JP5375872B2 - 誘導加熱装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

この発明は、画像形成装置に備えられている定着装置の発熱体を加熱するのに用いられる誘導加熱装置、及び該誘導加熱装置を備えた画像形成装置に関する。

例えば、コピー機、プリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置、さらにはこれらの装置の機能を集約したＭＦＰ（Multi Function Peripherals）と称される多機能デジタル画像形成装置等には、定着装置の発熱体を加熱する加熱源として誘導加熱装置を備えたものがある。

このような誘導加熱装置として、誘導加熱用のコイルへ例えば商用の交流電圧を全波整流し直流に変換して印加するとともに、誘導加熱用のコイルと直列に接続された例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子のオン・オフを制御することにより、定着装置の発熱体へ供給する電力を制御する方式のものが従来より用いられている。

この場合、前記定着装置の発熱体への供給電力量はスイッチング素子のオン・オフのデューティ比により変化するが、従来では、前記入力電圧のピーク値と、発熱体を所定温度に発熱させるのに必要な電力値とから、前記デューティ比が決定されていた（例えば特許文献１）。

特開２００３−０９８８６０号公報

ところで、誘導加熱装置の動作中において、商用の入力交流（５０／６０Ｈｚ）に電圧変動が生じることがあるが、変動した入力電圧のピーク値が大きいと、誘導加熱用のコイルをスイッチングする前記スイッチング素子に過大な電圧が印加され、スイッチング素子が破壊されることがある。

また、入力電圧波形のひずみも供給電力に大きな影響を及ぼす。入力電圧波形のひずみは、発電機の劣化等により発生する現象で第３地域に多く見られる。波形ひずみが発生すると実際の実効電圧Ｖｒｍｓと入力電圧におけるピーク電圧Ｖｐとの関係が、通常の正弦波のようにＶｒｍｓ＝Ｖｐ／√２という関係から逸脱してしまう。

しかるに、入力電圧のピーク値を基にスイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定する従来の誘導加熱装置では、波形ひずみが生じた入力電圧に対しては精度の良い電力制御を行うことができないという欠点があった。

この発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたものであって、誘導加熱用のコイルに印加される入力電圧に波形ひずみが生じていても、精度の高い電力制御を行うことができる誘導加熱装置、及び該誘導加熱装置を備えた画像形成装置を提供することを課題とする。

上記課題は、以下の手段によって解決される。
（１）定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、を備え、前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、入力電圧波形のうち、正弦波状の交流電圧の整流後の半波分において、前記入力電圧の波形と入力電圧が正弦波形である場合の波形とが交差する２つのタイミングをＴ１及びＴ２（ただしＴ１＜Ｔ２）としたときに、Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２である時刻ｔにおいては、前記決定したデューティ比で前記スイッチング素子を制御し、ｔ＜Ｔ１及びＴ２＜ｔである時刻ｔにおいては、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と入力電圧の実際の波高率との逆比を用いて決定したデューティ比で前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
（２）ｔ＝Ｔ１、ｔ＝Ｔ２である時刻ｔを含むｔの前後の時間領域においては、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合のデューティ比で前記スイッチング素子を制御する前項１に記載の誘導加熱装置。
（３）入力電圧が正弦波形である場合の波高率と前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定する場合、デューティ比におけるパルス幅は、以下の式によって算出される前項１または２に記載の誘導加熱装置。
パルス幅＝Ａ×必要電力値＋Ｂ
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
ただし、α、α’、β及びβ’は定数。
（４）入力電圧が正弦波形である場合の波高率と前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定する場合、デューティ比におけるパルス幅は、以下の式によって算出される前項１〜３のいずれかに記載の誘導加熱装置。
パルス幅＝Ａ×必要電力値の２乗＋Ｂ×必要電力値＋Ｃ
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
ただし、α、α’、β、β’、γ及びγ’は定数。
（５）定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、を備え、前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、前記デューティ比におけるパルス幅を、以下の式によって算出することを特徴とする誘導加熱装置。
パルス幅＝Ａ×必要電力値＋Ｂ
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
ただし、α、α’、β及びβ’は定数。
（６）定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、を備え、前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、前記デューティ比におけるパルス幅を、以下の式によって算出することを特徴とする誘導加熱装置。
パルス幅＝Ａ×必要電力値の２乗＋Ｂ×必要電力値＋Ｃ
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
ただし、α、α’、β、β’、γ及びγ’は定数。
（７）前記電力制御手段は、入力電圧波形のうち、正弦波状の交流電圧の整流後の少なくとも半波分については、前記決定されたデューティ比に固定して前記スイッチング素子を制御する前項６〜８のいずれかに記載の誘導加熱装置。
（８）前記電力制御手段は、前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも大きい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比を小さくし、入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも小さい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比を大きくする前項１〜７のいずれかに記載の誘導加熱装置。
（９）発熱体を有する定着装置と、前記発熱体を加熱するための前項１〜８のいずれかに記載の誘導加熱装置とを備えたことを特徴とする画像形成装置。
（１０）交流電圧を整流して画像形成装置本体の各部へ供給する直流電源装置を備え、
前記誘導加熱装置の実効電圧検出手段は前記直流電源装置に備えられている前項９に記載の画像形成装置。

前項（１）に記載の発明によれば、定着装置側の必要電力値と、実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比が決定されるから、正弦波形に対する入力電圧のひずみの要素をデューティ比の決定プロセスに入れることとができ、誘導加熱用のコイルに印加される入力電圧に波形ひずみが生じていても、精度の高い電力制御を行うことができる。また、正弦波状の交流電圧の整流後の半波分において、時間によってデューティ比を変化させてスイッチング素子を制御するから、入力電圧のひずみに応じた的確な電力制御を行うことができる。

前項（２）に記載の発明によれば、正弦波状の交流電圧の整流後の半波分において、時間によってデューティ比を変化させる場合に、よりスムーズにデューティ比を変化させることができ、ひいてはよりスムーズに供給電力値を変化させることができる。

前項（３）に記載の発明によれば、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比におけるパルス幅を、的確に求めることができる。

前項（４）に記載の発明によれば、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比におけるパルス幅を、的確に求めることができる。

前項（５）に記載の発明によれば、定着装置側の必要電力値と、実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比が決定されるから、正弦波形に対する入力電圧のひずみの要素をデューティ比の決定プロセスに入れることとができ、誘導加熱用のコイルに印加される入力電圧に波形ひずみが生じていても、精度の高い電力制御を行うことができる。また、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比におけるパルス幅を、的確に求めることができる。

前項（６）に記載の発明によれば、定着装置側の必要電力値と、実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比が決定されるから、正弦波形に対する入力電圧のひずみの要素をデューティ比の決定プロセスに入れることとができ、誘導加熱用のコイルに印加される入力電圧に波形ひずみが生じていても、精度の高い電力制御を行うことができる。また、スイッチング素子のオン・オフのデューティ比におけるパルス幅を、的確に求めることができる。

前項（７）に記載の発明によれば、入力電圧波形のうち、正弦波状の交流電圧の整流後の少なくとも半波分については、決定されたデューティ比に固定してスイッチング素子が制御されるから、制御が比較的容易となる。

前項（８）に記載の発明によれば、入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも大きい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比は小さくされ、入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも小さい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比は大きくされるから、入力電圧のひずみ波形に対応した精度の良い電力制御を確実に実行することができる。

前項（９）に記載の発明によれば、定着装置側へ安定的な電力を供給して発熱体の温度を所期する温度に精度良く維持することができ、定着装置の安定した定着性能を発揮させることができる画像形成装置となしうる。

前項（１０）に記載の発明によれば、誘導加熱装置の実効電圧検出手段として、交流電圧を整流して画像形成装置本体の各部へ供給する直流電源装置に備えられているものを用いることにより、誘導加熱装置の構成を簡素化できる。

この発明の一実施形態に係る画像形成装置の構成を示すブロック図である。 （Ａ）はピーク電圧検出回路の一例を示す回路図、（Ｂ）は入力電圧の波形図である。 実効電圧検出回路の一例を示す回路図である。 実効電圧検出回路により検出された実効電圧の波形図である。 定着装置への電力とスイッチング素子の駆動信号のパルス幅との関係を示す図である。 整流後の入力電圧が正弦波形である場合のスイッチング素子の駆動による電圧と電流の状態を説明するための図である。 整流後の入力電圧がひずんでいる場合のスイッチング素子の駆動による電圧と電流の状態を説明するための図である。 定着装置への電力制御の一例を説明するための図である。 整流後の入力電圧のひずみ状態を推定する方法を説明するための波形図である。 整流後の入力電圧が正弦波形及びひずみ波形の場合の分岐点の間隔を示す図である。 定着装置への電力制御の他の例を説明するための図である。 定着装置への電力制御のさらに他の例を説明するための図である。 電力制御部によるスイッチング素子の駆動信号を決定するための動作を示すフローチャートである。 実効電圧検出回路が直流電源装置に備えられている画像形成装置のブロック図である。 画像形成装置の直流電源装置の実効電圧検出回路を利用する場合に、装置内の直流負荷によって実効電圧が変化することを説明するための波形図である。

以下、この発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、この発明の一実施形態に係る画像形成装置の構成を示すブロック図である。

画像形成装置１は、誘導加熱装置１０と、本体制御部２０と、定着装置３０とを備えている。

前記誘導加熱装置１０は、全波整流回路１０２と、誘導加熱用のコイル（インダクタ）１０３と、コンデンサ１０４と、スイッチング素子１０５と、ＩＧＢＴ駆動回路１０６と、ピーク電圧検出回路１０７と、実効電圧検出回路１０８と、電力制御部１０９を備えている。

全波整流回路１０２は、５０／６０Ｈｚの１００Ｖの交流電源である商用電源１０１の１００Ｖの交流電圧を全波整流して直流に変換するものである。

コイル１０３は、前記全波整流回路１０２の出力を入力電圧として受領し、磁気的に結合された定着装置３０の発熱体（図示せず）を誘導加熱する。

コンデンサ１０４はコイル１０３と並列に接続され、コイル１０３とで共振回路１１２を形成する。

スイッチング素子１０５はコイル１０３と直列に接続され、商用電源１０１から全波整流回路１０２、共振回路１１２、スイッチング素子１０５及び全波整流回路１０２を巡って商用電源１０１へと至る閉ループを形成している。スイッチング素子１０５の種類は限定されないが、この実施形態では、前述した絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（IGBT）が用いられている。

ＩＧＢＴ駆動回路１０６は、電力制御部１０９からの指示に基づいてスイッチング素子１０５をオン・オフすることにより、スイッチング素子１０５を高周波スイッチング駆動するものである。

ピーク電圧検出回路１０７は、全波整流回路１０２からコイル１０３へ入力される入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐを検出するものである。このピーク電圧検出回路１０７は、例えば図２（Ａ）に示すように、入力電圧Ｖ０によって充電されるコンデンサ１０７ａを備えており、このコンデンサ１０７ａは入力電圧Ｖ０によって、図２（Ｂ）に示すように、最大で入力電圧のピーク値（ピーク電圧ともいう）Ｖｐまで充電されることから、充電電圧の最大値を検出することによりピーク電圧Ｖｐを検出するものとなされている。なお、ピーク電圧Ｖｐは大きな値であることから、実際にはピーク電圧検出回路１０７はピーク電圧Ｖｐを変圧または分圧する回路を備えており、扱う電圧値を小さくしている。

実効電圧検出回路１０８は、前記入力電圧Ｖ０の実効値（実効電圧ともいう）Ｖｒｍｓを検出するものである。この実効電圧検出回路１０８は、例えば図３に示すように、整流回路１０２に直列に接続されたチョークコイル１０８ａと、チョークコイル１０８ａの出力を充電するコンデンサ１０８ｂを備えたチョークインプット型の整流器からなる、このような実効電圧検出回路１０８では、入力電圧Ｖ０が図４（Ａ）に一点鎖線で示すような正弦波の場合であっても、図４（Ｂ）に破線で示すようなひずみ波であっても、コンデンサ１０８ｂの出力により実効値Ｖｒｍｓを検出できる。ただし、コンデンサ１０８ｂの出力にはリップルがあるため、検出電圧として使用するためにはＣＰＵのＡＤポートを使用する場合等では、平均化処理を行うのが良い。

電力制御部１０９は、ＩＧＢＴ駆動回路１０６を介してスイッチング素子１０５のオン・オフを制御することにより、定着装置３０の発熱体への供給電力を制御するものであり、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等により構成されている。

ところで、入力電圧Ｖ０がひずみ波である場合、ピーク電圧検出回路１０７により検出したピーク値Ｖｐを用い、Ｖｒｍｓ１＝Ｖｐ／√２で求めた実効値Ｖｒｍｓ１と、実際の実効値Ｖｒｍｓ２とは大きな差があり、Ｖｒｍｓ１＝Ｖｐ／√２で求めた実効値Ｖｒｍｓ１を基にスイッチング素子１０５の駆動信号のデューティ比を決定すると、精度の良い電力制御を行うことができない。

そこで、この実施形態では、電力制御部１０９には機能的に、波高率算出部１０９ａとデューティ決定部１０９ｂが設けられている。

波高率算出部１０９ａは、ピーク電圧検出回路１０７により検出された入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐと、実効電圧検出回路１０８により検出された入力電圧Ｖ０の実効値Ｖｒｍｓとから、
波高率＝Ｖｐ／Ｖｒｍｓ
の式により波高率を算出するものである。

デューティ決定部１０９ｂは、波高率算出部１０９ａにより算出された波高率と、入力電圧Ｖ０の実効値Ｖｒｍｓと、画像形成装置１の本体側から通知された定着装置３０の発熱体に供給すべき必要電力値とに基づいて、スイッチング素子１０５をオン・オフ制御する際の駆動信号のパルス幅を決定し、ひいてはデューティ比を決定するものである。この点については後述する。そして、電力制御部１０９は、前記決定されたデューティ比でＩＧＢＴ駆動回路１０６を介してスイッチング素子１０５を駆動する。

本体制御部２０の制御回路２１は、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を備え、電力制御部１０９に対して電力供給の開始指示や定着装置３０の必要電力値の指示を行う。

次に、この実施形態におけるスイッチング素子１０５に対する駆動信号のパルス幅（デューティ比）の決定方法について説明する。

図５は、定着装置３０側の必要電力値と駆動信号のパルス幅との関係を実測値に基づいて示したグラフであり、横軸に必要電力値、縦軸にパルス幅をそれぞれとったものである。なお、コイル１０３への入力電圧Ｖ０の大きさ（実効値）によって、必要電力値とパルス幅の関係が異なることから、複数本の特性が描かれている。

同図から明らかなように、必要電力値の大小は駆動信号のパルス幅の長短にほぼ比例している。また、入力電圧Ｖ０の実効値が大きいほど、同じパルス幅であっても供給できる電力値は大きくなる。

図５のグラフに示された特性を直線とみなすと、
パルス幅＝Ａ×必要電力値＋Ｂ （ただしＡ、Ｂは定数）
の式で表すことができる。なお、特性によっては二次式で近似して
パルス幅＝Ａ×（必要電力値）²＋Ｂ×必要電力値＋Ｃ （ただしＡ、Ｂ、Ｃは定数）
で表しても良い。

また、上記特性は入力電圧Ｖ０の実効値によって変化するから、
Ａ＝α×入力電圧の実効値＋α’ （ただしα、α’は定数）
Ｂ＝β×入力電圧の実効値＋β’ （ただしβ、β’は定数）
Ｃ＝γ×入力電圧の実効値＋γ’ （ただしγ、γ’は定数）
の式で表すことができる。

しかし、従来では上記の入力電圧Ｖ０の実効値として、入力電圧のピーク値Ｖｐ／√２の式により求めた値が用いられていた。このため、前述したように、入力電圧Ｖ０がひずみ波形であるような場合は実際の実効値とは大きな差があり、精度の良い電力制御を行うことができなかった。

しかも、入力電圧Ｖ０がひずんでピーク値Ｖｐが大きくなると、以下に示す理由によりスイッチング素子１０５が破壊される恐れがあった。

即ち、図６（Ａ）に示すように入力電圧Ｖ０が正弦波形である場合、同図（Ｂ）に入力電圧Ｖ０のピーク時における駆動信号の１パルスを拡大して示し、同図（Ｃ）に入力電圧Ｖ０のピーク時におけるコイル１０３へ流れる電流ＩＬ及びコンデンサ１０４の充電電圧Ｖｃ（スイッチング素子１０５の端子電圧）を示すように、駆動信号のパルスの立ち下がりの時点から、コンデンサ１０４にはコイル１０３からの充電が開始され、スイッチング素子１０５の端子電圧は徐々に上昇する。

入力電圧Ｖ０のピーク値をＶｐとすると、電流ＩＬの最大値ＩＬｍａｘ、電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘはそれぞれ
ＩＬｍａｘ＝Ｖｐ／（Ｒ＋ωＬ）
Ｖｃｍａｘ＝√(L/C)×［Ｖｐ／（Ｒ＋ωＬ）］²
となる。ただし、Ｒはコイル１０３の抵抗成分、Ｌはコイル１０３のインダクタンスである。

つまり、スイッチング素子１０５の端子電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘは入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐの二乗に比例する。

従って、図７（Ａ）のように、入力電圧がひずんでピーク値Ｖｐが大きくなると、同図（Ｃ）のように電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘも大きくなり、これがスイッチング素子１０５の破壊の原因となっていた。

そこで、この実施形態では、前述したパルス幅と必要電力値の関係式における定数Ａ、Ｂ及びＣを、
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
の式で算出する。

つまり、実効値検出回路１０８により検出された入力電圧Ｖ０の実効値の他に、入力電圧Ｖ０が正弦波形である場合の波高率√２と前記波高率算出部１０９ａで算出された入力電圧の実際の波高率との比である（√２／入力電圧の波高率）を用いて、定数Ａ、Ｂ及びＣを算出する。従って、入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐが大きく、波高率が正弦波の波高率である√２より大きい場合は、定数Ａ、Ｂ、Ｃの値が小さくなり、正弦波の場合に較べてパルス幅が短くデューティ比は小さくなる。パルス幅が短くなることで、コイル１０３に流れる電流ＩＬの最大値ＩＬｍａｘが小さくなり、スイッチング素子１０５の端子電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘも小さくなり、スイッチング素子１０５の破壊の危険性が低減される。逆に、入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐが小さく、波高率が正弦波の波高率である√２より小さい場合は、正弦波の場合に較べてパルス幅が長くデューティ比は大きくなり、供給電力値を従来よりも増大できる。

なお、スイッチング素子１０５の駆動信号の周期は、２０〜１００ｋＨｚ程度の範囲で一定値に適宜設定すればよい。また、一旦決定されたパルス幅（デューティ比）は、図８（Ａ）に示すように、正弦波状の交流電圧の整流後の少なくとも半波分、換言すれば整流後の入力電圧Ｖ０の一山分については、決定されたパルス幅（デューティ比）に固定して前記スイッチング素子１０５を制御するのが、制御の容易性、確実性の観点から望ましい。

なお、上記制御では、図８（Ｂ）のイメージ図に示すように、入力電圧が正弦波のときの供給電力よりも入力電圧にひずみか発生しているときの供給電力がやや少ない状態となる。しかし、パルス幅の決定に入力電圧Ｖ０の実際の実効値を用い、さらに入力電圧Ｖ０が正弦波形である場合の波高率と実際の波高率の比を用いてパルス幅が決定されるから、ピーク値Ｖｐの変動に起因するスイッチング素子１０５の破壊の危険性を低減しながら、精度の高い電力制御を行うことができる。

次に、この発明の他の実施形態を説明する。この実施形態では、入力電圧Ｖ０のひずみ状態に応じて、入力電圧Ｖ０の波形の一山分の中でパルス幅を変化させて、スイッチング素子１０５の制御を行うものである。

まず、図９（Ａ）に示すような、例えば発電機の劣化等による入力電圧Ｖ０の波形ひずみについて考察する。入力電圧Ｖ０が正弦波Ｖ０１である場合、実効値をＶｒｍｓとするとピーク値Ｖｐは√２Ｖｒｍｓとなる。また、同じ実効値Ｖｒｍｓであればピーク値Ｖｐが√３Ｖｒｍｓの波形Ｖ０２、ピーク値Ｖｐが２Ｖｒｍｓの波形Ｖ０３は、同図のようにひずんだ状態と推定される。

なお、図９（Ｂ）に一点鎖線で示す三角波Ｖ０４の波高率は√３、矩形波Ｖ０５の波高率は１である。

次に、ピーク値Ｖｐが√３Ｖｒｍｓのひずみ波形Ｖ０２について考えると、図９（Ｂ）に示すように、正弦波Ｖ０１とひずみ波形Ｖ０２の実効値が同じであれは、両波形には瞬時値の値が大きさで逆転するタイミングポイントＴ１、Ｔ２（ただしＴ１＜Ｔ２）が存在する。この逆転のタイミングポイントを分岐点という。

ここで、正弦波Ｖ０１を角度で表すと、半周期は０〜πで表される。正弦波Ｖ０１のピーク値Ｖｐの位置がπ／２のときとすると、前記正弦波Ｖ０１とひずみ波形Ｖ０２の分岐点Ｔ１、Ｔ２はピーク値Ｖｐの位置から等間隔で存在するが、分岐点Ｔ１・Ｔ２間の幅をπ／（波高率）²と想定する。したがって、図１０に示すように、ピーク値が√３Ｖｒｍｓのひずみ波形Ｖ０２の分岐点Ｔ１・Ｔ２間の幅はπ／３、ピーク値が２Ｖｒｍｓのひずみ波形Ｖ０３の分岐点Ｔ１・Ｔ２間の幅はπ／４となる。

このように、波高率つまりピーク電圧検出回路１０７と実効電圧検出回路１０８のそれぞれで検出された入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐと実効値Ｖｒｍｓとから、分岐点Ｔ１・Ｔ２の幅を算出する。

そして、このような分岐点の考え方を取り入れて、図１１（Ａ）のように、分岐点Ｔ１・Ｔ２間即ちＴ１＜ｔ＜Ｔ２では、前述した実施形態における
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
の式にて、パルス幅と必要電力値の関係式における定数Ａ、Ｂ及びＣを算出する。

一方、Ｔ１＞ｔ、ｔ＞Ｔ２では、
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋γ’
の式にて、パルス幅と必要電力値の関係式における定数Ａ及びＢを算出する。

従って、入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐが大きく、波高率が正弦波の波高率である√２より大きい場合、Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２においては定数Ａ、Ｂ、Ｃの値が小さくなり、図１１（Ａ）の駆動信号のイメージに示すように、正弦波の場合に較べてパルス幅が短くデューティ比は小さくなる。一方、Ｔ１＞ｔ、ｔ＞Ｔ２においては定数Ａ、Ｂ、Ｃの値が大きくなり、正弦波の場合に較べてパルス幅が長くデューティ比は大きくなる。

このように、分岐点Ｔ１、Ｔ２を境にデューティ比（パルス幅）を変更することにより、図１１（Ｂ）の電力のイメージ図に示すように、入力電圧Ｖ０による供給電力を正弦波の場合の供給電力とほぼ同等にすることができ、精度の高い電力制御を行うことができる。

だだ、上記の場合、分岐点Ｔ１、Ｔ２の前後で急にデューティ比が変更されることから、これを防止するため次のような制御を行うのが良い。

即ち、図１２（Ａ）に示すよううに、分岐点Ｔ１及びＴ２をそれぞれ含むＴ１及びＴ２の前後の一定の期間II、IIと、Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２における前記期間IIを除く期間IIIと、Ｔ１＞ｔ、ｔ＞Ｔ２における前記期間IIを除く期間Iとに分ける。そして、期間I→期間II→期間III→期間II→期間Iと経過する過程において、期間Iでは、
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×入力電圧の波高率／√２）＋γ’
の式にて、パルス幅と必要電力値の関係式における定数Ａ及びＢを算出する。期間IIでは、
Ａ＝（α×入力電圧の実効値）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値）＋γ’
の式により、正弦波の場合と同じパルス幅とする。また、期間IIIでは、
Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
の式により、パルス幅を算出する。

これにより、図１２（Ａ）の駆動信号のイメージに示すように、期間I→期間II→期間III→期間II→期間Iと経過する過程で、デューティ比を円滑に変化させることができるとともに、図１２（Ｂ）の電力イメージ図に示すように、入力電圧Ｖ０による供給電力を正弦波の場合の供給電力と同等にすることができ、さらに精度の高い電力制御を行うことができる。

なお、ＣＰＵ等によりパルス幅をステップで決定する場合、分岐点Ｔ１、Ｔ２までのパルス数とパルス幅を計算して変動するステップを決めると、スムーズなパルス幅とすることができる。

また、波高率が√２以下の入力電圧Ｖ０の場合であっても、パルス幅の長さが逆になるだけであり、前記式に基づいてパルス幅を決定すればよい。

図１３は、電力制御部１０９によるスイッチング素子１０５の駆動信号を決定するための動作を示すフローチャートである。

ステップＳ０１では、定着装置３０側の必要電力値を画像形成装置１の本体制御部２０の制御回路２１から受信し、ステップＳ０２で、実効電圧検出回路１０８により入力電圧Ｖ０の実効値Ｖｒｍｓを検出し、ステップＳ０３で、ピーク電圧検出回路１０７により入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐを検出する。

次に、ステップＳ０４で波高率を算出した後、ステップＳ０５で分岐点Ｔ１，Ｔ２を算出し、さらにステップＳ０６で、期間I、期間II、期間IIIのそれぞれのパルス幅（デューティ比）を算出し、ステップＳ０７でスイッチング素子１０５に対する駆動信号（制御ＰＷＭ信号）を決定する。

以上の実施形態では、誘導加熱装置１０に実効電圧検出回路１０８を設けた場合を示したが、実効電圧検出回路１０８は画像形成装置１の直流電源装置に一般に備えられている場合が多い。

そこで、この直流電源装置に備えられている実効電圧検出回路を誘導加熱装置１０の一部として兼用しても良い。

この場合の画像形成装置１の要部の構成を図１４のブロック図に示す。この画像形成装置１は商用電源１０１からの交流電圧を整流して画像形成装置１内の直流負荷２３に直流電力を供給するための直流電源装置２２を備え、この直流電源装置２２には、整流後の入力電圧Ｖ０の実効値Ｖｒｍｓを検出するための実効電圧検出回路１０８が備えられている。

この実効電圧検出回路１０８で検出された実効値Ｖｒｍｓは本体制御部２０の制御回路２１へ入力され、制御回路２１から定着装置３０への必要電力値の情報と共に、誘導加熱装置１０の電力制御部１０９へ送信される。誘導加熱装置１０は、該加熱装置１０内にあるピーク電圧検出回路１０７で検出された入力電圧Ｖ０のピーク値Ｖｐと、前記本体制御部２０の制御回路２１から送信されてきた実効値Ｖｒｍｓとから波高率を算出し、さらにはパルス幅（デューティ比）を算出する。

なお、画像形成装置１の直流電源装置２２に備えられている実効電圧検出回路１０８により実効値Ｖｒｍｓを検出する場合、図１５（Ａ）に示すように装置内の直流負荷２３が定格付近にあるときの整流電圧の実効値を用いることが望ましい。負荷率によっては同図（Ｂ）に示すように整流電圧がずれて精度の高い実効値Ｖｒｍｓを検出できないおそれがあるからである。

１ 画像形成装置
１０ 誘導加熱装置
２０ 本体制御部
２１ 制御回路
２２ 直流電源装置
３０ 定着装置
１０１ 商用電源
１０２ 全波整流回路
１０３ コイル
１０４ コンデンサ
１０５ スイッチング素子
１０７ ピーク電圧検出回路
１０８ 実効電圧検出回路

Claims (10)

1. 定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、
   前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、
   前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、
   前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、
   前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、
   を備え、
   前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、入力電圧波形のうち、正弦波状の交流電圧の整流後の半波分において、前記入力電圧の波形と入力電圧が正弦波形である場合の波形とが交差する２つのタイミングをＴ１及びＴ２（ただしＴ１＜Ｔ２）としたときに、Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２である時刻ｔにおいては、前記決定したデューティ比で前記スイッチング素子を制御し、ｔ＜Ｔ１及びＴ２＜ｔである時刻ｔにおいては、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と入力電圧の実際の波高率との逆比を用いて決定したデューティ比で前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
2. ｔ＝Ｔ１、ｔ＝Ｔ２である時刻ｔを含むｔの前後の時間領域においては、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合のデューティ比で前記スイッチング素子を制御する請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 入力電圧が正弦波形である場合の波高率と前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定する場合、デューティ比におけるパルス幅は、以下の式によって算出される請求項１または２に記載の誘導加熱装置。
   パルス幅＝Ａ×必要電力値＋Ｂ
   Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
   Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
   ただし、α、α’、β及びβ’は定数。
4. 入力電圧が正弦波形である場合の波高率と前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定する場合、デューティ比におけるパルス幅は、以下の式によって算出される請求項１〜３のいずれかに記載の誘導加熱装置。
   パルス幅＝Ａ×必要電力値の２乗＋Ｂ×必要電力値＋Ｃ
   Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
   Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
   Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
   ただし、α、α’、β、β’、γ及びγ’は定数。
5. 定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、
   前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、
   前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、
   前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、
   前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、
   を備え、
   前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、前記デューティ比におけるパルス幅を、以下の式によって算出することを特徴とする誘導加熱装置。
   パルス幅＝Ａ×必要電力値＋Ｂ
   Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
   Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
   ただし、α、α’、β及びβ’は定数。
6. 定着装置の発熱体を加熱するための誘導加熱用のコイルであって、正弦波状の交流電圧の整流後の入力電圧が印加されるコイルと、
   前記コイルに直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記入力電圧のピーク値を検出するピーク電圧検出手段と、
   前記入力電圧の実効値を検出する実効電圧検出手段と、
   前記ピーク電圧検出手段により検出された入力電圧のピーク値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値とから、前記入力電圧の波高率を算出する波高率算出手段と、
   前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を制御することにより、前記定着装置側への供給電力を制御する電力制御手段と、
   を備え、
   前記電力制御手段は、前記定着装置側への必要電力値と、前記実効電圧検出手段により検出された入力電圧の実効値と、入力電圧が正弦波形である場合の波高率と、前記波高率算出手段により算出された入力電圧の実際の波高率との比を用いて、前記スイッチング素子のオン・オフのデューティ比を決定すると共に、前記デューティ比におけるパルス幅を、以下の式によって算出することを特徴とする誘導加熱装置。
   パルス幅＝Ａ×必要電力値の２乗＋Ｂ×必要電力値＋Ｃ
   Ａ＝（α×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋α’
   Ｂ＝（β×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋β’
   Ｃ＝（γ×入力電圧の実効値×√２／入力電圧の波高率）＋γ’
   ただし、α、α’、β、β’、γ及びγ’は定数。
7. 前記電力制御手段は、入力電圧波形のうち、正弦波状の交流電圧の整流後の少なくとも半波分については、前記決定されたデューティ比に固定して前記スイッチング素子を制御する請求項５または６に記載の誘導加熱装置。
8. 前記電力制御手段は、前記波高率算出手段で算出された入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも大きい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比を小さくし、入力電圧の実際の波高率が、入力電圧が正弦波形である場合の波高率よりも小さい場合は、入力電圧の実際の波高率と正弦波形である場合の波高率が同じである場合に較べてデューティ比を大きくする請求項１〜７のいずれかに記載の誘導加熱装置。
9. 発熱体を有する定着装置と、前記発熱体を加熱するための請求項１〜８のいずれかに記載の誘導加熱装置とを備えたことを特徴とする画像形成装置。
10. 交流電圧を整流して画像形成装置本体の各部へ供給する直流電源装置を備え、
    前記誘導加熱装置の実効電圧検出手段は前記直流電源装置に備えられている請求項９に記載の画像形成装置。

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