで、図２１に示すように、２つのデューティ変換部１０６に対応する２つのコンパレータ１０６ａの各反転入力端「−」に、１つの基準波生成部１０６ｂから基準波としての鋸波Ｊ１を入力して同期を取るようにしても良い。
基準波生成部１０６ｂの詳細回路は、図２２に示すように、電源１２６と、定電流回路１３１ａ，１３１ｂと、コンパレータ１３４と、スイッチ１３５，１３６と、コンデンサＣ１と、抵抗器Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅとを備えて構成されている。この構成において、コンパレータ１３４が非反転入力端「＋」を介してコンデンサＣ１の電圧を検出しており、その電圧が低ければ定電流回路１３１ａがコンデンサＣ１に電流を供給する。これにより電圧が徐々に高くなり、この電圧が所定値となるとコンパレータ１３４がオンとなってピーク信号Ｐ１が生成され、このピーク信号Ｐ１でスイッチ１３５，１３６をオンする。
これによって、定電流回路１３１ａに直列接続され、当該定電流回路１３１ａよりも引き込み電流が２倍大きな定電流回路１３１ｂでコンデンサＣ１の電荷が放電され、コンデンサＣ１の電圧値が急激に下がる。この電圧が所定値以下となるとピーク信号Ｐ１が無くなってスイッチ１３５，１３６がオフとなり、コンデンサＣ１へのチャージが再度開始される。以降同様に繰り返され、鋸波Ｊ１が連続して生成される。
このように、２つのデューティ変換手段であるコンパレータ１０６ａが１つの鋸波Ｊ１をもとにデューティ変換を行うので、この変換動作が同期する。従って、各コンパレータ１０６ａの後段の切替スイッチ１０５−１で各デューティ信号ＡＤ，ＢＤを交互に選択する際に、同一タイミングで交互に各デューティ信号ＡＤ，ＢＤを先頭から所定周期選択することが出来る。従って、各デューティ信号ＡＤ，ＢＤの同期が取れていない場合に各々のデューティ信号ＡＤ，ＢＤの選択位置が異なり、切替スイッチ１０５−１からの出力波形が乱れるといった事が無くなる。なお、温度検出回路１００−６には鋸波Ｊ１を発生する基準波生成部１０６ｂを用いたが、三角波Ｊ２を発生する基準波生成部１０６ｃ、又は鋸波Ｊ３を発生する基準波生成部１０６ｄを用いても良い。
この他、上述の実施形態における温度検出回路１００〜１００−８において、デューティ変換部１０６を、図２３に示すように、Ａｃｈ側及びＢｃｈの発生電圧をＡ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタル変換手段）１４１でデジタル信号に変換し、このデジタル信号の幅をタイマ（カウンタ手段）１４２によるカウンタ値で読むことによりデューティ信号を得る構成としてもよい。デジタル信号の幅をタイマ１４２によるカウンタ値で読むとは、例えばデューティ信号の１周期が「１００」であるとすると、デジタル信号の「Ｈ」の幅を「１０」、「Ｌ」の幅を「９０」として読み、デューティ「１０」のデューティ信号を得るようにする。
この構成では、Ａ／Ｄコンバータ１４１でＡｃｈ側及びＢｃｈの発生電圧をデジタル信号に変換するので、温度検出回路１００〜１００−８のデューティ変換部１０６〜１０６−３のように基準波の電圧が変化することが無くなるので、適正なデューティのデューティ信号ＡＤ，ＢＤを得ることができる。
１０ 電力変換装置
２０ コンバータ
２１，２２ スイッチング素子
２３ コンデンサ
２４ リアクトル
３０ インバータ
３４〜３９ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
ＭＧ モータジェネレータ
１００，１００−１〜１００−８ 温度検出回路
１０２ スイッチング回路
１０３，１０３−１，１０５〜１０５−２ 切替スイッチ
１０６〜１０６−３ デューティ変換部
１０８ａ，１０８ｂ ヘッダ生成部
１１０ 制御部
１１２ フォトカプラ
１１４ マイコン
１１６ バッファ
３５ａ，３５ｂ スイッチング素子
１２０ａ，１２０ｂ パッケージ
１２２ａ，１２２ｂ ダイオード
１２４ａ，１２４ｂ，１３１ａ，１３１ｂ 定電流回路
１２６ 電源
Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅ 抵抗器
１３０ａ，１３０ｂ ホールド部
１０６ａ，１３４ コンパレータ
１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄ 基準波生成部
Ｐ１，Ｐ２ ピーク信号
Ｊ１，Ｊ３ 鋸波
Ｊ２ 三角波
Ｋ１〜Ｋ３，Ｋ１１〜Ｋ１３ 切替制御信号
ＨｄＡ，ＨｄＢ ヘッダ信号
ＡＤ，ＢＤ デューティ信号
ＤＳ〜ＤＳ３ データ信号
１３５，１３６ スイッチ
１４１ Ａ／Ｄコンバータ
１４２ タイマ
Ｃ１ コンデンサ

Claims (18)

  1. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換されることによって異なる前記半導体素子ごとに対応する前記温度検出素子の発生電圧に基づく複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記第３の選択手段の出力側に、この第３の選択手段で選択された前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号を伝達する信号伝達素子を介して接続された演算制御手段を備え、この演算制御手段は、前記温度検出素子の特性バラツキを記憶し、前記第３の選択手段から前記信号伝達素子を介して入力されるデューティ信号より検知される温度情報を、当該記憶された特性バラツキで補正することを特徴とする電力変換装置。
  2. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記デューティ変換手段は、一定周期で立上り立下りを繰り返す基準波を生成すると共に当該基準波の立下りエッジでパルス状のピーク信号を生成する基準波生成手段と、この基準波生成手段で生成された基準波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換する演算増幅手段とを備え、
    前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記基準波生成手段で生成されるピーク信号に同期させる制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
  3. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記デューティ変換手段は、一定の傾斜で立上り立下りを交互に繰り返す基準波としての三角波を生成すると共に当該三角波の立上りポイントで立上り、立下りポイントで立ち下がる第２のピーク信号を生成する第２の基準波生成手段と、この第２の基準波生成手段で生成された三角波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換する第２の演算増幅手段とを備え、
    前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記第２のピーク信号に同期させる制御を行うと共に、所定のヘッダ信号の後に同一のデューティ信号が少なくとも２つ以上連続配列される選択が前記第３の選択手段で行われる制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
  4. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記デューティ変換手段において、前記基準波生成手段は立上りと立下りを一定周期で繰り返す基準波としての鋸波を生成すると共に当該鋸波の立下りエッジでパルス状のピーク信号を生成し、前記演算増幅手段は前記基準波生成手段で生成された鋸波と、前記第１の選択手段で選択された電圧とを比較して当該電圧を所定のデューティのデューティ信号に変換し、前記制御手段は、前記第１〜第３の選択手段の選択タイミングと、前記ヘッダ生成手段のヘッダ信号の生成タイミングとを、前記基準波生成手段で生成されるピーク信号に同期させる制御を行うと共に、所定のヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配置される選択が前記第３の選択手段で行われる制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
  5. クロック信号を生成するクロック生成手段を更に備え、前記基準波生成手段は前記鋸波のピークでピーク信号を生成し、前記クロック生成手段は、前記基準波生成手段からの鋸波のピーク信号の生成時にクロック信号を生成し、この生成されたクロック信号により前記制御手段が前記第３の選択手段で所定のヘッダ信号が選択されるように制御すると共に当該基準波生成手段からの鋸波の生成を停止する制御を行い、当該制御手段により当該第３の選択手段に対して当該ヘッダ信号から前記デューティ信号への選択切替制御が行われた際に、当該基準波生成手段が鋸波の生成を再開し、前記クロック生成手段がクロック信号の生成を停止するようにしたことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記第２及び第３の選択手段に代え、前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択すると共に、前記複数のデューティ変換手段で変換されたデューティ信号の１つを選択する選択手段を備え、
    前記制御手段は、前記選択手段で選択された１つヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配列され、このヘッダ信号を先頭とするデューティ信号の配列順が繰り返されるように、当該選択手段の選択動作を制御するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の発生電圧を選択する第１の選択手段と、
    前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換するデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択する第２の選択手段と、
    前記第２の選択手段で選択されたヘッダ信号と、前記デューティ変換手段で変換されたデューティ信号とを選択する第３の選択手段と、
    前記第１の選択手段で前記複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択されて前記デューティ変換手段で変換される複数のデューティ信号と、前記第２の選択手段で選択される複数のヘッダ信号との内、所定のヘッダ信号とデューティ信号との一対の組が、異なる組で交互に配列されるように前記第３の選択手段での選択を制御する制御手段とを備え、
    前記デューティ変換手段は、前記複数の温度検出素子の発生電圧をパルス幅変調による所定のデューティのデューティ信号に変換する手段に代え、前記複数の温度検出素子の発生電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、その変換されたデジタル信号の幅を所定デューティのデューティ信号に変換するカウンタ手段とを備えて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
  8. 前記複数の温度検出素子と前記第１の選択手段との間に、当該複数の温度検出素子の発生電圧を保持して出力する保持手段を接続し、
    前記制御手段は、当該保持手段に当該複数の温度検出素子の発生電圧が保持されて当該第１の選択手段へ出力されるように保持制御を行い、この保持制御時に、当該第１の選択手段で当該複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択された発生電圧が前記デューティ変換手段でデューティ信号に変換され、この変換されるデューティ信号のうち同一のデューティ信号が所定のヘッダ信号の後ろに複数配列されるように、当該第１の選択手段、前記第２の選択手段及び前記第３の選択手段の選択を制御し、
    前記演算制御手段は、当該第３の選択手段で選択された同一の複数のデューティ信号を比較し、互いの差異が予め定めた基準値以内の場合にのみデューティ信号を前記温度情報の検知に採用することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記複数の温度検出素子と前記第１の選択手段との間に、当該複数の温度検出素子の発生電圧を保持して出力する保持手段を接続し、
    前記制御手段は、当該保持手段に当該複数の温度検出素子の発生電圧が保持されて当該第１の選択手段へ出力されるように保持制御を行い、この保持制御時に、当該第１の選択手段で当該複数の温度検出素子の発生電圧が交互に選択され、この交互に選択された発生電圧が前記デューティ変換手段でデューティ信号に変換され、この変換されるデューティ信号のうち同一のデューティ信号が所定のヘッダ信号の後ろに複数配列されるように、当該第１の選択手段、前記第２の選択手段及び前記第３の選択手段の選択を制御し、
    前記演算制御手段は、当該第３の選択手段で選択された同一の複数のデューティ信号の中から、予め定めた基準値を超えるデューティ信号を排除し、排除されないデューティ信号を前記温度情報の検知に採用することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記演算制御手段は、前記第３の選択手段から前記信号伝達素子を介して入力される前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号の立上りエッジ又は立下りエッジでリセット後にカウント動作を開始するカウンタと、当該立上りエッジ又は当該立下りエッジで当該リセット前にカウンタのカウント値をレジスタ値として保持するレジスタとを備え、前記レジスタに保持されたレジスタ値を用いて前記デューティ信号のデューティを求める演算を含む演算処理を行い、この演算処理を行う演算制御手段のメインループの周期よりも当該デューティ信号の周期が長く設定されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 前記ヘッダ信号は、当該ヘッダ信号の１周期中に、前記デューティ信号の周期よりも長い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 前記ヘッダ信号は、当該ヘッダ信号の１周期中に、前記デューティ信号の周期よりも短い「Ｌ」レベル又は「Ｈ」レベルの区間を含む固有の信号であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  13. 前記デューティ変換手段は、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号に変換する際に、当該デューティ信号のデューティを所定値以内に制限して変換を行い、
    前記ヘッダ信号は、その制限されたデューティを超えるデューティに設定されていることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  14. 前記デューティ変換手段は、前記第１の選択手段で選択された電圧をパルス幅変調によりデューティ信号に変換する際に、当該デューティ信号のデューティが１００％未満となるように制限することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  15. 直流電圧を昇圧する複数の半導体素子を有するコンバータと、このコンバータでの昇圧電圧を交流電圧に変換する複数の半導体素子を有するインバータとの双方又は何れか一方を有し、前記複数の半導体素子に個別に対応付けられて半導体素子個々の温度に応じた電圧を発生する複数の温度検出素子とを有する電力変換装置において、
    前記複数の温度検出素子の電圧発生側に各々接続され、その発生電圧をパルス幅変調により所定のデューティのデューティ信号に変換する複数のデューティ変換手段と、
    前記パルス幅変調によるデューティ信号と周期が異なる固有のデューティ信号であるヘッダ信号を、前記複数の温度検出素子の発生電圧の数に対応した種類だけ並列に生成するヘッダ生成手段と、
    前記ヘッダ生成手段で並列に生成される複数のヘッダ信号の１つを選択すると共に、前記複数のデューティ変換手段で変換されたデューティ信号の１つを選択する選択手段と、
    前記選択手段で選択された１つヘッダ信号の後に１つのデューティ信号が配列され、このヘッダ信号を先頭とするデューティ信号の配列順が繰り返されるように、当該選択手段の選択動作を制御する制御手段と
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  16. 前記選択手段の出力側に、この選択手段で選択された前記ヘッダ信号及び前記デューティ信号を伝達する信号伝達素子を介して接続された演算制御手段を備え、この演算制御手段は、前記温度検出素子の特性バラツキを記憶し、前記選択手段から前記信号伝達素子を介して入力されるデューティ信号より検知される温度情報を、当該記憶された特性バラツキで補正することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
  17. 前記複数のデューティ変換手段は、一定周期の基準波を生成する１つの基準波生成手段から生成される基準波を用いて前記複数の温度検出素子の発生電圧をデューティ信号に変換することを特徴とする請求項１５又は１６に記載の電力変換装置。
  18. 前記デューティ変換手段は、前記複数の温度検出素子の発生電圧をパルス幅変調による所定のデューティのデューティ信号に変換する手段に代え、前記複数の温度検出素子の発生電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、その変換されたデジタル信号の幅を所定デューティのデューティ信号に変換するカウンタ手段とを備えて構成されていることを特徴とする請求項１５〜１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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