JP5331246B2 - ポジションセンサ - Google Patents

Description

本発明は、対象物の変位を検出するポジションセンサに関する。

従来から、対象物の変位（例えば、回転する対象物の回転量や回転角度、あるいは回転位置）を検出するポジションセンサが種々提供されており、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。この特許文献１に記載の変位センサ（ポジションセンサ）は、非磁性体から成る筒状のコアに巻き回された検出コイルと、検出コイルの内側又は外側近傍に配置されて検出コイルの軸方向に変位可能な筒状の導電体とを備える。そして、検出コイルと導電体との間の距離に応じて変化する検出コイルのインダクタンス、及び検出コイルと並列に接続されるコンデンサの静電容量に対応した周波数の発振信号を発振回路から出力し、当該発振信号に基づいて導電体の変位を検出する。而して、対象物と連動する導電体の変位を検出コイルのインダクタンス変化として検出することで、対象物の変位を検出することができるようになっている。
ここで、上記のようなポジションセンサに用いる発振回路としては、検出コイル及びコンデンサから成る共振回路の共振周波数を忠実に再現することができ、且つ集積回路化する等の大量生産に適した安価なものが求められる。このような発振回路を用いた近接センサ（ポジションセンサ）が例えば特許文献２に開示されている。以下、この特許文献２に記載の近接センサについて図面を用いて簡単に説明する。
この近接センサは、図６に示すように、検出コイルＬ１００及びコンデンサＣ１００から成る共振回路１００と、共振回路１００に帰還電流Ｉｆを供給して共振回路１００の発振を持続させる発振回路１０１とを備える。発振回路１０１には、ｎｐｎ型のトランジスタ１０２を介することで、共振回路１００から出力される発振電圧の振幅をレベルシフトした発振電圧が入力される。また、このレベルシフトした発振電圧は信号処理回路１０３にも入力され、信号処理回路１０３は、入力された発振電圧の振幅の大小に応じて出力を切り替えることで、検知対象物である導電体（図示せず）の検出コイルＬ１００への接近を検出する。
発振回路１０１は、２つのｐｎｐ型のトランジスタ１０１ａ，１０１ｂから成るカレントミラー回路を具備しており、このカレントミラー回路の作用により帰還電流Ｉｆを共振回路１００に正帰還させている。また、発振回路１０１は、コレクタをトランジスタ１０１ｂのコレクタと接続し、エミッタを帰還抵抗Ｒｆと接続してエミッタフォロワを構成するｎｐｎ型のトランジスタ１０１ｃを備えている。このトランジスタ１０１ｃのエミッタ電位、即ち、帰還抵抗Ｒｆに印加される電圧に応じて帰還電流Ｉｆの電流値が制御される。また、発振回路１０１には、レベルシフト用のトランジスタ１０２においてレベルシフトした発振電圧の振幅を所定の振幅に制限するための振幅制限回路１０４が設けられている。
尚、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃは帰還抵抗Ｒｆの抵抗値によって定められる。例えば、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値をＲとすると、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値は、｜Ｇｏｓｃ｜＝１／（２Ｒ）で与えられる。この発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、発振を持続させるために常に検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌと同等若しくはそれ以上の大きさとなるように設定する必要がある。
［特許文献１］日本国特開２００８−２９２３７６号公報
［特許文献２］日本国特開２００２−２６７７６５号公報
ところで、上記従来例において、導電体と検出コイルＬ１００との相対位置に応じて検出コイルＬ１００のインダクタンスが変化するが、検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌも変化する。したがって、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、この検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌの変動も考慮して余裕を持たせた値に設定する必要がある。しかしながら、この発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃの設定の如何によって、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が変動することが実験により判明している。以下、この問題点について実験結果を交えて説明する。
この実験では、導電体が０〜６０ｍｍの範囲で変位した際に、検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌが２００〜９００μＳの範囲で変動した。そこで、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値Ｒを４３０Ω（｜Ｇｏｓｃ｜≒１．２ｍＳ）に設定した場合と、２４０Ω（｜Ｇｏｓｃ｜≒２ｍＳ）に設定した場合とで各々の発振回路１０１の発振周波数を測定したところ、図７（ａ），（ｂ）に示す結果が得られた。即ち、図７（ａ）に示すように、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が大きいほど、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなることが判明した。また、図７（ｂ）に示すように、導電体の変位が小さい、即ち、検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌが小さい程、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなっている。このことから、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値と検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌとの差が大きいほど、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなることが判明した。
更に、発振回路１０１の周囲温度の変動によっても、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が変動することが実験により判明している。以下、この問題点について実験結果を交えて説明する。この実験では、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値Ｒを２７０Ω（｜Ｇｏｓｃ｜≒１．９ｍＳ）に設定し、周囲温度が２５℃の場合と１２５℃の場合とで各々の発振回路１０１の発振周波数を測定した。すると、図８（ａ），（ｂ）に示すように、周囲温度が２５℃の場合と比較して周囲温度が１２５℃の場合の方が共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなることが判明した。具体的には、周囲温度が２５℃の場合では、共振回路１００の共振周波数に対して発振回路１０１の発振周波数は１〜１．５％の誤差となる。一方、周囲温度が１２５℃の場合では、共振回路１００の共振周波数に対して発振回路１０１の発振周波数は２〜３．５％の誤差となる。即ち、周囲温度が高くなるにつれて共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなることが判明した。
このように、従来例では、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃの設定、及び発振回路１０１の周囲温度によって共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が大きくなる、若しくは誤差が変動してしまうという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、共振回路の共振周波数に対する発振回路の発振周波数の誤差及びその変動を小さくすることのできることのできるポジションセンサを提供する。
本発明の実施形態によるポジションセンサは、検出コイル及び前記検出コイルと並列に接続されるコンデンサから成る共振回路と、前記検出コイルの近傍に配置されるとともに対象物の変位と連動して前記検出コイルに対して所定の軌道上を変位する検出体と、前記共振回路に帰還電流を供給して前記共振回路の発振を持続させるとともに、前記検出体の変位に応じて変化する前記検出コイルのインダクタンスに対応した周波数の発振信号を出力する発振回路と、前記発振回路から出力された発振信号に基づいて前記対象物の変位を検出する信号処理回路とを備え、前記発振回路は、前記共振回路から出力される発振信号の振幅を検出する振幅検出回路と、前記発振回路の負性コンダクタンスを制御する負性コンダクタンス制御回路とを備え、前記共振回路から出力される発振信号の振幅が一定となるように前記負性コンダクタンス制御回路を制御する負帰還ループを形成したことを特徴とする。
また、前記発振回路は、前記発振回路から出力される発振信号の全サイクルに亘って線形動作するように構成されてもよい。
また、前記発振回路は、前記負帰還ループ内の何れかに少なくとも発振信号の周波数よりも高い周波数の信号を遮断するローパスフィルタが設けられてもよい。
また、前記信号処理回路は、前記発振回路から出力される発振信号の周期の二乗値を演算して出力する二乗回路を備え、前記二乗回路の出力信号に基づいて前記対象物の変位を検出してもよい。
発明の効果
本発明の実施形態によると、共振回路からの発振信号の振幅が一定となるように制御することで、発振回路の負性コンダクタンスを対象物の変位に応じて変動する検出コイルのコンダクタンスに近付けるように制御することができる。このため、共振回路への帰還電流を連続的に制御することができ、発振回路全体で線形動作を行いつつ発振信号の振幅を一定にすることができるので、共振回路の共振周波数に対する発振回路の発振周波数の誤差及びその変動を小さくすることができる。

本発明の目的及び特徴は以下のような添付図面とともに与えられる以降の望ましい実施例の説明から明白になる。
本発明の実施形態に係るポジションセンサを示す概略図である。 前記実施形態に係るポジションセンサの発振回路の回路図である。 前記実施形態に係るポジションセンサの他の構成を示す概略図である。 前記実施形態に係るポジションセンサの他の直動型のポジションセンサを示す概略図である。 前記実施形態に係るポジションセンサの回動型のポジションセンサを示す概略図である。 従来の近接センサに用いられる発振回路の回路図である。 従来の問題点の説明図で、（ａ）は発振回路のコンダクタンスによって変化する共振周波数と発振周波数との相関図で、（ｂ）は共振周波数に対する発振周波数の相対値と導電体の変位との相関図である。 従来の他の問題点の説明図で、（ａ）は周囲温度が２５℃の場合の共振周波数と発振周波数との相関図で、（ｂ）は周囲温度が１２５℃の場合の共振周波数と発振周波数との相関図である。

以下、本発明の実施形態が本明細書をなす添付図面を参照してより詳細に説明する。図面全体で同一又は類似した部分には同一の符号を付け、それに対する重複説明を省略する。本実施形態に係るポジションセンサは、図１に示すように、共振回路１と、検出体２と、振幅検出回路３０及び積分回路３１及び負性コンダクタンス制御回路３２、並びにオペアンプ（差動増幅器）ＯＰ１を備えた発振回路３と、信号処理回路４とから構成される。尚、発振回路３及び信号処理回路４は、例えばモノリシックＩＣ等の集積回路で一体化されている。また、振幅検出回路３０と、積分回路３１と、負性コンダクタンス制御回路３２と、オペアンプＯＰ１とは、負帰還ループを形成している。
共振回路１は、図１に示すように、非磁性体から成る筒状のコア１０ａに巻き回された検出コイルＬ１及びコンデンサＣ１の並列回路から成る。この共振回路１の発振信号の発振周波数は、検出コイルＬ１のインダクタンス及びコンデンサＣ１の静電容量により決定される。検出体２は、検出コイルＬ１の内側又は外側近傍に配置されて検出コイルＬ１の軸方向に変位可能な筒状の導電体から成る。尚、検出体２は当該構成に限定される必要は無く、検出コイルＬ１の近傍に配置されるとともに対象物（図示せず）の変位と連動して検出コイルＬ１に対して所定の軌道上を変位するものであればよい。
発振回路３は、図２に示すように、内部電源であり正電圧を供給する正電源Ｖａより共振回路１に一定のバイアス電流を供給する第１の定電流源Ｉａと、後述するトランジスタＴｒ１のコレクタに一定のバイアス電流を供給する第２の定電流源Ｉｂとを有する。共振回路１の発振電圧（コンデンサＣ１の両端間電圧）ＶＬＣは、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力される。このオペアンプＯＰ１は、反転入力端子に入力される後述する負性コンダクタンス制御回路３２の印加電圧ＶＲと共振回路１の発振電圧ＶＬＣとが一致するように出力電圧を調整する。オペアンプＯＰ１の出力端子は、ｎｐｎ型のトランジスタＴｒ１のエミッタに接続される。このトランジスタＴｒ１は、共振回路１の発振電圧をレベルシフトするものであり、ベース−エミッタ間電圧の分だけ発振電圧をレベルシフトする。尚、トランジスタＴｒ１のベースはコレクタと接続されている。
トランジスタＴｒ１のベースは、ｎｐｎ型のトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。このトランジスタＴｒ２は、共振回路１の発振電圧に応じた電流（増幅電流）を出力するためのものであり、そのベースにはトランジスタＴｒ１でレベルシフトされた発振電圧が入力される。また、トランジスタＴｒ２は、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧の分だけレベルシフトされた電圧が入力されるため、トランジスタＴｒ２のエミッタとグラウンドとの間には、発振信号の正のサイクルのみ、共振回路１の発振電圧に等しい電圧が印加される。尚、トランジスタＴｒ２のエミッタは、後述する負性コンダクタンス制御回路３２を介してグラウンドに接続されており、エミッタフォロワを構成している。
トランジスタＴｒ２のコレクタには、ｐｎｐ型のトランジスタＴｒ３のコレクタが接続されている。このトランジスタＴｒ３のベースには、同じくｐｎｐ型のトランジスタＴｒ４のベースが接続されており、各トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のエミッタは正電源Ｖａに接続され、トランジスタＴｒ４のコレクタは共振回路１の出力端と接続されている。これら２つのトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４によりカレントミラー回路が構成されている。而して、カレントミラー回路の作用により、トランジスタＴｒ２が出力する電流の大きさに応じた帰還電流Ｉｆ（Ｉｆｐ）を共振回路１に供給する、即ち、共振回路１の発振を維持するために共振回路１に帰還電流Ｉｆを正帰還させるようになっている。
振幅検出回路３０は、共振回路１の発振電圧の振幅を検出するためのものであり、ｎｐｎ型のトランジスタＴｒ５と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ２とで構成されている。トランジスタＴｒ５は、コレクタが正電源Ｖａに、ベースがトランジスタＴｒ１のベース及びコレクタに、エミッタが抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の並列回路に各々接続されている。そして、トランジスタＴｒ５のコレクタ−エミッタ間には、ベースに入力された電圧（トランジスタＴｒ１によってレベルシフトした共振回路１の発振電圧）に応じた電流が流れ、この電流によってコンデンサＣ２が充電される。而して、このコンデンサＣ２の両端間電圧を検出することで共振回路１の発振電圧の振幅を検出し、検出した振幅に応じた信号が後段の積分回路３１に出力される。
積分回路３１は、振幅検出回路３０からの出力電圧を積分するためのものであり、オペアンプＯＰ２と、基準電圧源Ｖｒｅｆと、抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ３とで構成されている。オペアンプＯＰ２の反転入力端子には、振幅検出回路３０の出力端が接続され、非反転入力端子には所定の基準電圧を出力する基準電圧源Ｖｒｅｆが接続されている。また、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ３の直列回路が挿入されている。而して、オペアンプＯＰ２からは、所定の基準電圧と入力電圧との差分に応じた信号が後段の負性コンダクタンス制御回路３２に出力される。
負性コンダクタンス制御回路３２は、トランジスタＴｒ２が出力する電流の大きさを制御、即ち、帰還電流Ｉｆを制御することで負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御するものである。負性コンダクタンス制御回路３２は、帰還抵抗Ｒｆと、ｎチャネル型のＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１とで構成される。帰還抵抗Ｒｆは、トランジスタＴｒ２のエミッタとグラウンドとの間に挿入され、スイッチング素子Ｑ１もトランジスタＴｒ２のエミッタとグラウンドとの間に挿入されている。
スイッチング素子Ｑ１は、積分回路３１から出力される電圧がゲート端子に入力されることでオン／オフを切り替えるようになっており、ゲート端子に入力される電圧に応じてオン抵抗Ｒｏｎが変化するようになっている。このオン抵抗Ｒｏｎが変化することで、帰還抵抗Ｒｆ及びオン抵抗Ｒｏｎの合成抵抗Ｒ’が変化し、帰還電流Ｉｆが制御される。
ここで、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値は、共振回路１の発振電圧ＶＬＣに対する帰還電流Ｉｆの比として定義される（｜Ｇｏｓｃ｜＝Ｉｆ／ＶＬＣ）。また、帰還電流Ｉｆは、負性コンダクタンス制御回路３２に流れ込む電流と等しいことから、負性コンダクタンス制御回路３２の印加電圧をＶＲとすると、Ｉｆ＝ＶＲ／Ｒ’で表される。この負性コンダクタンス制御回路３２の印加電圧ＶＲは、オペアンプＯＰ１により共振回路１の発振電圧ＶＬＣとなるように調整される。而して、ＶＬＣ＝ＶＲであるので、上記の２式より、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値は、｜Ｇｏｓｃ｜＝１／Ｒ’で表される。したがって、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃは負性コンダクタンス制御回路３２の合成抵抗Ｒ’に応じて変化する。ここで、合成抵抗Ｒ’はスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に入力される電圧に応じて変化することから、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に入力される電圧に応じて負性コンダクタンスＧｏｓｃを変化させることができるようになっている。
信号処理回路４は、例えばマイクロコンピュータ等から構成され、発振回路３からの発振信号に基づいて検出体２と連動する対象物の変位を検出する。尚、信号処理回路４は特許文献１に記載されているように従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。
また、図２に示すように、発振回路３から出力される発振信号は、コンパレータＣＯＭ１によって矩形波信号に変換した後に信号処理回路４に入力される。このため、本実施形態の信号処理回路４では、入力された矩形波信号の周期又は周波数に基づいて、検出体２と連動する対象物の変位を検出する。
ここで、従来例では、例えば共振回路１００からの発振信号の振幅値が所定値よりも大きくなった場合に、振幅制限回路１０４が動作して帰還抵抗Ｒｆに電流を流すことで帰還電流Ｉｆを制御している。しかしながら、この時に帰還抵抗Ｒｆの印加電圧が上昇することでトランジスタ１０１ｃに逆バイアスが掛かり、帰還電流Ｉｆが一時的に遮断されるために、発振回路１０１全体として非線形動作をしてしまう。この非線形動作により、共振回路１００の共振周波数に対する発振回路１０１の発振周波数の誤差が生じるものと考えられる。そして、発振回路１０１の負性コンダクタンスＧｏｓｃが大きい程、また、当該負性コンダクタンスＧｏｓｃと検出コイルＬ１００のコンダクタンスＧｃｏｉｌとの差が大きい程、この誤差が大きくなるものと考えられる。
一方、本実施形態では、例えば共振回路１からの発振信号の振幅値が所定値よりも大きくなった場合、発振信号の振幅値を所定値に一致させるように負性コンダクタンス制御回路３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧を制御する。すると、スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗Ｒｏｎが変化するために合成抵抗Ｒ’が変化し、結果として発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃが変化する。
ここで、共振回路１からの発振信号の振幅値が所定値よりも大きくなるのは、検出コイルＬ１のコンダクタンスＧｃｏｉｌが変動し、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値に対して小さくなる場合である。このとき、発振信号の振幅値が所定値となるように制御することで、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が検出コイルＬ１のコンダクタンスＧｃｏｉｌに近付くように制御される。また、共振回路１からの発振信号の振幅値が所定値よりも小さくなるのは、検出コイルＬ１のコンダクタンスＧｃｏｉｌが発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値に対して大きくなる場合である。この場合でも、発振信号の振幅値が所定値となるように制御することで、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が検出コイルＬ１のコンダクタンスＧｃｏｉｌに近付くように制御される。このように発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃを制御する場合には、従来例のトランジスタ１０１ｃに対応するトランジスタＴｒ２に逆バイアスが掛かることがないので、帰還電流Ｉｆを連続的に制御することができる。
而して、本実施形態では、共振回路１からの発振信号の振幅が一定となるように制御することで、発振回路３の負性コンダクタンスＧｏｓｃを対象物の変位に応じて変動する検出コイルＬ１のコンダクタンスＧｃｏｉｌに近付けるように制御することができる。このため、帰還電流Ｉｆを連続的に制御することができ、発振回路３全体として線形動作を行いつつ発振信号の振幅を一定に保つことができるので、共振回路１の共振周波数に対する発振回路３の発振周波数の誤差及びその変動を小さくすることができる。
ところで、従来例では、発振信号の正のサイクルでのみ発振回路１０１のトランジスタ１０１ｃが動作するため、発振信号の負のサイクルでは当該トランジスタ１０１ｃが動作しておらず、この点が非線形動作の一因となっていた。そこで、本実施形態では、図２に示すように、発振回路３の内部電源として正電源Ｖａの他に負電圧を供給する負電源部Ｖｂを正電源Ｖａと直列に接続している。また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に各々対応するｐｎｐ型のトランジスタＴｒ６，Ｔｒ７と、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４に各々対応するｎｐｎ型のトランジスタＴｒ８，Ｔｒ９とを設けている。即ち、発振回路３は、共振回路１の発振信号の正電圧のサイクルのみで動作する複数のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４と、共振回路１の発振信号の負電圧のサイクルのみで動作する複数のトランジスタＴｒ６〜Ｔｒ９とから成るプッシュプル増幅回路から構成されている。尚、トランジスタＴｒ６は、トランジスタＴｒ１と同様に共振回路１の発振電圧をレベルシフトする役割を果たし、トランジスタＴｒ７は、トランジスタＴｒ２と同様に共振回路１の発振電圧に応じた電流（増幅電流）を出力する役割を果たす。また、トランジスタＴｒ８，Ｔｒ９は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と同様に、カレントミラー回路の作用によってトランジスタＴｒ７が出力する電流の大きさに応じた帰還電流Ｉｆ（Ｉｆｎ）を共振回路１に供給する役割を果たす。
而して、本実施形態では、発振信号の正電圧のサイクルではトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が、負電圧のサイクルではトランジスタＴｒ６〜Ｔｒ９が動作することで帰還電流Ｉｆを共振回路１に正帰還させることができる。したがって、発振信号の１サイクル全体（即ち、全期間）に亘って発振電圧の振幅に比例した帰還電流Ｉｆを共振回路１に帰還させる、即ち、線形動作をさせることができる。このため、従来例と比較して共振回路１の共振周波数に対する発振回路３の発振周波数の誤差及びその変動を更に小さくすることができる。具体的には、検出体２が０〜６０ｍｍの範囲で変位した場合において、その変位の全域に亘って誤差を０．１％以下にすることができる。また、発振回路３の周囲温度が２５℃，１２５℃の何れの場合においても、誤差を０．１％以下にすることができる。
尚、本実施形態では、上述のように発振回路３をプッシュプル増幅回路で構成することで、発振信号の全期間に亘って線形動作するように構成しているが、上記の構成に限定される必要は無い。即ち、発振信号の全期間に亘って線形動作するように発振回路３を構成すればよく、上記プッシュプル増幅回路以外の構成で実現しても構わない。
また、図３に示すように、発振回路３における振幅検出回路３０の前段に少なくとも発振信号の周波数よりも高い周波数の信号を遮断するローパスフィルタＬＰを設けてもよい。このように構成することで、外部からの輻射ノイズによって発振回路３の発振周波数が変化するのを防ぐことができる。尚、ローパスフィルタＬＰを設ける位置は振幅検出回路３０の前段に限定されるものではなく、振幅検出回路３０、積分回路３１、負性コンダクタンス制御回路３２、オペアンプＯＰ１から成る負帰還ループ内の何れかに設ければよい。
更に、図３に示すように、信号処理回路４を発振周期計測回路４０と、二乗回路４１と、温度補償回路４２と、出力調整回路４３とから構成してもよい。発振周期計測回路４０は、発振回路３から出力された発振信号の発振周期を計測し、計測された周期に対応する信号を出力するものである。二乗回路４１は、発振周期計測回路４０からの出力信号の二乗値を演算して出力するものである。温度補償回路４２は、二乗回路４１からの出力信号の温度変動を補償するものである。出力調整回路４３は、温度補償回路４２から出力される信号値に所定の加算値を加算するオフセット処理、又は所定の乗算値を乗算するゲイン処理の少なくとも何れか一方の処理を行うことで、出力を調整するものである。尚、発振周期計測回路４０、二乗回路４１、温度補償回路４２の各回路の構成及び動作は、特許文献１に記載されているように従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。
ここで、発振回路３からの発振信号の発振周期にはインダクタンス成分と容量成分との平方根成分が含まれるが、二乗回路４１において発振信号の発振周期の二乗値を演算出力することで、インダクタンス成分と容量成分との平方根成分を除くことができる。而して、二乗回路４１からの出力信号は、対象物の変位に対して直線的な関係で変位する信号となるため、出力信号の信号処理を容易に行うことができる。
ところで、上記の説明では、検出コイルＬ１及び検出体２の構成は特許文献１に記載の従来例と同様の構成であり、検出体２が直線軌道上を変位する直動型のポジションセンサである。但し、この検出コイルＬ１及び検出体２の構成は、上記の構成に限定される必要は無く、発振周波数の変動を利用する構成であれば他の構成でも構わない。また、図１及び図３は、図示を簡略にするべく、共振回路１と信号処理回路４との間のコンパレータＣＯＭ１の図示を省略する。
以下、他の構成について図面を用いて説明する。先ず、他の直動型のポジションセンサの実施形態について説明する。この実施形態は、図４に示すように、筒状のボビン１ａに巻き回された検出コイルＬ１と、ボビン１ａの内側をその軸方向に変位自在な棒状の検出体２と、検出体２と対象物とを連結する棒状のガイド部Ａ１とを備える。また、この実施形態は、検出体２が検出コイルＬ１の内面に接触せずに軸方向に移動するようにガイド部Ａ１を軸方向に移動自在に保持する保持部Ａ２と、検出コイルＬ１の外周面を覆う磁気シールド用のシールド部材Ａ３とを備える。更に、この実施形態は、ガイド部Ａ１が検出コイルＬ１内に入らないようにガイド部Ａ１の移動を規制するとともに、検出体２が保持部Ａ２に接触しないように検出体２の移動を規制するストッパ部Ａ４を備える。そして、検出コイルＬ１、検出体２、ガイド部Ａ１、保持部Ａ２、シールド部材Ａ３，ストッパ部Ａ４は、ケースＡ５に収納される。この実施形態においても、対象物と連動する検出体２の変位を検出コイルＬ１のインダクタンス変化として検出することで、対象物の変位を検出することができるようになっている。
次に、回動型のポジションセンサの実施形態について説明する。この実施形態は、図５に示すように、一面に１対の検出コイルＬ１が印刷形成された第１の絶縁基板Ｂ１と、一面に１対の検出コイル（図示せず）が印刷形成された第２の絶縁基板Ｂ２とを備える。また、この実施形態は、非磁性材料から扇形に形成された１対の検出体２と、各検出体２を保持する保持体Ｂ３とを有するロータブロックＢ４を備える。これら第１及び第２の絶縁基板Ｂ１，Ｂ２とロータブロックＢ４とは、一面を開口した箱体のボディＢ５の開口面をカバーＢ６で閉塞して成るケースＢ７の内部に収納される。
以下、上記ポジションセンサの動作について簡単に説明する。対象物の変位に伴って、対象物と連動するロータブロックＢ４の保持体Ｂ３が回動すると、保持体Ｂ３と連動して各検出体２が互いに１８０度ずれて円周軌道上を変位する。そして、各検出体２と２組の検出コイルとの相対位置に応じて変化する各検出コイルのインダクタンスに対応した周波数の発振信号を発振部３（図１参照）から出力する。この発振信号に基づいて各検出体２の変位を検出することで、各検出体２と検出コイルとの相対位置情報、即ち、ロータブロックＢ４と連動する対象物の回転量を検出することができる。
以上、本発明の望ましい実施形態が説明されたが、本発明はこれらの特定の実施形態に限定されず、後続する請求範囲の範疇から外れることなく、多様な変更及び変形がなされ得、それも本発明の範疇内に属するものと言える。

Claims (4)

1. 検出コイル及び前記検出コイルと並列に接続されるコンデンサから成る共振回路と、前記検出コイルの近傍に配置されるとともに対象物の変位と連動して前記検出コイルに対して所定の軌道上を変位する検出体と、前記共振回路に帰還電流を供給して前記共振回路の発振を持続させるとともに、前記検出体の変位に応じて変化する前記検出コイルのインダクタンスに対応した周波数の発振信号を出力する発振回路と、前記発振回路から出力された発振信号に基づいて前記対象物の変位を検出する信号処理回路とを備え、前記発振回路は、前記共振回路から出力される発振信号の振幅を検出する振幅検出回路と、前記発振回路の負性コンダクタンスを制御する負性コンダクタンス制御回路とを備え、前記共振回路から出力される発振信号の振幅が一定となるように前記負性コンダクタンス制御回路を制御する負帰還ループを形成したことを特徴とするポジションセンサ。
2. 前記発振回路は、前記発振回路から出力される発振信号の全サイクルに亘って線形動作するように構成されたことを特徴とする請求項１記載のポジションセンサ。
3. 前記発振回路は、前記負帰還ループ内の何れかに少なくとも発振信号の周波数よりも高い周波数の信号を遮断するローパスフィルタが設けられたことを特徴とする請求項１又は２記載のポジションセンサ。
4. 前記信号処理回路は、前記発振回路から出力される発振信号の周期の二乗値を演算して出力する二乗回路を備え、前記二乗回路の出力信号に基づいて前記対象物の変位を検出することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のポジションセンサ。

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