JP2017118666A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源を整流した直流電流を複数のスイッチング素子を用いてスイッチングする直流電源装置において、瞬時電流がゼロクロス点から徐々に大きくなる付近で発生するスイッチング損失を低減させる。
【解決手段】直流電圧が予め定めた目標電圧となるように入力電流の目標電流を決定し、目標電流を分割した分割目標電流をＰＷＭ制御部毎に設定する目標電流設定部３０と、入力電流を分割目標電流に対応して分割した複数の分割電流を出力する電流分割部２０とを備え、それぞれのＰＷＭ制御部Ａ〜Ｃは、分割電流が分割目標電流になるようにスイッチング信号をＰＷＭ制御して出力する。また、目標電流設定部３０は、目標電流の瞬時値の大きさの範囲に対応して分割目標電流を生成して出力し、電流分割部２０は、入力電流の瞬時値の大きさの範囲に対応して分割電流を生成して出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のスイッチング素子を備えた直流電源装置に係わり、より詳細には、このスイッチング素子の損失を低減させる構成に関する。

従来、複数のスイッチング素子を備えた直流電源装置において電力損失を低減するものとして、例えば特許文献１に記載されている技術が開示されている。

図５は特許文献１の複写機に搭載されている直流電源装置２００である。
直流電源装置２００は、接続端子２０１，２０２，２０３，２０４、ダイオードブリッジＤ１、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランスＴ１、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３（スイッチング素子）、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５，Ｒ６、フォトカプラＰＣ１、及びスイッチング制御部２０５を備えている。

接続端子２０３，２０４は、商用交流電源ＡＣに接続される接続端子である。そして、接続端子２０３，２０４に印加された交流電圧が、ダイオードブリッジＤ１で整流された後、コンデンサＣ１で平滑される。そして、コンデンサＣ１の両端電圧が、トランスＴ１の一次巻線とＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３の並列回路との直列回路に印加される。

ＦＥＴＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１とダイオードＤ３の並列回路を介してスイッチング制御部２０５に接続されている。ＦＥＴＱ２のゲートは、抵抗Ｒ２とダイオードＤ４の並列回路を介してスイッチング制御部２０５に接続されている。ＦＥＴＱ３のゲートは、抵抗Ｒ３とダイオードＤ５の並列回路を介してスイッチング制御部２０５に接続されている。そして、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５のカソード側が、スイッチング制御部２０５に接続されている。

これにより、スイッチング制御部２０５からの制御信号に応じてＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３がオンオフすると、トランスＴ１の一次巻線に高周波電流が流れて、電磁結合によりトランスＴ１の二次巻線に高周波電圧が誘起される。トランスＴ１の二次巻線に誘起された高周波電圧は、ダイオードＤ２で整流された後、コンデンサＣ２で平滑されて、直流電圧が生成される。

また、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３のターンオフ時には、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５によってゲート電荷が放電されて、ターンオフ時間が短縮される結果、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３のスイッチング損失が低減されるようになっている。

この直流電圧が電源電圧Ｖｏｐとして、接続端子２０１を介して複写機の各部へ供給されるようになっている。
また、電源電圧Ｖｏｐは、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路で分圧される。そして、その分圧電圧が、フォトカプラＰＣ１を介してスイッチング制御部２０５へ出力される。これにより、電源電圧Ｖｏｐがスイッチング制御部２０５にフィードバックされるので、スイッチング制御部２０５は、フィードバックされた電圧が予め設定された目標値に近づくように、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３をオンオフさせるデューティ比を変化させることで、電源電圧Ｖｏｐを予め設定された一定の電圧にするようになっている。

また、スイッチング制御部２０５は、接続端子２０２を介して受け付けられた信号Ｓｐｗに応じて、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３のうち直流電圧のスイッチングに用いるＦＥＴの数を決定する。信号Ｓｐｗは複写機の負荷の大きさを示すものであり、スイッチング制御部２０５は、入力された信号Ｓｐｗが示す複写機の負荷が大きくなるに従って、例えば消費電力が少ない待機状態から、消費電力が中程度となる原稿読取動作を開始した状態、さらに、これに加えて印刷動作を開始した高消費電力の状態に移行するに従って、ＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３のうち直流電圧のスイッチングに用いるＦＥＴの数を増やして並列動作させるようになっている。これにより、消費電力が少ない場合にスイッチングに用いるＦＥＴの数を減らすことで、無駄なスイッチング損失を低減することができる。

しかしながら、特許文献１の方法は複写機の運転状態による負荷の変動に対応、つまり、数秒から数分間の比較的長い期間で変化する負荷に対応してスイッチングに用いるＦＥＴの数を可変するようになっているが、これを例えば数十ｋＨｚ（キロヘルツ）のキャリア周波数で動作するＰＦＣコンバータに応用した場合、比較的長い期間で変化する負荷の変動に対応するだけでは低減できないスイッチング損失がある。

具体的にはこのＰＦＣコンバータの負荷が大きくて複数のスイッチング用ＦＥＴを並列に動作させている場合であっても、瞬時電流は電源周波数の半周期毎に増減を繰り返している。この瞬時電流がゼロクロス点から徐々に大きくなる付近は、全てのＦＥＴを同時に動作させる必要がない大きさの瞬時電流であるにもかかわらず、この近辺でも複数のＦＥＴを同時に動作させることでスイッチング損失が大きくなる問題が有った。

特開２００９−２７８８３６号公報（第７−９頁、図３）

本発明は以上述べた問題点を解決し、交流電源を整流した直流電流を複数のスイッチング素子を用いてスイッチングする直流電源装置において、瞬時電流がゼロクロス点から徐々に大きくなる付近で発生するスイッチング損失を低減させることを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とスイッチング素子を備えた複数のスイッチング部と、前記交流電源からの入力電流を検出して出力する電流検出部と、前記平滑コンデンサ両端の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、ＰＷＭ変調したスイッチング信号で前記スイッチング部を駆動する制御部とを備え、
前記整流器の正極に前記スイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記スイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記スイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、
前記制御部を構成し、前記複数のスイッチング部に対応する前記スイッチング信号を出力する複数のＰＷＭ制御部と、
前記直流電圧が予め定めた目標電圧となるように前記入力電流の目標電流指令を決定し、予め定めた瞬時電流の大きさの範囲である制御対象電流範囲に従って前記目標電流指令を分割した分割目標電流を前記複数のＰＷＭ制御部のそれぞれに出力する目標電流設定手段と、
前記制御対象電流範囲に対応して前記入力電流を分割した複数の分割電流を出力する電流分割手段とを備え、
前記複数のＰＷＭ制御部は、対応する前記分割目標電流と前記分割電流がそれぞれ入力され、前記分割電流が前記分割目標電流になるように前記スイッチング信号をＰＷＭ変調して出力し、
前記入力電流の瞬時電流が大きくなるに従って複数の前記スイッチング部が順次スイッチングを開始する。

以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、交流電源を整流した直流電流を複数のスイッチング素子を用いてスイッチングする直流電源装置において、瞬時電流がゼロクロス点から徐々に大きくなる付近で発生するスイッチング損失を低減させることができる。

本発明による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。 目標電流設定部の内部を示すブロック図である。 目標電流設定部の動作を説明する説明図である。 目標電流テーブルの内容を示す一例である。 従来の直流電源装置を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１は本発明による直流電源装置であるＰＦＣコンバータ１（電流連続モードで動作）の実施例を示すブロック図である。このＰＦＣコンバータ１は、図示しない交流電源が接続される入力端１５ａと入力端１５ｂと、直流電圧が出力される出力端１１ａと出力端１１ｂと、入力端１５ａと入力端１５ｂに接続された交流電源を整流する整流器２と、出力端１１ａと出力端１１ｂの間に接続された平滑コンデンサ７と、入力端３ｅと信号入力端３ｈと出力端３ｆと共通端３ｇを備えた第１スイッチング部３と、入力端４ｅと信号入力端４ｈと出力端４ｆと共通端４ｇとを備えた第２スイッチング部４と、入力端５ｅと信号入力端５ｈと出力端５ｆと共通端５ｇとを備えた第３スイッチング部５を備えている。

そして、整流器２の正極に第１スイッチング部３の入力端３ｅと第２スイッチング部４の入力端４ｅと第３スイッチング部５の入力端５ｅが、整流器２の負極に第１スイッチング部３の共通端３ｇと第２スイッチング部４の共通端４ｇと第３スイッチング部５の共通端５ｇと平滑コンデンサ７の負極端がそれぞれ接続されている。また、第１スイッチング部３の出力端３ｆと第２スイッチング部４の出力端４ｆと第３スイッチング部５の出力端５ｆに平滑コンデンサ７の正極端が接続されている。
このように、第１スイッチング部３と第２スイッチング部４と第３スイッチング部５は並列に接続されている。

一方、第１スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号ａによりオン／オフするスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ３ｃを備えている。このＭＯＳ−ＦＥＴ３ｃのドレイン端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、ソース端子は共通端３ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端３ｈに接続されている。

同様に、第２スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号ｂによりオン／オフするスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ４ｃを備えている。このＭＯＳ−ＦＥＴ４ｃのドレイン端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、ソース端子は共通端４ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端４ｈに接続されている。

同様に、第３スイッチング部５は、入力端５ｅに一端が接続されたインダクタ５ａと、同インダクタ５ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端５ｆに接続されたダイオード５ｂと、インダクタ５ａの他端と共通端５ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号ｃによりオン／オフするスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ５ｃを備えている。このＭＯＳ−ＦＥＴ５ｃのドレイン端子はインダクタ５ａの他端に接続され、また、ソース端子は共通端５ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端５ｈに接続されている。

また、ＰＦＣコンバータ１は、入力端１５ａと入力端１５ｂに印加される交流電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス点信号を出力するゼロクロス点検出部１２と、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出して直流電圧信号として出力する直流電圧検出部６と、入力端１５ｂと整流器２との間に直列に接続されて入力電流を検出して瞬時電流信号として出力する電流検出部１０を備えている。なお、電流検出部１０から出力される瞬時電流信号は整流された脈流電圧に変換されており、０〜３０アンペアの瞬時電流に対応して０〜３ボルトの電圧が出力される。

さらに、ＰＦＣコンバータ１は、ローテーション割当部１３と、電流分割部２０（電流分割手段）と、目標電流設定部３０（目標電流設定手段）と、第１スイッチング部３と第２スイッチング部４と第３スイッチング部５と、ＰＷＭ制御部Ａ１６とＰＷＭ制御部Ｂ１７とＰＷＭ制御部Ｃ１８を備えている。なお、各スイッチング部と各ＰＷＭ制御部は、それぞれのいずれか１つずつが割り当てられて一組となり、各ＰＷＭ制御部は各スイッチング部を制御する。

目標電流設定部３０は直流電圧信号とゼロクロス点信号と瞬時電流信号が入力され、入力電源の周期の半周期毎、ここでは電源周波数が５０ヘルツであるため１０ｍＳ（ミリセカンド）毎に、直流電圧が予め定めた目標電圧になるように次の半周期の入力電流（正弦波の目標電流指令）を決定する。そして、目標電流設定部３０は、この決定された振幅３０Ａ（アンペア）の正弦波の目標電流指令を１０Ａ毎に３つの目標電流指令に分割した分割目標電流Ａと分割目標電流Ｂと分割目標電流Ｃを生成する。そして、目標電流設定部３０は、分割目標電流ＡをＰＷＭ制御部Ａ１６へ、分割目標電流ＢをＰＷＭ制御部Ｂ１７へ、分割目標電流ＣをＰＷＭ制御部Ｃ１８へそれぞれ出力する。なお、目標電流設定部３０の構成と動作については後で詳細に説明する。

電流分割部２０は振幅３０Ａの瞬時電流と対応する０〜３ボルトの瞬時電流信号が入力されている。電流分割部２０は振幅３Ｖ（ボルト）の瞬時電流信号を１Ｖ毎に３つの瞬時電流信号に分割し、分割電流信号Ａと分割電流信号Ｂと分割電流信号Ｃを生成する。そして、電流分割部２０は分割電流信号ＡをＰＷＭ制御部Ａ１６へ、分割電流信号ＢをＰＷＭ制御部Ｂ１７へ、分割電流信号ＣをＰＷＭ制御部Ｃ１８へそれぞれ出力する。
なお、電流分割部２０の構成と動作については後で詳細に説明する。なお、本実施例では入力電流と目標電流指令の瞬時電流に関して、０〜１０Ａ以下の範囲を制御対象電流範囲Ａ、１０Ａを超えて、かつ、２０Ａ以下の範囲を制御対象電流範囲Ｂ、２０Ａを超え、かつ、３０Ａ以下を制御対象電流範囲Ｃと呼称する。また、これらの制御対象電流範囲はスイッチング部の個数と同じ数の範囲に予め分割されている。

そして、各分割目標電流と各分割電流信号が入力された各ＰＷＭ制御部は、現在入力されている分割電流信号が分割目標電流になるようにＰＷＭ変調されたスイッチング信号Ａ〜Ｃをローテーション割当部１３へ出力する。ローテーション割当部１３は、スイッチング信号ａを第１スイッチング部３の信号入力端３ｈに、スイッチング信号ｂを第２スイッチング部４の信号入力端４ｈに、スイッチング信号ｃを第３スイッチング部５の信号入力端５ｈにそれぞれ出力している。
ローテーション割当部１３は入力されたスイッチング信号Ａ〜Ｃをスイッチング信号ａ〜ｃに対応させて割り当て、電源周期の半周期毎にこの割り当てを順次ローテーションする。

例えばローテーション割当部１３は現在の電源周期の半周期の間、スイッチング信号Ａをスイッチング信号ａに、スイッチング信号Ｂをスイッチング信号ｂに、スイッチング信号Ｃをスイッチング信号ｃにそれぞれ割り当てている場合、次の電源周期の半周期の間、スイッチング信号Ａをスイッチング信号ｂに、スイッチング信号Ｂをスイッチング信号ｃに、スイッチング信号Ｃをスイッチング信号ａに、それぞれ割り当てる。このようにスイッチング信号と、これで駆動されるスイッチング部の割り当てを順次ローテーションすることにより、特定のスイッチング部内部のＭＯＳ−ＦＥＴのみが発熱することなく、すべてのＭＯＳ−ＦＥＴの発熱を均等化することができる。

電流分割部２０は、電圧クリップ部Ａ２１と電圧オフセット部Ｂ２２と電圧クリップ部Ｂ２３と電圧オフセット部Ｃ２４を備えている。電圧クリップ部Ａ２１と電圧オフセット部Ｂ２２と電圧オフセット部Ｃ２４には０〜３０Ａの入力電流の瞬時電流と対応して０〜３ボルトの瞬時電流信号が入力されており、電圧オフセット部Ｂ２２の出力は電圧クリップ部Ｂ２３の入力に接続されている。

電圧クリップ部Ａ２１は、０〜３Ｖの瞬時電流信号の電圧のうち１ボルトを超える部分をクリップする。この結果、電圧クリップ部Ａ２１は瞬時電流の制御対象電流範囲Ａと対応する０〜１ボルトの電圧を示す分割電流信号ＡをＰＷＭ制御部Ａ１６へ出力する。

電圧オフセット部Ｂ２２は、０〜３ボルトの瞬時電流信号を−１ボルトオフセットして０ボルト以上の電圧になった時だけ電圧クリップ部Ｂ２３へ出力する。また、電圧クリップ部Ｂ２３は、１ボルトを超える部分をクリップする。この結果、電圧クリップ部Ｂ２３は瞬時電流の制御対象電流範囲Ｂと対応する０〜１ボルトの分割電流信号ＢをＰＷＭ制御部Ｂ１７へ出力する。

電圧オフセット部Ｃ２４は、０〜３ボルトの瞬時電流信号を−２ボルトオフセットして０ボルト以上の電圧になった時だけ信号を出力する。この結果、電圧オフセット部Ｃ２４は、瞬時電流の制御対象電流範囲Ｃと対応する０〜１ボルトの電圧を示す分割電流信号ＣをＰＷＭ制御部Ｃ１８へ出力する。

一方、目標電流設定部３０は、直流電圧信号と瞬時電流信号とゼロクロス点信号が入力され、電源周期の半周期毎に瞬時電流のピーク値を検出するピーク電流検出部３４（ピーク電流検出手段）と、目標ピーク電流算出部３５（目標ピーク電流算出手段）と、０．１ｍＳ（ミリセカンド）毎に時刻を出力するタイマー部３６（計時手段）と、目標電流算出部Ａ３１（目標電流算出手段）と、目標電流算出部Ｂ３２（目標電流算出手段）と、目標電流算出部Ｃ３３（目標電流算出手段）と、目標電流テーブル管理部３７（目標電流テーブル管理手段）を備えている。

ピーク電流検出部３４は、瞬時電流信号が入力され、入力されたゼロクロス点信号がハイレベル／ローレベルのいずれかに変化した時、つまり、電源周期の半周期の開始から入力された瞬時電流信号のピークを監視し、半周期でのピーク電流を検出するとピーク電流値を目標ピーク電流算出部３５へ出力する。

目標ピーク電流算出部３５はピーク電流値と直流電圧信号が入力されており、直流電圧と予め目標ピーク電流算出部３５内部に記憶している目標電圧値との電圧差がなくなるように次の半周期における入力電流である目標電流指令を算出するために必要な目標ピーク電流を算出する。なお、目標電圧値はＰＦＣコンバータ１の定格出力電圧を示しており、ＰＦＣコンバータ１は入力電圧や接続される負荷の変動が有った場合でも、この出力電圧を維持するように動作する。

目標ピーク電流算出部３５は直流電圧と目標電圧値との電圧差が小さくなるように、電源周期の次の半周期に流す入力電流値を算出するための瞬時電流の目標ピーク電流値を次の式１を用いて算出する。なお、Ｐｎｅｘｔ：電源周期の次の半周期に流す瞬時電流の目標ピーク電流値( 単位: アンペア) 、Ｐ：現在の半周期で検出したピーク電流値( 単位: アンペア) 、ｋ：係数（直流電圧と目標電圧の関係が瞬時電流の大きさに与える係数）、Ｖ：現在の直流電圧値( 単位: ボルト) 、Ｖｒｅｆ：目標電圧値( 単位: ボルト)

Ｐｎｅｘｔ＝Ｐ・ｋ・（Ｖｒｅｆ／Ｖ）・・・・式１

例えば、現在の半周期で検出したピーク電流値：Ｐが２３Ａ、係数：ｋが１．０３、現在の直流電圧値：Ｖが３６０Ｖ、目標電圧値：Ｖｒｅｆが３８０Ｖの場合、目標ピーク電流算出部３５は式１を用いて、
Ｐｎｅｘｔ＝２３Ａ×１．０３×（３８０Ｖ／３６０Ｖ）＝２５Ａ
と算出する。そして目標ピーク電流算出部３５はこの値を各目標電流算出部へ出力する。なお、式１と係数と目標電圧値は目標ピーク電流算出部３５に予め記憶されている。

次に各目標電流算出部が使用する次の半周期に流す瞬時電流値の算出方法について説明する。なお、Ｉｎｅｘｔ: 次の半周期に流す瞬時電流値( 単位: アンペア) 、Ｐｎｅｘｔ：電源周期の次の半周期に流す瞬時電流の目標ピーク電流値、ｆ：電源周波数（単位: ヘルツ、この実施例では５０Ｈｚ）、ｔ：時刻( 単位: 秒) である。

Ｉｎｅｘｔ＝Ｐｎｅｘｔ・Ｓｉｎ（２πｆｔ）・・・・式２

各目標電流算出部は、入力した目標ピーク電流値を式２に代入し、ｔ＝０．０００〜ｔ＝０．０１０Ｓの次の半周期における目標電流指令を算出する。なお、式２と電源周波数の値は各目標電流算出部に予め記憶されている。
各目標電流算出部は目標ピーク電流算出部３５が算出した目標ピーク電流値：Ｐｎｅｘｔと式２を用いて次の周期の目標電流指令を各目標電流算出部の担当する電流の大きさの範囲、つまり、前述した制御対象電流範囲に従って算出する。

各目標電流算出部は算出する目標電流指令の０〜３０Ａのうち、瞬時電流の大きさで分割された制御対象電流範囲Ａと制御対象電流範囲Ｂと制御対象電流範囲Ｃの目標電流指令である分割目標電流を算出する。具体的には目標電流算出部Ａ３１は、図３（２）に示す制御対象電流範囲Ａに関して図３（７）に示す分割目標電流値Ａを０．０００１Ｓ単位で求める。図３（７）において目標電流算出部Ａ３１は、Ｔ０〜Ｔ６に関して式２を用いて算出するが、算出結果が１０Ａを超える部分、つまり、Ｔ１〜Ｔ５はＩｎｅｘｔ＝１０Ａとする。目標電流算出部Ａ３１は求めた分割目標電流値Ａを、０．０００１Ｓ毎のデータとして目標電流テーブル管理部３７へ出力する。

目標電流算出部Ｂ３２は、図３（２）に示す目標電流指令の制御対象電流範囲Ｂに関して図３（６）に示す０〜１０Ａの分割目標電流値Ｂを０．０００１Ｓ単位で求める。図３（６）において目標電流算出部Ｂ３２は、Ｔ０〜Ｔ６に関して式２を用いて電流を算出するが、算出結果が２０Ａを超える部分、つまり、Ｔ２〜Ｔ４はＩｎｅｘｔ＝２０Ａとする。そして、目標電流算出部Ｂ３２は、求めた結果から目標電流算出部Ａ３１の受け持ちである１０Ａ分を減じた値を分割目標電流値Ｂとする。なお、目標電流算出部Ｂ３２は分割目標電流値Ｂを出力する場合、マイナスの値はすべて０Ａの値にして出力する。

目標電流算出部Ｃ３３は、図３（２）に示す制御対象電流範囲Ｃに関して図３（５）に示す０〜１０Ａの分割目標電流値Ｃを０．０００１Ｓ単位で求める。図３（５）において目標電流算出部Ｃ３３は、Ｔ０〜Ｔ６に関して式２を用いて算出し、算出した結果から目標電流算出部Ａ３１と目標電流算出部Ｂ３２の受け持ち合計である２０Ａ分を減じた値を分割目標電流値Ｃとする。また、目標電流算出部Ｃ３３は分割目標電流値Ｃを出力する場合、マイナスの値はすべて０Ａの値にして出力する。目標電流算出部Ｃ３３はこの分割目標電流値Ｃを、０．０００１Ｓ毎のデータとして目標電流テーブル管理部３７へ出力する。

目標電流テーブル管理部３７は目標電流テーブル３７ａと目標電流テーブル３７ｂの２つのテーブルを備えており、入力された各分割目標電流値を一方のテーブルに書き込んでいる間、他方のテ−ブルから格納されている各分割目標電流値を読み出して出力する。この２つのテーブルは入力されたゼロクロス点信号が変化するたび、つまり、電源周期の半周期毎にテーブルへの書き込みと読み出し対象となるテーブルを目標電流テーブル管理部３７が交互に切り替える。このようにして現在の半周期で書き込まれた各分割目標電流値が次の半周期で読み出されている最中であっても、さらに次の半周期で使用する各分割目標電流値を並行して書き込むことができる。

図４はこのようにして一方のテーブルに書き込まれた各分割目標電流値を示す半周期分の目標電流テーブルである。横方向には時刻（単位：Ｓ）、分割目標電流Ａ（単位：Ａ）、分割目標電流Ｂ（単位：Ａ）、分割目標電流Ｃ（単位：Ａ）の項目があり、縦方向は時刻が０．０００１Ｓ（０．１ｍＳ）毎に区分されている。同じ時刻の各分割目標電流値を合計すると式２で算出したＩｎｅｘｔ、つまり、次の半周期に流す瞬時電流値（目標電流指令）となる。また、Ｔ１とＴ５、Ｔ２とＴ４はＩｎｅｘｔがそれぞれ１０Ａ、２０Ａとなる時刻を、また、Ｔ３はＩｎｅｘｔがピークとなる時刻である。なお、Ｔ０は半周期の開始をＴ６は半周終了を示す時刻である。

タイマー部３６は入力されたゼロクロス点信号が変化するたび、つまり、電源周期の半周期毎に０．００００〜０．００９９Ｓ（０〜９．９ｍＳ）の時刻を目標電流テーブル管理部３７へ出力する。目標電流テーブル管理部３７はこの入力された時刻に対応して格納されている分割目標電流Ａ〜分割目標電流Ｃの３つの分割目標電流をぞれぞれの電流と対応するＰＷＭ制御部Ａ〜ＰＷＭ制御部Ｃに出力する。

そして各ＰＷＭ制御部は出力するスイッチング信号のオンデューティを、分割目標電流＜分割電流の場合、現在出力しているオンデューティよりも小さくし、分割目標電流＞分割電流の場合、現在出力しているオンデューティよりも大きくし、分割目標電流＝分割電流の場合、現在出力しているオンデューティと同じ値にして出力する。この結果、各スイッチング部の動作により流れる電流の合計である入力電流は目標電流指令とほぼ同じに制御される。

図３は目標電流設定部３０の動作を説明する説明図である。
図３の横軸は時間を、縦軸の図３（１）は交流電圧を、図３（２）は瞬時電流信号を、図３（３）はセロクロス点信号を、図３（４）は直流電圧を、図３（５）は分割目標電流Ｃを、図３（６）は分割目標電流Ｂを、図３（７）は分割目標電流Ａを、図３（８）目標電流テーブル管理部３７動作を、図３（９）はピーク電流検出部３４の動作を、図３（１０）は目標電流設定部３０の動作をそれぞれ示している。なお、ｔ０〜ｔ１６とＴ０〜Ｔ６はそれぞれ時刻を示している。また、瞬時電流信号は電圧信号であるが、説明の都合上、対応する瞬時電流（単位：Ａ）を併記している。実際の瞬時電流信号は０〜３０Ａの瞬時電流に対応して０〜３Ｖの信号となる。

図３（１）に示すようにＰＦＣコンバータ１に入力される交流電源の周波数が５０Ｈｚであるため、ｔ０〜ｔ１０とｔ１０〜ｔ１６の半周期がそれぞれ１０ｍＳとなっている。そして電流検出部１０で検出されて整流された図３（２）に示す瞬時電流信号は目標電流指令と同じくほぼ正弦波となっている。
また、図３（３）に示すゼロクロス点信号は交流電圧のセロクロス点でローレベルからハイレベル、又は、ハイレベルからローレベルに変化している。

一方、図３（４）に示す直流電圧は負荷の変動や入力電圧の変動などにより、ｔ１の時点で点線で示す目標電圧（３８０Ｖ）に対して３６０Ｖであり２０Ｖ低下した電圧となっている。なお、このｔ１でのピーク電流値はＰ＝２３Ａである。ピーク電流検出部３４はｔ１でピーク電流値Ｐを検出すると、これを目標ピーク電流算出部３５へ出力し、目標ピーク電流算出部３５はこのピーク電流値Ｐ＝２３Ａと、これが入力された時の直流電圧＝３６０Ｖから前述したように式１を用いて目標ピーク電流値：Ｐｎｅｘｔ＝２５Ａを算出し、目標電流算出部Ａ〜Ｃへ出力する。

一方、これらの値が入力されると各目標電流算出部はＴ０〜Ｔ６の分割目標電流を算出する。この結果、目標電流算出部Ｃ３３は図３（５）に示す分割目標電流Ｃを、目標電流算出部Ｂ３２は図３（６）に示す分割目標電流Ｂを、目標電流算出部Ａ３１は図３（７）に示す分割目標電流Ａをそれぞれ算出し、目標電流テーブル管理部３７の目標電流テーブル３７ｂへ書き込む。

目標電流テーブル管理部３７はゼロクロス点信号がハイレベルからローレベルに変化したｔ１０でデータを読み出すテーブルを目標電流テーブル３７ａから目標電流テーブル３７ｂに切り換える。そして、目標電流テーブル管理部３７はタイマー部３６から出力される時刻、ｔ＝０．００００、０．０００１、０．０００２、・・・・と対応して、図４に示す目標電流テーブルの分割目標電流Ａを０．００、０．７８、１．５４、２．３５・・・と出力し、同時に分割目標電流Ｂ及び分割目標電流Ｃを０．００、０．００、０．００、０．００・・・・と出力する。

そして、これらの分割目標電流となるように各ＰＷＭ制御部がスイッチング信号のデューティーを制御するため、各スイッチング部がこのスイッチング信号で動作した結果、流れる入力電流の合成電流が目標ピーク電流算出部３５で算出した目標ピーク電流：Ｐｎｅｘｔを頂点とする正弦波である目標電流指令になる。このため、前回の半周期でピーク電流Ｐ＝２３Ａであったが、次の半周期でＰｎｅｘｔ＝２５Ａとなり、図３（４）に示すようにｔ１３で直流電圧がほぼ目標電圧となる。また、目標電流指令は正弦波であり、交流電圧の位相とほぼ同じであるため力率もほぼ１となる。

このように目標電流設定部３０は、目標電流指令の瞬時値の大きさの範囲に対応して分割目標電流を生成している。つまり、瞬時電流が制御対象電流範囲Ａの範囲となるｔ１０〜ｔ１１とｔ１５〜ｔ１６の期間は第１スイッチング部３のＭＯＳ−ＦＥＴ３ｃのみがスイッチングしており、また、瞬時電流が制御対象電流範囲Ｂの範囲となるｔ１１〜ｔ１２とｔ１４〜ｔ１５の期間は、ＭＯＳ−ＦＥＴ３ｃに加えて第２スイッチング部４のＭＯＳ−ＦＥＴ４ｃが同時にスイッチングしており、さらに、これらに加えて瞬時電流が制御対象電流範囲Ｃの範囲となるｔ１２〜ｔ１４の期間は第３スイッチング部５のＭＯＳ−ＦＥＴ５ｃが同時にスイッチングする構成になっている。

このため、半周期の最初にスイッチングを開始したＭＯＳ−ＦＥＴ３ｃの定格電流内で対応できない目標電流指令の瞬時電流値である１０Ａを超える場合のみ２つ目のＭＯＳ−ＦＥＴ４ｃが、さらに、これら２つのＭＯＳ−ＦＥＴで対処できない目標電流指令の瞬時電流値である２０Ａを超える場合にのみ３つ目のＭＯＳ−ＦＥＴを順次並列動作させることで不必要な並列動作を防止することができる。
つまり、特許文献１をＰＦＣコンバータに適用した場合のように、数秒から数十秒の長い期間で負荷の大きさにより複数のスイッチング用ＦＥＴを同時駆動させる数を可変する構成において、瞬時電流がゼロクロス点から徐々に大きくなる付近で複数のＦＥＴを同時に動作させることで発生するスイッチング損失を防止できる。

また、ローテーション割当部１３がスイッチング信号Ａ〜Ｃをスイッチング信号ａ〜ｃに順次ローテーションして割り当てるため特定のＭＯＳ−ＦＥＴのみが発熱することなく、すべてのＭＯＳ−ＦＥＴの発熱を均等化することができる。

なお、本実施例では、目標電流指令の瞬時値の大きさの範囲に対応して分割目標電流を生成する際、３つの台形状に分割しているが、これに限るものでなく、合成された時に正弦波となる３つの目標電流指令（正弦波）に分割し、目標電流指令の瞬時値の大きさに対応してそれぞれのスイッチング部が動作を開始する時刻が重ならないようにしてもよい。その他、正弦波である目標電流指令を分割して、さらにそれぞれのスイッチング部が動作を開始する時刻が重ならないのであれば、分割目標電流指令がどのような波形になってもよい。

なお、本実施例では各手段をハードウェアとして記載しているが、これに限るものでなく、ソフトウェアで実現してもよい。

１ ＰＦＣコンバータ（直流電源装置）
２ 整流器
３ スイッチング部
３ａ インダクタ
３ｂ ダイオード
３ｃ ＭＯＳ−ＦＥＴ
３ｅ 入力端
３ｆ 出力端
３ｇ 共通端
３ｈ 信号入力端
４ スイッチング部
４ａ インダクタ
４ｂ ダイオード
４ｃ ＭＯＳ−ＦＥＴ
４ｅ 入力端
４ｆ 出力端
４ｇ 共通端
４ｈ 信号入力端
４ｈ 入力端
５ スイッチング部
５ａ インダクタ
５ｂ ダイオード
５ｃ ＭＯＳ−ＦＥＴ
５ｅ 入力端
５ｆ 出力端
５ｇ 共通端
５ｈ 信号入力端
６ 直流電圧検出部
７ 平滑コンデンサ
１０ 電流検出部
１１ａ 出力端
１１ｂ 出力端
１２ ゼロクロス点検出部
１３ ローテーション割当部
１５ａ 入力端
１５ｂ 入力端
１６ ＰＷＭ制御部Ａ
１７ ＰＷＭ制御部Ｂ
１８ ＰＷＭ制御部Ｃ
２０ 電流分割部
２１ 電圧クリップ部Ａ
２２ 電圧オフセット部Ｂ
２３ 電圧クリップ部Ｂ
２４ 電圧オフセット部Ｃ
３０ 目標電流設定部（目標電流設定手段）
３１ 目標電流算出部Ａ（目標電流算出手段）
３２ 目標電流算出部Ｂ（目標電流算出手段）
３３ 目標電流算出部Ｃ（目標電流算出手段）
３４ ピーク電流検出部（ピーク電流検出手段）
３５ 目標ピーク電流算出部（目標ピーク電流算出手段）
３６ タイマー部（計時手段）
３７ 目標電流テーブル管理部（目標電流テーブル管理手段）
３７ａ 目標電流テーブル
３７ｂ 目標電流テーブル

Claims (1)

1. 交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とスイッチング素子を備えた複数のスイッチング部と、前記交流電源からの入力電流を検出して出力する電流検出部と、前記平滑コンデンサ両端の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、ＰＷＭ変調したスイッチング信号で前記スイッチング部を駆動する制御部とを備え、
   前記整流器の正極に前記スイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記スイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記スイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
   前記直流電源装置は、
   前記制御部を構成し、前記複数のスイッチング部に対応する前記スイッチング信号を出力する複数のＰＷＭ制御部と、
   前記直流電圧が予め定めた目標電圧となるように前記入力電流の目標電流指令を決定し、予め定めた瞬時電流の大きさの範囲である制御対象電流範囲に従って前記目標電流指令を分割した分割目標電流を前記複数のＰＷＭ制御部のそれぞれに出力する目標電流設定手段と、
   前記制御対象電流範囲に対応して前記入力電流を分割した複数の分割電流を出力する電流分割手段とを備え、
   前記複数のＰＷＭ制御部は、対応する前記分割目標電流と前記分割電流がそれぞれ入力され、前記分割電流が前記分割目標電流になるように前記スイッチング信号をＰＷＭ変調して出力し、
   前記入力電流の瞬時電流が大きくなるに従って複数の前記スイッチング部が順次スイッチングを開始することを特徴とする直流電源装置。

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