JP7092059B2 - コントローラ - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、半導体装置のコントローラに関する。特に、ゲート電圧の入力端子と温度依存電圧の出力端子を備えている半導体装置に接続して用いるコントローラに関する。

ゲート電圧の高低によって一対の主電極間の抵抗が変化するトランジスタを内蔵しており、ゲート電圧の入力端子を備えている半導体装置が知られている。また、温度検出機能を備えた半導体装置も知られている。特許文献１の半導体装置には、温度に依存して変化する電圧を出力する温度検出素子が設けられている。特許文献１の半導体装置は、ゲート電圧の入力端子と温度依存電圧の出力端子を備えており、ゲート電圧の入力端子はゲート電極に接続されており、温度依存電圧の出力端子は温度検出素子に接続されている。
温度依存電圧の出力端子から半導体装置外を延びる配線には、温度に依存して変化するアナログ電圧が加わっているところ、その配線には周辺回路から発生するノイズが重複しやすい。特許文献１では、前記アナログ電圧をＰＷＭ変調し、そのデューティ比が前記アナログ電圧に比例するように変調されたパルス波（ＰＷＭ温度電圧という）をゲート電圧出力回路側に送っている。これによってアナログ電圧を伝送する配線長が短くなり、ノイズの影響を受けにくくしている。
ゲート電圧出力回路は、半導体装置の温度をも加味してトランジスタのオンオフを制御する。例えば半導体装置を過熱から保護する必要があれば、オン時間を短くしてオフ時間を長くする。ゲート電圧の出力回路は、ＰＷＭ変調されたパルス波（ＰＷＭゲート電圧という）をゲート電圧入力端子に加えてトランジスタのオンオフを制御する。

国際公開第２０１５／０７６０１４号

ゲート電圧出力回路がＰＷＭゲート電圧をゲート電圧入力端子に出力する際に、ターンオンとターンオフのタイミングでノイズを発生させることがある。このノイズは、前記アナログ電圧に重複する。すなわち、ノイズがアナログ電圧に重複するタイミングはＰＷＭゲート電圧の周期によって変化する。
ここで、ＰＷＭゲート電圧の周期は、半導体装置によりスイッチングするデバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化の大きさに依存して変化させることがある。具体的には、デバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化が大きい場合には、ＰＷＭゲート電圧の周期を短くすることで、追従性を高める。一方、デバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化が小さい場合には、周期を長くすることで、スイッチングによるノイズを低減する。これに対し、ＰＷＭ温度電圧の周期は一定に保持されることがある。このような場合に、特許文献１に開示する技術では、ＰＷＭゲート電圧の周期が変化してＰＷＭ温度電圧の周期と同一となったり、逓倍関係となったりすることがある。

ＰＷＭゲート電圧の周期とＰＷＭ温度電圧の周期が同一となったり逓倍関係となったりすると、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングと一致しやすくなる。この場合、半導体装置の温度に依存して変化するアナログ電圧によってＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが決定される関係が乱れ、前記アナログ電圧にＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフ時に生じるノイズが重複した電圧によってＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが決定されることになる。その結果、ＰＷＭ温度電圧のデューティ比が、半導体装置の温度に依存して変化するアナログ電圧に比例しないことが生じる。
本明細書では、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに一致しづらいコントローラを提供する。

本明細書が開示するコントローラは、ゲート電圧の入力端子と温度依存電圧の出力端子を備えている半導体装置に接続して用いる。
また、このコントローラは、ゲート電圧の入力端子に加えるＰＷＭゲート電圧を出力するＰＷＭゲート電圧の出力回路と、温度依存電圧を変調したＰＷＭ温度電圧を出力するＰＷＭ温度電圧の出力回路を備えている。
さらに、このコントローラでは、ＰＷＭゲート電圧の周期とＰＷＭ温度電圧の周期の比が、非整数に設定されている。

上述したコントローラでは、ＰＷＭゲート電圧の周期と、ＰＷＭ温度電圧の周期の比が非整数に設定されているため、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに一致しづらい。その結果、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフ時に生じるノイズがＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに影響することを防止することができる。

本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

実施例のコントローラを含む電気機器の構成図である。 ＰＷＭゲート電圧とＰＷＭ温度電圧の関係を示す波形図である。 図２におけるIIIの範囲を示す拡大図である。 図２におけるIVの範囲を示す拡大図である。

図１に、実施例のコントローラ１０を含む電子機器１の構成図を示す。電子機器１は、直流電力と３相交流電力の間で電力変換を行う３相インバータを構成している。図１は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちのＵ相の上アームを構成するトランジスタ４のみを示している。実際には、図示しない、Ｕ相の下アーム、Ｖ相の上アーム、Ｖ相の下アーム、Ｗ相の上アーム、Ｗ相の下アームを構成するトランジスタも備えている。上アームを構成するトランジスタは、高圧側端末８ａと不図示の高圧側配線を介して不図示のバッテリの正極に接続されている。図示しない下アームを構成するトランジスタは、低圧側端末８ｂと不図示の接地線の間に接続されている。各トランジスタ４に対してコントローラ１０が用意されている。図１では、１個のトランジスタ４と１個のコントローラ１０のみを示す。
なお、電子機器１は、インバータに限られず、例えばＤＣ－ＤＣコンバータといった他の種類の電力変換装置にも採用することができる。電子機器１は、特に限定されないが、ハイブリッド車、燃料電池車又は再充電式の電気自動車といった、車輪をモータによって駆動する自動車に採用することができる。

図１に示すように、電子機器１は、半導体装置２と、コントローラ１０を備えている。半導体装置２は、スイッチング素子(トランジスタ)４と、温度検出素子６を備えている。スイッチング素子４はゲート電極４ｇを備えており、ゲート電極４ｇはゲート電圧入力端子４ａを介してコントローラ１０と接続されている。スイッチング素子４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。温度検出素子６はダイオードである。温度検出素子６のアノードは、端子６ａを介してコントローラ１０に接続されている。後記するように、端子６ａの電圧は、スイッチング素子４の温度に依存して変化する。端子６ａは温度依存電圧の出力端子である。
詳細は後述するが、温度検出素子６には定電流回路２０により一定の電流が流れており、温度依存電圧を出力する端子６ａの電圧は、半導体装置２の温度に依存して変化する温度依存電圧である。端子６ａは、温度依存電圧を出力する端子である。半導体装置２は、ゲート電圧入力端子４ａと、温度依存電圧を出力する端子６ａを備えている。

コントローラ１０は、ドライバ１２と、温度電圧出力回路１４を備えている。温度電圧出力回路１４は、ＰＷＭゲート電圧検知部１６と、三角波生成部１８と、定電流回路２０と、コンペレータ２２を備えている。

低圧側配線２４ｃ、２４ｄの先には、不図示のマイコンが設けられている。マイコンは、例えば中央制御ユニット（ＣＰＵ）を備えている。マイコンは、温度電圧出力回路１４から、低圧側配線２４ｄと不図示のフォトカプラを介して後述するＰＷＭ温度電圧を受信する。マイコンは、受信したＰＷＭ温度電圧や、その他の車速等の条件を解析する。マイコンは、解析結果からスイッチング素子４を駆動させるデューティ比を設定する。マイコンは、不図示のフォトカプラと低圧側配線２４ｃを介して、設定したデューティ比を有するＰＷＭ信号をドライバ１２に送信する。ドライバ１２は、受信したＰＷＭ信号を用いてＰＷＭゲート電圧を生成する。具体的には、ドライバ１２は、マイコンから受信したＰＷＭ信号と同一のデューティ比を有し、実際にスイッチング素子４をオンまたはオフできる大きさの電圧を有するＰＷＭゲート電圧を生成する。ドライバ１２は、生成したＰＷＭゲート電圧をスイッチング素子４のゲート電圧入力端子ａに加えることで、マイコンが指示した処理をスイッチング素子４に行わせる。

続いて温度電圧出力回路１４について説明する。温度電圧出力回路１４のコンペレータ２２には、温度検出素子６のアナログ電圧が入力されている。コンペレータ２２は、温度検出素子６のアナログ電圧と、三角波生成部１８が生成した波形とを比較して、デューティ比が変化するＰＷＭ温度電圧を生成する。より具体的には、三角波がアナログ電圧を超えている期間をパルスオン幅として、三角波がアナログ電圧を下回っている期間をパルスオフ幅とするＰＷＭ変調を行う。温度電圧出力回路１４は、コンペレータ２２が生成したＰＷＭ温度電圧を、低圧側配線２４ｄと不図示のフォトカプラを介して上述しマイコンに出力する。すなわち、温度電圧出力回路１４は、温度依存電圧を変調したＰＷＭ温度電圧を出力する。

ＰＷＭゲート電圧とＰＷＭ温度電圧の周期について説明する。上述したように、ＰＷＭゲート電圧は、マイコンから送信されるＰＷＭ信号を用いて、ドライバ１２によって生成される。マイコンは、ＰＷＭ信号の周期を半導体装置２によりスイッチングするデバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化の大きさに依存して変化させる。具体的には、デバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化が大きい場合には、ＰＷＭ信号の周期を短くすることで、追従性を高める。一方、デバイスが出力する電圧の単位時間当たりの変化が小さい場合には、ＰＷＭ信号の周期を長くすることで、スイッチングによるノイズを低減する。先に述べたように、ドライバ１２は、ＰＷＭ信号を用いてＰＷＭゲート電圧を生成する。そのため、ＰＷＭ信号の周期が変化することでドライバ１２が生成するＰＷＭゲート電圧の周期も変化する。

ここで、一旦図２、図３を用いてＰＷＭゲート電圧とＰＷＭ温度電圧の周期が同一となっている場合に、ＰＷＭゲート電圧がＰＷＭ温度電圧に対して与える影響について説明する。図２（ａ）は、ＰＷＭゲート電圧のパルス波Ｐｇを示す。図２（ａ）に示すように、パルス波Ｐｇは周期Ｔｇを有している。また、パルス波Ｐｇはパルスオン幅ｔｇ１を有しており、パルスオフ幅ｔｇ２を有している。なお、図２ではパルス波Ｐｇを拡大して表現しているが、実際の周期Ｔｇは非常に短く、例えば０．０７ｍｓ程度である。

図２（ｂ）は、温度検出素子６のアナログ電圧Ｖｔを示している。アナログ電圧Ｖｔは温度検出素子６の温度により変化するが、先に述べたように、図２は非常に短い時間であるため、アナログ電圧Ｖｔは一定の値で表される。図２（ｂ）に示すように、ＰＷＭゲート電圧のパルス波Ｐｇのターンオンおよびターンオフ時に夫々ノイズが重複している。夫々のノイズは、図２（ａ）に示すパルス波Ｐｇのターンオン及びターンオフのタイミングで最高電圧となる三角波である。ノイズは、最高電圧から降下してアナログ電圧Ｖｔの値に戻り、その後アナログ電圧Ｖｔを軸として上下対称となる三角波を生成して消滅する。なお、図２（ｃ）、（ｆ）に示すノイズも同様のノイズｎ１～ｎ６であるが、図を分かりやすくするために、符号を省略している。

図３を用いて、図２（ｂ）のアナログ電圧ＶｔをＰＷＭ変調する際、上述したノイズがＰＷＭ温度電圧に対して与える影響について説明する。図３は、図２のIIIの範囲を示す拡大図である。図３（ｃ）では、図２（ｂ）のアナログ電圧Ｖｔにノイズが重複している電圧に、三角波ｗｔを重ねて記載している。図３（ｃ）では、ノイズｎ１が立ち上がってから消滅するまでの期間における、アナログ電圧Ｖｔにノイズｎ１が重複しなかった場合の電圧ｖ１を二点鎖線で示している。電圧ｖ１は、ノイズｎ１始点である図面左側の端点と、ノイズｎ１の終点である図面右側の端点を結ぶ直線である。電圧ｖ１は、ノイズｎ１の影響を受けないため、アナログ電圧Ｖｔと同じ電圧である。図３（ｃ）では、同様に、ノイズｎ２が立ち上がってから消滅するまでの期間における、ノイズｎ２が重複しなかった場合の電圧ｖ２、ノイズｎ３が立ち上がってから消滅するまでの期間における、ノイズｎ３が重複しなかった場合の電圧ｖ３を二点鎖線で示している。電圧ｖ１同様に、電圧ｖ２と電圧ｖ３は、アナログ電圧Ｖｔと同じ電圧である。

図３（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは、図面左側から右上がりに延びる直線と右下がりに延びる直線で構成されている。図２（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは、一定の周期Ｔｔで右上がりと右下がりを繰り返す。図３（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは、上述した電圧ｖ１と交点ｐ１で交差する。続いて、三角波ｗｔはノイズｎ１と交点ｐ２で交差する。三角波ｗｔはさらに右上がりに進み最高点を迎え、その後右下がりとなる。右下がりとなった三角波ｗｔはアナログ電圧Ｖｔと交点ｐ３で交差する。その後三角波ｗｔは最低点を迎え、右上がりとなる。右上がりとなった三角波ｗｔは、交点ｐ１同様に、電圧ｖ３と交点ｐ４で交差する。さらに、三角波ｗｔはノイズｎ３と交点ｐ５で交差する。図２（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは、その後も同様の周期Ｔｔでアナログ電圧Ｖｔ及び夫々のノイズと交差する。

図３（ｃ）では、三角波ｗｔは、電圧ｖ１とタイミングｔ１で交差している。三角波ｗｔは、ノイズｎ１とタイミングｔ２で交差している。三角波ｗｔは、アナログ電圧Ｖｔとタイミングｔ３で交差している。三角波ｗｔは、電圧ｖ３とタイミングｔ４で交差している。三角波ｗｔは、ノイズｎ３とタイミングｔ５で交差している。以下、図３（ｄ）と（ｅ）を用いて、ノイズが重複しなかった場合のアナログ電圧ＶｔがＰＷＭ変調されたパルス波と、ノイズが重複しているアナログ電圧ＶｔがＰＷＭ変調されたパルス波の差異について説明する。

まず、図３（ｄ）を用いて、アナログ電圧Ｖｔにノイズが重複しなかった場合のアナログ電圧Ｖｔから生成されるＰＷＭ温度電圧のパルス波Ｐｔについて説明する。図３（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは電圧ｖ１をタイミングｔ１で超える。すなわち、図３（ｄ）に示すように、パルス波Ｐｔはタイミングｔ１にターンオンする。三角波ｗｔはタイミングｔ３でアナログ電圧Ｖｔと交差し、アナログ電圧Ｖｔを下回る。このため、パルス波Ｐｔはタイミングｔ３でターンオフする。同様に、三角波ｗｔは電圧ｖ３をタイミングｔ４で超えるため、パルス波Ｐｔはタイミングｔ４で再度ターンオンし、三角波ｗｔと同じ周期Ｔｔでターンオンとターンオフを繰り返す。パルス波Ｐｔのパルスオン幅はｔｔ１であり、パルスオフ幅はｔｔ２である。

続いて、図３（ｅ）を用いて、アナログ電圧Ｖｔにノイズが重複している場合のアナログ電圧Ｖｔから生成されるＰＷＭ温度電圧のパルス波Ｐ´ｔについて説明する。図３（ｃ）に示すように、三角波ｗｔは、ノイズｎ１をタイミングｔ２で超える。すなわち、図３（ｅ）に示すように、パルス波Ｐ´ｔはタイミングｔ２にターンオンする。三角波ｗｔは、タイミングｔ３でアナログ電圧Ｖｔと交差し、アナログ電圧Ｖｔを下回る。このため、パルス波Ｐ´ｔはタイミングｔ３でターンオフする。三角波ｗｔは、ノイズｎ３をタイミングｔ５で超えるため、パルス波Ｐ´ｔはタイミングｔ５で再度ターンオンし、周期Ｔ´ｔでターンオンとターンオフを繰り返す。パルス波Ｐ´ｔのパルスオン幅はｔ´ｔ１であり、パルスオフ幅はｔ´ｔ２である。

パルス波Ｐｔとパルス波Ｐ´ｔを比較する。図３（ｄ）に示すように、パルス波Ｐｔの周期Ｔｔは、タイミングｔ１からタイミングｔ４の期間である。また、図３（ｅ）に示すように、パルス波Ｐ´ｔの周期Ｔ´ｔは、タイミングｔ２からタイミングｔ５の期間である。パルス波Ｐｔの周期Ｔｔとパルス波Ｐ´ｔの周期Ｔ´ｔは、ターンオンする時期がタイミングｔ１とタイミングｔ２で異なり、再度ターンオンする時期もタイミングｔ４とタイミングｔ５で異なる。ここで、タイミングｔ１とタイミングｔ２の差と、タイミングｔ４とタイミングｔ５の差は、ともにパルス波Ｐｇ（図２（ａ）参照）のターンオンのタイミングと、そのターンオンのタイミングで発生したノイズと三角波ｗｔが交差するタイミングの差である。三角波ｗｔの右上がりの直線は、全て同様の傾きを有している。また、ＰＷＭゲート電圧のパルス波Ｐｇのターンオンのタイミングで重複する夫々のノイズは同様の波形であるため、タイミングｔ１とｔ２の差は、タイミングｔ４とｔ５の差と等しい。従って、周期Ｔｔと周期Ｔ´ｔは等しい。

続いて、パルス波ＰｔとＰ´ｔのパルスオン幅とパルスオフ幅を比較する。先に述べたように、パルス波Ｐｔのパルスオン幅はｔｔ１であり、パルスオフ幅はｔｔ２である。パルス波Ｐ´ｔのパルスオン幅はｔ´ｔ１であり、パルスオフ幅はｔ´ｔ２である。図３（ｄ）に示すように、パルス波Ｐｔのパルスオン幅ｔｔ１はタイミングｔ１からタイミングｔ３の期間である。パルス波Ｐｔのパルスオフ幅ｔｔ２は、タイミングｔ３からタイミングｔ４である。これに対し、図３（ｅ）に示すように、パルス波Ｐ´ｔのパルスオン幅ｔ´ｔ１は、タイミングｔ２からタイミングｔ３の期間である。パルス波Ｐ´ｔのパルスオフ幅ｔ´ｔ２は、タイミングｔ３からタイミングｔ５の期間である。すなわち、パルス波Ｐｔのパルスオン幅ｔｔ１は、パルス波Ｐｔのパルスオフ幅ｔｔ２よりも長い。また、パルス波Ｐｔのパルスオフ幅ｔｔ２は、パルス波Ｐ´ｔのパルスオフ幅ｔ´ｔ２よりも短い。別言すれば、パルス波Ｐｔのパルスオン幅とオフ幅で求められるデューティ比は、ノイズが重複しているパルス波Ｐ´ｔのパルスオン幅とオフ幅で求められるデューティ比よりも大きくなる。すなわち、アナログ電圧Ｖｔにノイズが重複することで、デューティ比に差異が生じている。別言すれば、アナログ電圧Ｖｔにノイズが重複することで、ＰＷＭ変調されたパルス波が有するデューティ比が、半導体装置２の温度に依存して変化するアナログ電圧Ｖｔに比例しなくなる。

先に述べたように、アナログ電圧Ｖｔに重複するノイズは、ＰＷＭゲート電圧のターンオン及びターンオフのタイミングで生じる。図２（ａ）に示すように、ＰＷＭゲート電圧は周期Ｔｇを有している。すなわち、周期Ｔｇごとにノイズが生じている。ここで、図２（ａ）と（ｃ）に示すように、ＰＷＭゲート電圧がターンオンする時期は、タイミングｔ１であり、再びターンオンする時期はタイミングｔ４である。すなわち、周期Ｔｇは、タイミングｔ１からタイミングｔ４の間である。先に述べたように、パルス波Ｐｔの周期Ｔｔも、同様にタイミングｔ１からタイミングｔ４の期間である。また、周期Ｔｔと周期Ｔ´ｔは等しい。すなわち、周期Ｔｇと周期Ｔ´ｔは等しい。別言すれば、ＰＷＭゲート電圧と、ＰＷＭ温度電圧が同一の周期を有している。

このように、ＰＷＭゲート電圧の周期ＴｇとＰＷＭ温度電圧の周期Ｔｔが同一となると、ＰＷＭゲート電圧のターンオンのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンのタイミングに一致する。それにより、ＰＷＭゲート電圧のターンオンのタイミングで発生するノイズが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンのタイミングに影響する。以下、実施例のコントローラ１０における、ＰＷＭゲート電圧のターンオンのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンのタイミングに一致しづらくするために実行する制御について説明する。

図１に戻り、再度温度電圧出力回路１４について説明する。先に述べたように、温度電圧出力回路１４は、ＰＷＭゲート電圧検知部１６を有している。ＰＷＭゲート電圧検知部１６は、ドライバ１２からＰＷＭゲート電圧を取得する。先に述べたように、ＰＷＭゲート電圧を生成するＰＷＭ信号の周期は変化する。ＰＷＭ信号の周期が変化すると、ＰＷＭゲート電圧の周期も変化する。ＰＷＭゲート電圧検知部１６は、取得したＰＷＭゲート電圧からＰＷＭゲート電圧の周期Ｔｇ（図２（ａ）参照）を特定し、三角波生成部１８に送信する。三角波生成部１８は、受信した周期Ｔｇを利用して、周期Ｔｇとの比が非整数となるような周期を有する三角波を生成する。具体的には、三角波生成部１８は、周期Ｔｇを例えば非整数である８／７を乗じた周期Ｔｄ（図２（ｆ）参照）を設定する。三角波生成部１８は、設定した周期Ｔｄを有する三角波と、温度検出素子６のアナログ電圧を比較して、三角波がアナログ電圧を超えている期間をパルスオン幅として、三角波がアナログ電圧を下回っている期間をパルスオフ幅とするＰＷＭ変調を行う。周期Ｔｄを有する三角波からは周期Ｔｄを有するパルス波が生成される。温度電圧出力回路１４は、コンペレータ２２を用いて周期Ｔｇとの比が非整数となるような周期Ｔｄ（図２（ｇ）参照）を有するＰＷＭ温度電圧のパルス波Ｐｄ（図２（ｇ）参照）を生成する。なお、ＰＷＭゲート電圧の周期に乗じる非整数の値は８／７に限られず、三角波生成部１８は、ＰＷＭゲート電圧の周期Ｔｇに応じて異なる非整数を乗じた周期を設定する。

図４を用いて、周期Ｔｇとの比が非整数となる周期を有するＰＷＭ温度電圧について説明する。図４は、図２のIVの範囲を示す拡大図である。図４（ｆ）におけるアナログ電圧Ｖｔ及びノイズは、図３（ｃ）と同じである。パルス波を生成する三角波ｗｄは、図３（ｃ）の三角波ｗｔと周期が異なるが、比較しやすくするため、三角波ｗｄと電圧ｖ１が交差する時期を三角波ｗｔと同様のタイミングｔ１としている。図４（ｆ）に示すように、三角波ｗｄは、三角波ｗｔ同様に図面左側から右上がりに延びる直線と右下がりに延びる直線で構成されている。図２（ｆ）に示すように、三角波ｗｄは、一定の周期Ｔｄで右上がりと右下がりを繰り返す。図４（ｆ）に示すように、三角波ｗｄは、まず電圧ｖ１と交点ｐ６で交差する。続いて、三角波ｗｄはノイズｎ１と交点ｐ７で交差する。その後三角波ｗｄは右上がりに進み最高点を迎え、右下がりとなる。右下がりとなった三角波ｗｔはアナログ電圧Ｖｔと交点ｐ８で交差する。その後三角波ｗｄは最低点を迎え、右上がりとなる。右上がりとなった三角波ｗｄは、アナログ電圧Ｖｔと交点ｐ９で交差する。先に述べたように、三角波ｗｄはその後もアナログ電圧Ｖｔとの交差を一定の周期Ｔｄで繰り返すが、図２（ｆ）に示すように、三角波ｗｄは、交点ｐ７を除いてはノイズと交差せず、アナログ電圧Ｖｔと交差している。

図４（ｆ）では、三角波ｗｄは、電圧ｖ１とタイミングｔ６で交差している。先に述べたように、タイミングｔ６は、タイミングｔ１と同じである。また、三角波ｗｄは、ノイズｎ１とタイミングｔ７で交差している。三角波ｗｔは、アナログ電圧Ｖｔとタイミングｔ８で交差している。三角波ｗｔは、アナログ電圧Ｖｔとタイミングｔ９で交差している。

図４（ｆ）に示すように、三角波ｗｄとノイズｎ１はタイミングｔ７交差する。三角波ｗｄは、アナログ電圧Ｖｔに重複したノイズｎ１をタイミングｔ７で超える。すなわち、図４（ｇ）に示すように、パルス波Ｐｄはタイミングｔ７にターンオンされる。三角波ｗｄは、タイミングｔ８でアナログ電圧Ｖｔと交差し、アナログ電圧Ｖｔを下回る。このため、パルス波Ｐｄはタイミングｔ８でターンオフされる。同様に、パルス波Ｐｄはタイミングｔ９で再度ターンオンされる。図２（ｇ）に示すように、パルス波Ｐｄは、その後も周期Ｔｄでターンオンとターンオフを繰り返すが、上述したパルス波Ｐ´ｔとは異なり、ノイズと交差しない。すなわち、タイミングｔ９以降のパルス波Ｐｄのパルスオン幅ｔｄ１と、パルスオフ幅ｔｄ２は、三角波ｗｄとアナログ電圧Ｖｔの交差するタイミングで決定されている。別言すれば、タイミングｔ９以降のパルス波Ｐｄのデューティ比は、ノイズの影響を受けることなく、半導体装置２の温度に依存して変化するアナログ電圧Ｖｔに比例している。

このように、実施例のコントローラ１０では、ＰＷＭゲート電圧の周期Ｔｇと、ＰＷＭ温度電圧の周期Ｔｄの比が非整数に設定されている。そのため、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに一致しづらい。その結果、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフ時に生じるノイズがＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフ時に影響することを防止することができる。

実施例における留意点を以下に述べる。実施例のコントローラ１０は、ＰＷＭゲート電圧検知部１６がＰＷＭゲート電圧を検知した後、三角波ｗｄを生成し、周期との比を非整数としている。本明細書が開示する技術は、これに限定されない。例えば、ＰＷＭゲート電圧の周期が変化せず、ＰＷＭ温度電圧の周期も固定されている場合は、初期設定において互いの周期の比を非整数としてもよい。また、実施例では、ＰＷＭ温度電圧の周期Ｔ´ｔと、ＰＷＭゲート電圧の周期Ｔｇと同一となる場合を説明した。ＰＷＭ温度電圧の周期がＰＷＭ電圧の周期Ｔｇと逓倍関係にある場合についても、ＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに周期的に一致する。このような場合であっても、本明細書が開示する技術によれば、上述したようにＰＷＭゲート電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングが、ＰＷＭ温度電圧のターンオンおよび／またはターンオフのタイミングに周期的に一致するのを防止することができる。

また、実施例の三角波生成部１８は、三角波がアナログ電圧を超えている期間をパルスオン幅として、三角波がアナログ電圧を下回っている期間をパルスオフ幅とするＰＷＭ変調を行っているが、本明細書が開示する技術は、これに限定されない。オンとオフを反転させ、三角波がアナログ電圧を超えている期間をパルスオフ幅として、三角波がアナログ電圧を下回っている期間をパルスオン幅とするＰＷＭ変調を行ってもよい。

さらに、スイッチング素子４や温度検出素子６の種類や具体的な構造については特に限定されない。例えば、スイッチング素子４には、ＩＧＢＴに限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）や、ＲＣ（Reverse Cオンducting）－ＩＧＢＴ、などを採用することができる。また、各々のスイッチング素子４には、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されていてもよい。さらに、温度検出素子６は、ダイオードに限られず、サーミスタなどの他の温度検出素子を採用してもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

１：電気機器
２：半導体装置
４：スイッチング素子
４ａ：ゲート電圧入力端子
４ｇ：ゲート電極
６：温度検出素子
６ａ：端子
８ａ：高圧側端末
８ｂ：低圧側端末
１０：コントローラ
１２：ドライバ
１４：温度電圧出力回路
１６：ＰＷＭゲート電圧検知部
１８：三角波生成部
２０：定電流回路
２２：コンペレータ
２４ｃ、２４ｄ：低圧側配線

Claims (1)

1. ゲート電圧の入力端子と温度依存電圧の出力端子を備えている半導体装置に接続して用いるコントローラであり、
   前記ゲート電圧の入力端子に加えるＰＷＭゲート電圧を出力するＰＷＭゲート電圧の出力回路と、
   前記温度依存電圧を変調したＰＷＭ温度電圧を出力するＰＷＭ温度電圧の出力回路を備えており、
   ＰＷＭゲート電圧の周期とＰＷＭ温度電圧の周期の比が、非整数に設定されているコントローラ。

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