JP5359327B2 - モータ制御駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ゼロクロス点検出装置及びモータ制御駆動装置に関する。

同期モータ／発電機のセンサレス制御における、ロータの位相推定に関する発明として、下記特許文献１には、同期発電機をセンサレス制御で回転子位置を推定しながら駆動し、精度よく変換器を制御し安定した出力を得ることが出来る同期発電機の制御装置と制御方法が開示されている。
この制御装置は、同期発電機の固定子に接続する順変換器と、該順変換器に接続しかつ電力系統に接続する逆変換器とを備え、同期発電機の可変周波数の発電電力を順変換器で直流電力に変換し、変換器で直流電力を固定周波数の交流電力に変換する制御装置であって、同期発電機固定子端子電圧を検出する電圧検出器と、固定子電流を検出する電流検出器と、電圧検出値と電流検出値とから同期発電機の回転子位置を推定する回転子位置推定手段とを備え、回転子位置推定手段により推定された回転子位置推定値に基づいて順変換器を制御する。

また、下記特許文献２には、コストの低減、現地調整作業の時間短縮が可能となると共に、さらなる高性能・高力率な制御も可能となる同期発電機起動装置の制御装置が開示されている。この制御装置では、同期発電機の起動時に界磁電流立上りで電機子に誘起される電圧から回転子位置を検出し、同期発電機が低速領域の場合では、同期化力によってインバータ出力周波数に自動的に同期発電機が追従してくるような速度指令値と制御進み角指令値で運転し、同期発電機が中・高速領域では誘起電圧を推定して回転子位置（位相）を検出して運転させることによって、分配器等の位置検出器を同期発電機に一切取り付けなくても運転を可能になる。

特願２００７−９６９８８号公報 特開２００５−８２５２５号公報

ところで、上記従来技術では、センサレス制御方式の同期モータにおいて、同期モータに供給する駆動電圧または駆動電流から同期ロータの回転位置を算出することによって、ロータの回転位置を推定している。しかしながら、上記従来技術のように、同期モータに供給する駆動電圧または駆動電流からロータ回転位置を推定する場合に、駆動電圧または駆動電流に含まれるノイズ、駆動電圧または駆動電流のサンプリングの遅れまたはプロセッサが計算に要する計算時間等によって、ロータの回転位置の推定結果に誤差が生じてしまう。そして、この誤差が大きくなってしまうと、同期モータの動作の効率の低下、また脱調（回転磁界の回転速度とロータの回転速度とが一致しない状態）が発生してしまう。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりも、センサレス制御方式の永久磁石同期モータの推定したロータの位置の誤差を低減することが出来るものを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、ゼロクロス点検出装置に係る第１の解決手段として、所定のサンプリングレートでサンプリングすることによって交流信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた現在の交流信号の値と、直前の交流信号の値とを乗算することによってゼロクロス点検出用乗算値を算出し、当該ゼロクロス点検出用乗算値が所定のしきい値以下になるタイミングを前記交流信号のゼロクロス点として検出するゼロクロス点検出手段とを、具備するという手段を採用する。

本発明では、ゼロクロス点検出装置に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記ゼロクロス点検出用乗算値が、前記所定のしきい値より高い値に設定された第２のしきい値以下になると、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングレートを高くするという手段を採用する。

また、本発明では、モータ制御駆動装置に係る第１の解決手段として、センサレス制御方式の永久磁石同期モータの各相巻線に電圧を供給することによって前記永久磁石同期モータを駆動するモータ制御駆動装置であって、前記永久磁石同期モータへ供給する相電圧を検出する相電圧検出手段と、請求項１また２に記載のゼロクロス点検出装置と、前記ゼロクロス点のタイミングで、前記永久磁石同期モータのロータ位置推定値をゼロクロス点に応じた適正値に補正するロータ位置推定値補正手段とを、具備し、前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記相電圧をサンプリングし、前記ゼロクロス点検出手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた現在の相電圧の値と、直前の相電圧の値とを乗算することによって前記ゼロクロス点検出用乗算値を算出し、当該ゼロクロス点検出用乗算値が前記所定のしきい値以下になるタイミングを前記相電圧のゼロクロス点として検出するという手段を採用する。

本発明では、モータ制御駆動装置に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記相電圧検出手段によって検出された後に前記Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた２つ以上の相巻線の相電圧から線間電圧を算出する線間電圧算出手段を具備し、前記ゼロクロス点検出手段は、前記線間電圧からゼロクロス点を検出するという手段を採用する。

本発明では、モータ制御駆動装置に係る第３の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記相電圧検出手段は、２つ以上の相巻線の相電圧を検出し、前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧のゼロクロス点を検出するという手段を採用する。

本発明によれば、ゼロクロス点検出装置が、所定のサンプリングレートでサンプリングすることによって交流信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた現在の交流信号の値と、直前の交流信号の値とを乗算することによってゼロクロス点検出用乗算値を算出し、当該ゼロクロス点検出用乗算値が所定のしきい値以下になるタイミングを交流信号のゼロクロス点として検出するゼロクロス点検出手段とを、具備する。
これにより、センサレス制御方式の永久磁石同期モータでは、ロータ位置推定値を補正する際に、ゼロクロス点検出装置が検出したゼロクロス点に基づいて推定したロータ位置推定値を補正することが出来る為、的確なベクトル制御及びあるいはＶ／Ｆ制御を実行することが出来る。また、ゼロクロス点検出装置は、簡単な方法でゼロクロス点を検出することが出来る為、ゼロクロス点の検出及びロータ位置推定値の補正における制御の負荷は、小さなものになる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの機能ブロック図である。 本発明の一実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係るモータ制御駆動装置ＡのＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖ、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚ及びしきい値Ｌを示すグラフである。 本発明の一実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａのロータ位置／ロータ速度推定部５ｅが補正したロータ位置推定値θｅを示すグラフである。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
まず、モータ制御駆動装置Ａの機能構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの機能ブロック図である。
モータ制御駆動装置Ａは、負荷である永久磁石同期モータＢを回転駆動するものである。永久磁石同期モータＢは、中央に回転軸が挿通されると共に当該回転軸を中央として環状に配列される複数の永久磁石を内部に収容する円筒状のロータと、当該ロータの周面に対向配置されると共にロータの回転を制御するための電機子巻線を内部に収容するステータとから構成され、ロータの回転状態（回転位置、回転速度、回転数等）を検出するセンサを具備しないセンサレスタイプの永久磁石同期モータであり、モータ制御駆動装置Ａの制御の下、ロータを回転する。

そして、モータ制御駆動装置Ａは、図１に示すように、モータ駆動部１、Ｕ相電流検出部２ａ、Ｖ相電流検出部２ｂ、Ｕ相電圧検出部３ａ、Ｖ相電圧検出部３ｂ、Ａ／Ｄ変換部４及びモータ制御部５から構成されている。
なお、Ｕ相電圧検出部３ａ及びＶ相電圧検出部３ｂは、本実施形態における相電圧検出手段を構成し、またＡ／Ｄ変換部４は、本実施形態におけるＡ／Ｄ変換手段である。

モータ駆動部１は、図１に示すように、直流電源１ａ、昇圧回路１ｂ及びインバータ１ｃから構成されている。
直流電源１ａは、１つあるいは複数のバッテリを直列接続したものであり、所定の直流電源電圧を昇圧回路１ｂへ出力する。

昇圧回路１ｂは、例えばＤＣ／ＤＣコンバータであり、直流電源１ａから供給された直流電源電圧を昇圧してインバータ１ｃへ供給する。
インバータ１ｃは、モータ制御部５から供給されるＰＷＭ（PulseWidth Modulation）信号に基づいて昇圧回路１ｂから供給された直流電圧をスイッチングすることにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相のモータ駆動電力を生成して永久磁石同期モータＢへ供給する。

Ｕ相電流検出部２ａは、インバータ１ｃと永久磁石同期モータＢのＵ相巻線とを接続するＵ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＵ相巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｕを検出してモータ制御部５へ出力する。
Ｖ相電流検出部２ｂは、Ｖ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＶ相巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｖを検出してモータ制御部５へ出力する。

Ｕ相電圧検出部３ａは、インバータ１ｃと永久磁石同期モータＢのＵ相巻線とを接続するＵ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＵ相巻線へ流れるモータ駆動電圧Ｖｕを検出してＡ／Ｄ変換部４へ出力する。
Ｖ相電圧検出部３ｂは、Ｖ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＶ相巻線へ流れるモータ駆動電圧Ｖｖを検出してＡ／Ｄ変換部４へ出力する。

Ａ／Ｄ変換部４は、Ｕ相電圧検出部３ａから入力されるモータ駆動電圧Ｖｕをアナログ信号からデジタル信号に変換し、このデジタル信号に変換したモータ駆動電圧Ｖｕをモータ制御部５へ出力する。また、Ａ／Ｄ変換部４は、Ｖ相電圧検出部３ｂから入力されるモータ駆動電圧Ｖｖをアナログ信号からデジタル信号に変換し、このデジタル信号に変換したモータ駆動電圧Ｖｖをモータ制御部５へ出力する。

モータ制御部５は、インバータ１ｃのＰＷＭ制御によって、永久磁石同期モータＢをインバータ１ｃに回転駆動させるものであり、図１に示すように、減算部５ａ、速度制御部５ｂ、電流制御部５ｃ、第１座標変換部５ｄ、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅ、第２座標変換部５ｆ、ＰＷＭ信号発生部５ｇ、線間電圧演算部５ｈ及びゼロクロス点演算部５ｉから構成されている。
なお、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、本実施形態におけるロータ位置推定値補正手段であり、また線間電圧演算部５ｈは、本実施形態における線間電圧算出手段であり、さらにゼロクロス点演算部５ｉは、本実施形態におけるゼロクロス点検出手段である。

減算部５ａは、上位制御装置であるエンジン制御装置(ＥＣＵ)から供給される角速度目標値ω０とロータ位置／ロータ速度推定部５ｅから出力される角速度推定値ωｅとの差分を速度誤差Δωとして算出し、当該速度誤差Δωを速度制御部５ｂへ出力する。
速度制御部５ｂは、一種のＰＩＤ制御器であり、上記速度誤差Δωに所定の比例積分・微分演算を施すことによって、速度誤差Δωに対応するｑ軸電流操作量Ｉｑｓを算出し、当該ｑ軸電流操作量Ｉｑｓを電流制御部５ｃへ出力する。

電流制御部５ｃは、上記ｑ軸電流操作量Ｉｑｓ、ＥＣＵから供給されるｄ軸電流操作量Ｉｄｓ、第１座標変換部５ｄから入力されるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑ及びｄ軸駆動電流検出量Ｉｄに基づいてｑ軸電流操作量Ｉｑｓ及びｄ軸電流操作量Ｉｄｓに各々対応するｑ軸電圧操作量Ｖｑ及びｄ軸電圧操作量Ｖｄを算出し、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅ及び第２座標変換部５ｆに出力する。

第１座標変換部５ｄは、Ｕ相電流検出部２ａ、Ｖ相電流検出部２ｂによって各々検出されたＵ相及びＶ相のモータ駆動電流Ｉｕ，Ｉｖと、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅから入力されるロータ位置推定値θｅとに基づいて永久磁石同期モータＢのロータ上に設定された２次元座標系（ｑ軸とｄ軸とからなる座標系）上におけるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを生成する。

より詳細には、第１座標変換部５ｄは、上記モータ駆動電流Ｉｕ，Ｉｖに基づく内部演算によってＷ相のモータ駆動電流Ｉｗを求め、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上のモータ駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに所定の座標変換を施すことにより上記ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑ及びｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを求める。なお、上記ｄ軸は、回転子の磁束方向、すなわち永久磁石のＳ極とＮ極とを結ぶ線の直交方向に設定された座標軸であり、ｑ軸は、上述したｄ軸に直交する座標軸である。

ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、上記ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑ、ｄ軸駆動電流検出量Ｉｄ、ｑ軸電圧操作量Ｖｑ及びｄ軸電圧操作量Ｖｄに基づいて永久磁石同期モータＢの回転状態を推定するものである。ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、例えば、内部に永久磁石同期モータＢを模擬したモータモデルを備えており、このモータモデルにｑ軸電圧操作量Ｖｑ、ｄ軸電圧操作量Ｖｄ、ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑ及びｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを入力値として入力することによって角速度推定値ωｅ及びロータ位置推定値θｅを算出する。そして、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、算出したロータ位置推定値θｅを、ゼロクロス点演算部５ｉから入力されるゼロクロス点Ｐｚに基づいて補正する。

ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、このような手法で推定したロータ位置推定値θｅを第１座標変換部５ｄ及び第２座標変換部５ｆへそれぞれ出力すると共に角速度推定値ωｅを上記減算部５ａへ出力する。なお、一般的に、センサレスタイプの永久磁石同期モータＢの回転制御では、モータの角速度及びロータ位置等を推定し、その推定値に基づいて永久磁石同期モータＢをベクトル制御あるいはＶ／Ｆ制御する。

第２座標変換部５ｆは、上記ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅから入力されるロータ位置推定値θｅに基づいて電流制御部５ｃから入力される上記ｑ軸電圧操作量Ｖｑ及びｄ軸電圧操作量ＶｄをＵ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上の電圧操作量Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓに変換し、当該電圧操作量Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，ＶｗｓをＰＷＭ信号発生部５ｇへ出力する。

ＰＷＭ信号発生部５ｇは、上記電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてインバータ１ｃをスイッチング動作させるためのＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ１ｃへ出力する。モータ制御部５は正弦波通電方式に基づいて動作するものであり、したがってＰＷＭ信号発生部５ｇは、インバータ１ｃが永久磁石同期モータＢの全回転角（３６０°）に亘ってモータ駆動信号を出力するようにＰＷＭ信号を出力する。

線間電圧演算部５ｈは、Ａ／Ｄ変換部４を介してＵ相電圧検出部３ａ及びＶ相電圧検出部３ｂから入力されるＵ相及びＶ相のモータ駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖに基づいて、Ｕ相巻線及びＶ相巻線の巻線間のＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖを算出し、このＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖをゼロクロス点演算部５ｉへ出力する。
ゼロクロス点演算部５ｉは、線間電圧演算部５ｈから入力されるＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖのゼロクロス点Ｐｚ（セロになるタイミング）を検出し、当該ゼロクロス点Ｐｚをロータ位置／ロータ速度推定部５ｅへ出力する。

次に、このように構成されたモータ制御駆動装置Ａの動作について、図２を参照して詳しく説明する。図２は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの動作を示すフローチャートである。
モータ制御駆動装置Ａでは、永久磁石同期モータＢを回転制御する為に、インバータ１ｃから永久磁石同期モータＢへ電力を供給すると、Ｕ相電圧検出部３ａ及びＶ相電圧検出部３ｂが、各々に対応するモータ駆動電圧Ｖｕ及びモータ駆動電圧Ｖｖを検出し、このモータ駆動電圧Ｖｕ及びモータ駆動電圧ＶｖをＡ／Ｄ変換部４へ出力する。

Ａ／Ｄ変換部４は、モータ制御部５の制御の下、所定のサンプリングレートで、Ｕ相電圧検出部３ａから入力されるモータ駆動電圧Ｖｕと、Ｕ相電圧検出部３ａから入力されるモータ駆動電圧Ｖｖとを、アナログ信号からデジタル信号に変換し、このデジタル信号に変換したモータ駆動電圧Ｖｕ及びモータ駆動電圧Ｖｖを線間電圧演算部５ｈへ出力する。

線間電圧演算部５ｈは、Ａ／Ｄ変換部４からデジタル信号のモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖが入力されると、モータ駆動電圧Ｖｕ、ＶｖからＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖを算出し、このＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖをゼロクロス点演算部５ｉへ出力する（ステップＳ１）。
ゼロクロス点演算部５ｉは、以下のゼロクロス点検出用乗算値算出式に従って、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖのサンプリングに応じた現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）とその直前のサンプリングの電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）を乗算することによってゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚを算出する（ステップＳ２）。
＜ゼロクロス点検出用乗算値算出式＞：ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚ＝現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）×直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）

そして、ゼロクロス点演算部５ｉは、ステップＳ２の後に、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚが所定のしきい値Ｌ以下になった時の直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）のタイミングをゼロクロス点Ｐｚとして検出し、当該ゼロクロス点Ｐｚをロータ位置／ロータ速度推定部５ｅへ出力する（ステップＳ３）。なお、１周期毎にＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖでは、ロータ位置推定値θｅが「０」度になるタイミングと「１８０」度になるタイミングの２回ゼロクロスする、すなわちＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖの１周期毎にゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚが２回しきい値Ｌ以下になるが、ゼロクロス点演算部５ｉでは、ロータ位置推定値θｅが「０」度になるタイミングのみをゼロクロス点Ｐｚとして検出する。

上記ステップＳ２及びステップＳ３の動作について、図３を参照して、詳細に説明する。図３は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置ＡのＵ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖ、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚ及びしきい値Ｌを示すグラフである。なお、図３における縦軸は、電圧であり、横軸は時間である。
Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖは、図３に示すように、交流の正弦波となる。そして、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚは、図３に示すように、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖの波形に応じたほぼ０［Ｖ／Ｖｐｅａｋ］以上の正弦波となる。これは、現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）がプラスである場合は、直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）もプラスである可能性が高く、また現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）がマイナスである場合は、直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）もマイナスである可能性が高い為に、現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）と直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）を乗算した値であるゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがプラスになる可能性が高い為である。

そして、ゼロクロス点演算部５ｉは、上記ステップＳ３において、図３に示すよう０［Ｖ／Ｖｐｅａｋ］に近似するしきい値Ｌ以下になると、０［Ｖ／Ｖｐｅａｋ］に近似する直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）のタイミングを、ゼロクロス点Ｐｚとして検出し、当該ゼロクロス点Ｐｚをロータ位置／ロータ速度推定部５ｅへ出力する。

そして、ゼロクロス点演算部５ｉは、上記ステップＳ３において、図３に示すように、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖの１周期毎にゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌ以下になる２回の内の１回の直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）のタイミンを、ゼロクロス点Ｐｚとして検出し、当該ゼロクロス点Ｐｚをロータ位置／ロータ速度推定部５ｅへ出力する。なお、図３に示すように、しきい値Ｌは、０［Ｖ／Ｖｐｅａｋ］に近似する値に設定する。

そして、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、ステップＳ３の後に、ゼロクロス点演算部５ｉからゼロクロス点Ｐｚが入力されると、ゼロクロス点Ｐｚに基づいてロータ位置推定値θｅを強制的に補正する（ステップＳ４）。
上記ステップＳ４の動作について、図４を参照して、詳細に説明する。図４は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａのロータ位置／ロータ速度推定部５ｅが補正したロータ位置推定値θｅを示すグラフである。図４の（ａ）は、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖ、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚ及びしきい値Ｌを示すグラフであり、図４の（ｂ）は、図４の（ａ）のゼロクロス点Ｐｚに応じてロータ位置／ロータ速度推定部５ｅが補正したロータ位置推定値θｅ及び正しいロータ位置Ｓを示すグラフである。なお、図４の（ａ）のグラフは、縦軸に電圧、横軸に時間を示し、また図４の（ｂ）のグラフは、縦軸にロータ位置、横軸に時間を示す。ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅでは、図４に示すように、ゼロクロス点Ｐｚになる毎に、ロータ位置推定値θｅの適正値である「０」度に補正する。なお、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、ゼロクロス点に応じた適正値を、予め記憶しておく。

以上のように、本実施形態によれば、モータ制御駆動装置Ａにおいて、ゼロクロス点演算部５ｉが上記方法によってゼロクロス点Ｐｚを検出し、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅが、ゼロクロス点演算部５ｉから入力されるゼロクロス点Ｐｚに基づいて、ロータ位置推定値θｅを補正する。このように、モータ制御駆動装置Ａでは、上述した方法でロータ位置推定値θｅを補正することによって、ロータの位置の推定における誤差を低減することが出来きる為に、的確なベクトル制御及びあるいはＶ／Ｆ制御を実行することが出来る。また、ゼロクロス点演算部５ｉは、簡単な方法でゼロクロス点Ｐｚを検出することが出来る為、ゼロクロス点Ｐｚの検出及びロータ位置推定値θｅの補正における制御の負荷は、小さなものになる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態では、線間電圧演算部５ｈが、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖを算出し、ゼロクロス点演算部５ｉが、当該Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖからゼロクロス点Ｐｚを検出したが、本発明はこれに限定されない。

例えば、モータ制御駆動装置ＡにＷ相電圧検出部を設け、線間電圧演算部５ｈが、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖ以外のＶ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出し、ゼロクロス点演算部５ｉが、当該Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧からゼロクロス点Ｐｚを検出するようにしてもよい。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出するのではなく、モータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのゼロクロス点Ｐｚを検出し、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅが当該ゼロクロス点Ｐｚに基づいてロータ位置推定値θｅを補正するようにしてもよい。

その際、Ｕ相電圧検出部３ａ、Ｖ相電圧検出部３ｂ及びＷ相電圧検出部が検出したモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、矩形波である為、矩形波における基本波のみをフィルタリングによって取り出す必要がある。そして、このフィルタリングによって信号に時間的な遅れが生じてしまう為、フィルタリングによる時間の遅れを考慮して、ゼロクロス点Ｐｚすると共にロータ位置推定値θｅを補正する必要がある。

（２）上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリングレートに一定にしたが、本発明はこれに限定されない。
例えば、ゼロクロス点演算部５ｉが、サンプリングに応じた現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）とその直前のサンプリングの電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）を乗算することによってゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚを算出しているが、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌより高い値の第２のしきい値を設け、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚが第２のしきい値以下になるとＡ／Ｄ変換部４のサンプリングレート（１秒間にサンプリングする回数）を高くする、すなわちＡ／Ｄ変換部４のサンプリングを行う間隔を短くするようにしてもよい。これにより、ゼロクロス点演算部５ｉは、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚによって、高精度のゼロクロス点を検出することが出来る。

（３）上記実施形態では、ゼロクロス点演算部５ｉが、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌ以下になった直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）のタイミングをゼロクロス点Ｐｚとして検出したが、本発明はこれに限定されない。
例えば、ゼロクロス点演算部５ｉは、ゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌ以下になった現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）のタイミングをゼロクロス点Ｐｚとして検出してもよいし、また現在の電圧Ｖ（ｎΔｔ）と直前の電圧Ｖ（ｎΔｔ−Δｔ）との中間のタイミングをゼロクロス点として検出するようにしてもよい。

（４）上記実施形態では、ゼロクロス点演算部５ｉが、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖの１周期毎にゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌ以下になる２回の内の１回のロータ位置推定値θｅが「０」度になるタイミングを、ゼロクロス点として検出したが、本発明はこれに限定されない。
例えば、ゼロクロス点演算部５ｉは、Ｕ−Ｖ間線間電圧Ｖｕｖの１周期毎にゼロクロス点検出用乗算値Ｖｚがしきい値Ｌ以下になる２回のタイミング（ロータ位置推定値θｅが「０」度になるタイミングと「１８０」度になるタイミング）をゼロクロス点として検出し、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅへ出力する。そして、ロータ位置／ロータ速度推定部５ｅは、２種類のゼロクロス点に応じて、それぞれの適正値である「０」度または「１８０」度にロータ位置推定値θｅを補正するようにしてもよい。

Ａ…モータ制御駆動装置、Ｂ…永久磁石同期モータ、１…モータ駆動部、１ａ…直流電源、１ｂ…昇圧回路、１ｃ…インバータ、２ａ…Ｕ相電流検出部、２ｂ…Ｖ相電流検出部、３ａ…Ｕ相電圧検出部、３ｂ…Ｖ相電圧検出部、４…Ａ／Ｄ変換部、５…モータ制御部、５ａ…減算部、５ｂ…速度制御部、５ｃ…電流制御部、５ｄ…第１座標変換部、５ｅ…ロータ位置／ロータ速度推定部、５ｆ…第２座標変換部、５ｇ…ＰＷＭ信号発生部、５ｈ…線間電圧演算部、５ｉ…ゼロクロス点演算部

Claims (4)

1. センサレス制御方式の永久磁石同期モータの各相巻線に電圧を供給することによって前記永久磁石同期モータを駆動するモータ制御駆動装置であって、
   前記永久磁石同期モータへ供給する相電圧を検出する相電圧検出手段と、
   所定のサンプリングレートでサンプリングすることによって相電圧をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた相電圧の値と、直前の相電圧の値とを乗算することによってゼロクロス点検出用乗算値を算出し、当該ゼロクロス点検出用乗算値が所定のしきい値以下になるタイミングを相電圧のゼロクロス点として検出するゼロクロス点検出手段と、
   前記ゼロクロス点のタイミングで、前記永久磁石同期モータのロータ位置推定値をゼロクロス点に応じた適正値に補正するロータ位置推定値補正手段とを、
   具備することを特徴とするモータ制御駆動装置。
2. 前記ゼロクロス点検出用乗算値が、前記所定のしきい値より高い値に設定された第２のしきい値以下になると、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングレートを高くすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御駆動装置。
3. 前記相電圧検出手段によって検出された後に前記Ａ／Ｄ変換手段によってサンプリングされた２つ以上の相巻線の相電圧から線間電圧を算出する線間電圧算出手段を具備し、
   前記ゼロクロス点検出手段は、前記線間電圧からゼロクロス点を検出することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御駆動装置。
4. 前記相電圧検出手段は、２つ以上の相巻線の相電圧を検出し、
   前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧のゼロクロス点を検出することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御駆動装置。

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