JP2009094994A - 近接センサ - Google Patents

Abstract

【課題】被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる近接センサを提供することにある。
【解決手段】近接センサは、被検知体の検知用の検知コイル１０を有したＬＣ共振回路部１と、ＬＣ共振回路部１の発振電圧を増幅する増幅回路２１、増幅回路２１の出力電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路２２、および電圧電流変換回路２２が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部１に供給する電流帰還回路２３を有するとともに増幅回路２１の増幅率を調整する可変抵抗部２１ｃを有し、ＬＣ共振回路部１を発振させる発振回路部２と、ＬＣ共振回路部１の発振振幅に基づいて可変抵抗部２１ｃの抵抗値を設定することで発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定する制御部４と、可変抵抗部２１ｃの抵抗値に基づいて被検知体と検知コイル１０との距離を示す検知信号を作成する信号処理部５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波発振型の近接センサに関するものである。

従来から、非接触で金属体（導電体）や磁性体などからなる被検知体を検知する近接センサとして、高周波発振型の近接センサが提案されている。

上記高周波発振型の近接センサは、検知コイルとコンデンサとの並列回路よりなるＬＣ共振回路部を有している。この近接センサでは、ＬＣ共振回路部を構成する検知コイルに被検知体が接近した際に、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検知コイルの実効抵抗値（インピーダンス）が変化するという現象を利用して被検知体の検知を行っている。つまり、検知コイルのインピーダンスが変化するとＬＣ共振回路部の発振条件も変化するため、ＬＣ共振回路部を発振させている状態から、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値以上減衰した際に、被検知体が存在していると判定する（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−２９５２４８号公報

上述した従来の近接センサは、被検知体と検知コイルとの距離が、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値未満になる距離（検知距離）より長ければ、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在しないと判定し、上記検知距離より短ければ、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在すると判定するから、近接センサから出力される検知信号は、被検知体が存在しているか否かの２値しかないデジタル（ディジタル）な値である。

このように従来の近接センサでは、被検知体と検知コイルとの距離が上記検知距離より短くなれば、被検知体が存在していると判定する、つまり、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在するか否かを検知するだけであるから、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号を得ることはできていたが、被検知体が検知コイルに対してどの程度接近しているかまでは検知することができないため、被検知体と検知コイルとの距離を示すようなアナログな検知信号を得ることはできなかった。

本発明は上述の点に鑑みて為されたもので、その目的は、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる近接センサを提供することにある。

上記の課題を解決するために、請求項１の発明では、被検知体の検知に用いられる検知コイルおよびコンデンサからなるＬＣ共振回路部と、ＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部と、ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出するモニタ部と、モニタ部で検出した発振振幅に基づいて発振回路部の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定する制御部と、被検知体と検知コイルとの距離を示す検知信号を作成する信号処理部とを備え、発振回路部は、ＬＣ共振回路部の発振電圧を増幅する増幅回路と、増幅回路で増幅された発振電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路と、電圧電流変換回路が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部に供給する電流帰還回路と、増幅回路には、発振電圧の増幅率を調整する可変抵抗部が設けられ、制御部は、発振回路部の負性コンダクタンスが上記臨界値となるように可変抵抗部の抵抗値を設定し、信号処理部は、可変抵抗部の抵抗値に基づいて上記検知信号を作成することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、ＬＣ共振回路部が発振する条件は、発振回路部の負性コンダクタンスの絶対値が、検知コイルのコンダクタンスの絶対値以上であることであるから、発振回路部の負性コンダクタンスがＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値である場合、当該負性コンダクタンスの絶対値は、検知コイルのコンダクタンスの絶対値に等しいと考えることができ、ここで、検知コイルのコンダクタンスは、被検知体と検知コイルとの距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイルと被検知体との距離に応じて変化し、検知コイルのコンダクタンスに等しい発振回路部の負性コンダクタンスは、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流とＬＣ共振回路部の発振振幅によって決定され、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流は、増幅回路の増幅率に応じて増減するので、増幅回路の増幅率を調整する可変抵抗部の抵抗値を検知コイルと被検知体との距離を示す値として用いることができ、このような可変抵抗部の抵抗値を用いることで、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイルとの距離を示すアナログな検知信号を得ることができ、また、このような検知信号を閾値処理することで、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることができるから、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。

請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記可変抵抗部は、１乃至複数の固定抵抗器と、１乃至複数の可変抵抗器との直列または並列回路からなることを特徴とする。

請求項２の発明によれば、固定抵抗器の抵抗値を可変抵抗部の抵抗値のオフセットとして利用することができ、可変抵抗器のみを用いる場合に比べれば、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上できる。

請求項３の発明では、請求項１または２の発明において、上記可変抵抗部は、デジタルコードにて抵抗値を設定可能なデジタルポテンショメータからなる可変抵抗器を有し、上記制御部は、上記発振回路部の負性コンダクタンスが上記臨界値となるように上記可変抵抗部の抵抗値を設定するデジタルコードを上記可変抵抗部および上記信号処理部に出力し、上記信号処理部は、上記制御部が出力したデジタルコードに基づいて上記検知信号を作成することを特徴とする。

請求項３の発明によれば、制御部が出力したデジタルコードを信号処理部が読み込むだけで可変抵抗部の抵抗値を得ることができるから、例えば、可変抵抗部が、制御部の出力する制御信号によるスイッチのオン・オフで抵抗値の設定を行うものである場合に比べれば、可変抵抗部の抵抗値を容易に得ることができる。

請求項４の発明では、請求項３の発明において、上記モニタ部は、上記ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出し発振振幅を示すアナログ信号を出力する検出部と、当該検出部が出力した発振振幅を示すアナログ信号をデジタル信号に変換して上記制御部に出力するＡ／Ｄコンバータとを備え、上記制御部は、Ａ／Ｄコンバータが出力した発振振幅を示すデジタル信号から上記デジタルコードを作成することを特徴とする。

請求項４の発明によれば、アナログ回路により可変抵抗部の抵抗値を変更する場合に比べれば、処理速度（可変抵抗部の抵抗値の変化の応答性、追随性）を向上でき、被検知体の移動速度が速い場合であっても、迅速に、発振回路部の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定することができる。

請求項５の発明では、請求項３の発明において、上記制御部は、上記モニタ部で検出した発振振幅と所定の閾値とを比較する比較部を有し、当該比較部の比較結果によって上記デジタルポテンショメータの抵抗値を変更するか否かを決定し、上記デジタルポテンショメータの抵抗値を変更するにあたっては、上記デジタルコードを１ずつ変化させることを特徴とする。

請求項５の発明によれば、可変抵抗部の抵抗値を、発振回路部の負性コンダクタンスが臨界値となる値に設定するにあたって、オーバーシュートやアンダーシュートが生じてしまうことを防止できる。しかも、デジタルコードを１ずつ増やすようにしているので、発振振幅から可変抵抗部の抵抗値の目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済み、比較部としては、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なコンパレータを用いることができるから、低コスト化が図れる。

請求項６の発明では、請求項３〜５のうちいずれか１項の発明において、上記制御部は、上記デジタルコードを出力するタイミングを指示する信号を所定周波数で出力するタイミング回路を有し、上記所定周波数は、ＬＣ共振回路部の発振周波数より低いことを特徴とする。

請求項６の発明によれば、可変抵抗部の抵抗値を変更したことに起因するＬＣ共振回路部の発振を防止でき、安定した制御が行えるようになる。

請求項７の発明では、請求項３〜６のうちいずれか１項の発明において、上記信号処理部は、上記制御部が出力した上記デジタルコードの値にオフセットとゲインの少なくとも一方を加える出力調整部を有していることを特徴とする。

請求項７の発明によれば、検知信号の値を所望の範囲内の値とすることができる。

請求項８の発明では、請求項７の発明において、上記出力調整部における上記オフセットと上記ゲインは変更可能であることを特徴とする。

請求項８の発明によれば、製品毎に、検知コイルの特性や、検知コイルと被検知体との相対位置、発振回路部などの回路の特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値の範囲が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても検知信号の値を所望の範囲内の値とすることが可能となる。

請求項９の発明では、請求項３〜８のうちいずれか１項の発明において、周囲の温度を検知する温度検知部を備え、上記信号処理部は、上記制御部が出力した上記デジタルコードの値に温度検知部で検知した温度に対応する補正温度係数を乗じることで温度補償を行う温度補償部を有していることを特徴とする。

請求項９の発明によれば、検知コイルや、被検知体、発振回路部などの回路の温度特性に起因する検知精度の悪化を防止でき、検知精度の向上が図れる。

請求項１０の発明では、請求項９の発明において、上記温度補償部における上記補正温度係数は変更可能であることを特徴とする。

請求項１０の発明によれば、製品毎に、検知コイルの特性や、検知コイルと被検知体との相対位置、発振回路部などの回路の温度特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても所望の検知信号を得ることが可能となる。

請求項１１の発明では、請求項１〜１０のうちいずれか１項の発明において、上記発振回路部と、上記モニタ部と、上記制御部と、上記信号処理部とはモノリシックＩＣとして一体化されていることを特徴とする。

請求項１１の発明によれば、上記発振回路部と、上記発振検出部と、上記制御部と、上記位置情報生成部とをそれぞれ別のＩＣにより構成する場合に比べれば、小型化が図れるとともに低コスト化が図れ、さらに耐ノイズ性能を向上できる。

本発明は、被検知体の検知に加え、被検知体との距離も検知できるという効果を奏する。

（実施形態１）
本実施形態の近接センサは、図１に示すように、被検知体（図示せず）の検知に用いられる検知コイル１０およびコンデンサ１１の並列回路からなるＬＣ共振回路部１と、ＬＣ共振回路部１を発振させる発振回路部２と、ＬＣ共振回路部１の発振振幅を検出するモニタ部３と、モニタ部３で検出した発振振幅に基づいて発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定する制御部４と、被検知体と検知コイル１０との距離を示す検知信号を作成する信号処理部５とを備えている。

ＬＣ共振回路部１に用いる検知コイル１０は、例えば、円筒状のコイルボビン（図示せず）の外周面に、コイルボビンの軸方向に巻軸方向を沿わせた形で巻回されたものを用いている。そして、被検知体は、例えば、金属体（導電体）よりパイプ状に形成されたものであって、検知コイル１０の巻軸方向に沿って検知コイル１０のすぐ外側を通る形で配置されている。ＬＣ共振回路部１の発振電圧の周波数は、検知コイル１０のインダクタンスとコンデンサ１１の静電容量とにより決定される。なお、上述したような検知コイル１０および被検知体の構成は一例に過ぎず、例えば、被検知体は磁性体により形成されたものであってもよく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更できる。

本実施形態の近接センサでは、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とはモノリシックＩＣとして一体化されている。

発振回路部２は、内部電源ＶｃｃよりＬＣ共振回路１に一定のバイアス電流を供給する定電流源であるバイアス回路２０と、ＬＣ共振回路部１の発振電圧（ＬＣ共振回路部１の両端電圧）を増幅する増幅回路２１と、増幅回路２１で増幅された発振電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路２２と、電圧電流変換回路２２が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部１に供給する電流帰還回路２３と、ＬＣ共振回路部１の発振電圧（ＬＣ共振回路部１の両端電圧）をレベルシフトするレベルシフト回路２５とを備えている。

レベルシフト回路２５は、ｎｐｎ形のトランジスタＱにより構成される。トランジスタＱのコレクタはバイアス回路２０の出力端に接続され、エミッタは一端が接地されたＬＣ共振回路部１の他端に接続されている（図示例ではトランジスタＱのエミッタとグラウンドとの間に検知コイル１０とコンデンサ１１とからなる並列回路が挿入されている）。また、トランジスタＱにおいてはコレクタとベースとが接続されている。したがって、トランジスタＱのエミッタの電位は、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい。このようなレベルシフト回路２５は、モニタ部３の後述のｎｐｎ形のトランジスタ３０のベース−エミッタ間電圧の分だけ発振電圧をレベルシフトする。この構成により、トランジスタ３０のエミッタとグラウンドとの間に、発振の正の半サイクルのみ、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電圧が印加されるようにしている。

増幅回路２１は、オペアンプ２１ａを用いて構成されている。オペアンプ２１ａの非反転入力端子はＬＣ共振回路部１とレベルシフト回路２５との間に接続され、反転入力端子は固定抵抗部２１ｂを介してグラウンドに接続されている。したがって、非反転入力端子には、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電位が与えられる。また、オペアンプ２１ａの出力端子は、可変抵抗部２１ｃを介してオペアンプ２１ａの反転入力端子に接続されている。したがって、増幅回路２１は、非反転入力端子に入力された電圧と出力端子から出力された電圧の位相とが同位相となる非反転増幅器を構成しており、その増幅率は、固定抵抗部２１ｂの抵抗値をＲｓ、可変抵抗部２１ｃの抵抗値をＲｖとすれば、（Ｒｓ＋Ｒｖ）／Ｒｓで表される。つまり、本実施形態における増幅回路２１には、発振電圧の増幅率を調整する可変抵抗部２１ｃが設けられている。この可変抵抗部２１ｃは、例えば、固定抵抗器およびトランジスタなどの半導体スイッチング素子からなる直列回路を並列接続してなる可変抵抗器であって、各スイッチのオン・オフによって使用する固定抵抗器を選択することで、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを変更することができるようになっている。なお、固定抵抗部２１ｂの抵抗値Ｒｓおよび可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖは、ＬＣ共振回路部１の発振に影響を与えないように十分に大きい抵抗値とすることが好ましい。

電圧電流変換回路２２は、オペアンプ２２ａと、ｎｐｎ形のトランジスタ２２ｂとにより構成されている。トランジスタ２２ｂのエミッタはエミッタ電位設定（電流調整）用の抵抗器２４を介してグラウンドに接続されている。トランジスタ２２ｂのベースにはオペアンプ２２ａの出力端子が接続され、オペアンプ２２ａの反転入力端子はトランジスタ２２ｂのエミッタに接続され、オペアンプ２２ａの非反転入力端子は増幅回路２１のオペアンプ２１ａの出力端子に接続されている。これによりオペアンプ２２ａの反転入力端子と出力端子との間には、トランジスタ２２ｂのベース−エミッタ間電圧に等しい電圧が印加されるため、オペアンプ２２ａの出力端子からは、増幅回路２１の出力電圧（増幅回路２１で増幅された発振電圧）とトランジスタ２２ｂのベース−エミッタ間電圧とを加算してなる電圧（増幅回路２１の出力電圧よりトランジスタ２２ｂのベース−エミッタ間電圧の絶対値だけ低い電圧）が出力される。

したがって、トランジスタ２２ｂのエミッタとグラウンドとの間には、発振の正の半サイクルのみ、増幅回路２１の出力電圧（増幅回路２１で増幅されたＬＣ共振回路部１の発振電圧）に等しい電圧が印加され、これによって、電圧電流変換回路２２は、増幅回路２１の出力電圧に応じた電流を出力する。ただし、電圧変換回路２２が出力する電流は抵抗器２４の抵抗値に応じて限流される。

電流帰還回路２３は、ｐｎｐ形のトランジスタ２３ａ，２３ｂにより構成されたカレントミラー回路であり、ＬＣ共振回路部１の発振を維持するためにＬＣ共振回路部１に電流を正帰還させる。トランジスタ２３ａは、電圧電流変換回路２２のトランジスタ２２ｂと内部電源Ｖｃｃとの間に、コレクタをトランジスタ２２ｂのコレクタに、エミッタを内部電源Ｖｃｃにそれぞれ接続する形で挿入されている。トランジスタ２３ａのベースは、トランジスタ２３ｂのベースに接続され、トランジスタ２３ｂのエミッタは内部電源Ｖｃｃに接続され、コレクタはレベルシフト回路２５のトランジスタＱのベースに接続されている。電圧電流変換回路２２から電流が出力される際には、この電流に等しいトランジスタ２２ｂのコレクタ電流が、トランジスタ２３ａのエミッタ−コレクタ間に流れることになる。そして、トランジスタ２３ｂのエミッタ−コレクタ間には、トランジスタ２３ａのエミッタ−コレクタ間に流れた電流に等しい電流が流れ、この電流がＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流となる。つまり、本実施形態における電流帰還回路２３は、電圧電流変換回路２２が出力する電流に等しい帰還電流をＬＣ共振回路部１に供給する。

モニタ部３は、前述のｎｐｎ形のトランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２とで構成された検波回路からなる。トランジスタ３０は、コレクタが内部電源Ｖｃｃに接続され、ベースがレベルシフト回路２５のトランジスタＱのベースに接続され、エミッタが抵抗３１およびコンデンサ３２に接続されている。そして、トランジスタ３０のコレクタ−エミッタ間には、ベースに入力される電圧（レベルシフト回路２５により生成されたレベルシフト電圧）に応じた電流が流れ、この電流によってコンデンサ３２が充電される。本実施形態におけるモニタ部３では、このコンデンサ３２の両端電圧をＬＣ共振回路部１の発振振幅を示す値として検出している。

制御部４は、例えばＣＰＵなどからなり、上述したように、モニタ部３で検出した発振振幅に基づいて発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定する。このような制御部４の動作はロジック回路やプログラムなどにより実現されている。本実施形態における制御部４は、増幅回路２１の可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを調整することによって、発振回路部２の負性コンダクタンスを上記臨界値に設定する。ここで、発振回路部２の負性コンダクタンスをＧｏｓｃ（ただしＧｏｓｃの値は負である）、ＬＣ共振回路部１の発振振幅をＶＴ、帰還電流をＩｆｂとすると、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、次式（１）で表すことができる。

したがって、発振振幅ＶＴに対してどれだけの帰還電流Ｉｆｂを与えるかによって、負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整することができる。そして、電圧電流変換回路２２には、増幅回路２１で増幅された発振電圧が入力されるため、電圧電流変換回路２２が出力する電流をＩ０、抵抗器２４の抵抗値をＲｅとすると、この電流Ｉ０は次式（２）で表すことができる。そして、トランジスタ２２ｂのエミッタとグラウンドとの間には、発振の正の半サイクルのみ、増幅回路２２の出力電圧に等しい電圧が印加されるから、式（１），（２）により、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、次式（３）で表すことができる。

上記の式より明らかなように、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖによって、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの値を調整することができる。

ここで、ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスの絶対値以上であること、すなわち、検知コイル１０のコンダクタンスをＧｃｏｉｌとすれば、負性コンダクタンスＧｏｓｃとコンダクタンスＧｃｏｉｌとが、Ｇｃｏｉｌ≦｜Ｇｏｓｃ｜の関係にあるときであり、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが、Ｇｃｏｉｌ＝｜Ｇｏｓｃ｜であるときに、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＬＣ共振回路部１が発振可能な最大値となる。つまり、検知コイルのコンダクタンスＧｃｏｉｌの負の値である−Ｇｃｏｉｌが、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの臨界値となる。

したがって、負性コンダクタンスＧｏｓｃが臨界値である場合には、コンダクタンスＧｃｏｉｌは次式（４）で表すことができる。

そして、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、被検知体と検知コイル１０との距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイル１０と被検知体との距離に応じて変化するから、負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値である限り、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖに反比例する。そのため、抵抗値Ｒｖを、検知コイル１０と被検知体との距離を示す値として用いることができる。

本実施形態における制御部４は、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴに基づいて負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値か否かの判定を行い、その判定結果に応じて発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整する。例えば、制御部４は、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定値（負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が等しいときの発振振幅ＶＴの値）になるように、可変抵抗部２１ｃの各直列回路それぞれの半導体スイッチング素子をオン・オフする制御信号を出力し、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを、負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となるように調整する。なお、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値とは一致させるのが好ましいが、必ずしも一致させる必要はなく、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値がコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値におおよそ等しいとみなせる範囲（例えば上記臨界値よりやや小さい値）であれば問題はない。したがって、本実施形態では、制御部４は、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定の範囲内の値（負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値とがおおよそ等しいとみなせる範囲における発振振幅ＶＴの値）になるように、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを設定する。

信号処理部５は、検知用可変抵抗部（図示せず）を有している。検知用可変抵抗部は、可変抵抗部２１ｃと同様のものである。この検知用可変抵抗部には、制御部４の上記制御信号が入力されるようになっており、これによって、検知用可変抵抗部の抵抗値は、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖと連動して変化するように（可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖと等しく）なっている。そして、信号処理部５は、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖに等しい検知用可変抵抗部の抵抗値を測定し、当該測定した抵抗値（可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖ）に基づいてアナログ形式の電気信号からなる検知信号（例えば、被検知体と検知コイル１０との距離に比例して値が大きくなる信号）を作成し、外部へ出力する。

次に本実施形態の近接センサの動作について説明する。ＬＣ共振回路部１の両端には、検知コイル１０のインダクタンスとコンデンサ１１の静電容量とから決まる周波数の発振電圧が生じ、電流帰還回路２３のトランジスタ２３ｂから帰還電流を正帰還することによってＬＣ共振回路部１の発振を持続させている。ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴはモニタ部３により検出され、制御部４はモニタ部３にて検出した発振振幅ＶＴに基づき、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となるように可変抵抗部２１ｃに上記制御信号を出力して抵抗値Ｒｖを設定する。制御部４の上記制御信号は信号処理部５にも入力されて信号処理部５の検知用可変抵抗部の抵抗値が可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖと同じ値に設定され、信号処理部５は検知用可変抵抗部の抵抗値に基づいて上記検知信号を作成して出力する。

ここで、被検知体が検知コイル１０に接近し、検知コイル１０における渦電流損が大きくなると、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値より大きくなるため、上記発振条件を満たさなくなって、ＬＣ共振回路部１の発振が停止しようとし、発振振幅ＶＴが小さくなる。制御部４は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値にならなくなった場合には、発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値となるように可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを設定する（負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整する）から、上記の場合、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値を大きくするために、抵抗値Ｒｖを大きくする。そして、信号処理部５は、このように制御部４により設定された抵抗値Ｒｖに基づいて上記検知信号を作成して出力する。

逆に被検知体が検知コイル１０から離れ、検知コイル１０における渦電流損が小さくなると、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値より小さくなって、ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴが大きくなる。制御部４は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値にならなくなった場合には、発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値となるように可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを設定する（負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整する）から、上記の場合、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値を小さくするために、抵抗値Ｒｖを小さくする。そして、信号処理部５は、このように制御部４により設定された抵抗値Ｒｖに基づいて上記検知信号を作成して出力する。

このように、信号処理部５からは、抵抗値Ｒｖに基づく上記検知信号が出力され、この上記検知信号をモニタすることによって、被検知体と検知コイル１０との距離、つまり位置関係を知ることができる。

以上述べた本実施形態の近接センサによれば、ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値以上であることであるから、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃがＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値である場合、当該負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値は、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値に等しいと考えることができ、ここで、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、被検知体と検知コイル１０との距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイル１０と被検知体との距離に応じて変化し、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌに等しい発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流ＩｆｂとＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴによって決定され、ＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流Ｉｆｂは、増幅回路２１の増幅率に応じて増減するので、増幅回路２１の増幅率を調整する可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを検知コイル１０と被検知体との距離を示す値として用いることができ、このような可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを用いることで、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイル１０との距離を示すアナログな検知信号を得ることができる。

しかも、このような検知信号を閾値処理することで、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることができるから、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。この場合、信号処理部５は、例えば、検知信号（アナログな検知信号）の値が所定の閾値以上である場合に、被検知体が検知コイル１０の検知範囲内に存在し、所定の閾値未満である場合に、被検知体が検知コイル１０の検知範囲外に存在すると判断して、被検知体の存否を示す検知信号（デジタルな検知信号）を出力するように構成されていてもよい。

また、信号処理部５は、制御部４から可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを取得し、当該抵抗値Ｒｖを用いて検知信号を作成するから、例えば、負性コンダクタンスＧｏｓｃの大きさを得るために帰還電流Ｉｆｂなどを利用する場合とは異なり、帰還電流Ｉｆｂの大きさを検出する検出回路などが必要なくなるから、回路構成を簡素化することができて、小型化、製造コストの低減などが図れる。

ところで、本実施形態における可変抵抗部２１ｃは、上述したような可変抵抗器に限定されるものではなく、例えば、１乃至複数の固定抵抗器と、１乃至複数の可変抵抗器との直列または並列回路からなるものであってもよい。このようにすれば、固定抵抗器の抵抗値を可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖのオフセットとして利用することができ、可変抵抗器のみを用いる場合に比べれば、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上できる。なお、本実施形態における増幅回路２１では、オペアンプ２１ａの反転入力端子と出力端子との間に可変抵抗部２１ｃを挿入し、オペアンプ２１ａの反転入力端子とグラウンドとの間に固定抵抗部２１ｂを挿入しているが、これは逆であってもよい。すなわち、オペアンプ２１ａの反転入力端子と出力端子との間に固定抵抗部２１ｂを挿入し、オペアンプ２１ａの反転入力端子とグラウンドとの間に可変抵抗部２１ｃを挿入するようにしてもよい。これらの点は後述する実施形態２〜４においても同様である。

ところで、負性コンダクタンスＧｓｏｃを調整する方法としては、抵抗器２４とグラウンドとの間に可変抵抗部２１ｃを挿入し、当該可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを変えることによって、帰還電流Ｉｆｂの大きさを調整し、負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整する方法が考えられる。この場合、可変抵抗部２１ｃに流れる電流によって帰還電流Ｉｆｂが決定される。ここで、可変抵抗部２１ｃの抵抗値を大きくした際には、当然ながら帰還電流Ｉｆｂが小さくなるため、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖの絶対値（大きさ）に設計上の制約が生じ、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを比較的小さい値としなければならず、可変抵抗部２１ｃを設計するにあたっては、抵抗値が比較的小さい抵抗を用いて可変抵抗部２１ｃを設計する必要がある。

これに対して、本実施形態では、増幅回路２１に固定抵抗部２１ｂと可変抵抗部２１ｃとを設けてあり、上記式（３）で示されているように、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、可変抵抗部２１ｃと固定抵抗部２１ｂとの合成抵抗値Ｒｓ＋Ｒｖと固定抵抗部２１ｂの抵抗値Ｒｓとの比に依存するため、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖおよび固定抵抗部２１ｂの抵抗値Ｒｓそれぞれの大きさに対する設計上の制約がなくなり、抵抗値が比較的大きい抵抗を用いて可変抵抗部２１ｃを設計することができるから、上述したように抵抗値が比較的小さい抵抗を用いて可変抵抗部２１ｃを設計する場合に比べれば、可変抵抗部２１ｃの設計が容易になる。

本実施形態における近接センサでは、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とはモノリシックＩＣとして一体化されているので、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とをそれぞれ別のＩＣなどにより構成する場合に比べれば、小型化が図れるとともに低コスト化が図れ、さらに耐ノイズ性能を向上できる。ここで、可変抵抗部２１ｃを上述したように１乃至複数の固定抵抗器と１乃至複数の可変抵抗器との直列または並列回路により構成した場合には、可変抵抗部２１ｃの可変抵抗器をモノリシックＩＣに組み込み、固定抵抗器はモノリシックＩＣに組み込まないようにしてもよく、このようにすれば、固定抵抗器の交換によって、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖの可変範囲を調整することができ、近接センサの設計変更が容易になる。

ところで、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とをモノリシックＩＣとして一体化するにあたっては、電圧電流変換回路２２のエミッタ電位設定用の抵抗器２４をモノリシックＩＣに組み込まずに外付けするようにしてもよい。この場合、増幅回路２１の可変抵抗部２１ｃおよび固定抵抗部２１ｂそれぞれの抵抗値の絶対値はＩＣプロセスのばらつきによってばらつく（通常±２０％程度ばらつく）ことになるが、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、上記（３）式より可変抵抗部２１ｃと固定抵抗部２１ｂとの合成抵抗値Ｒｓ＋Ｒｖと固定抵抗部２１ｂの抵抗値Ｒｓとの比に依存しており、またモノリシックＩＣでは各抵抗の相対比はほぼ一定となる。そのため、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＩＣプロセスのばらつきの影響は受けない。したがって、外付け部品である抵抗器２４として、ばらつきが小さいものを選択することによって、負性コンダクタンスＧｏｓｃのばらつきを抑制できる。つまり、上述したように抵抗器２４をモノリシックＩＣに組み込まずに外付けするようにすることで、負性コンダクタンスＧｏｓｃのばらつきを抑制できるというメリットがある。その上、上記（３）式からも明らかなように、抵抗器２４の抵抗値Ｒｅによって負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整できるから、各種コイルに対する設計の柔軟性を向上できる。

なお、本実施形態における発振回路部２や、モニタ部３の回路構成はあくまでも一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない程度に変更することができる。例えば、発振回路部２の電圧電流変換回路２２を、トランジスタを用いたレベルシフト回路と、エミッタフォロワ（エミッタホロワ）回路とにより構成してもよいし、また、モニタ部３としては、発振振幅を示す値として、図１に示すような発振電圧のピーク値を検出する構成の他に、発振電圧の積分値を検出する構成や、発振電圧の実効値を検出する構成であってもよい。このように、交流成分のみを検波し、それが一定になるように制御する方式にすると、バイアス電流や検知コイル１０の直流抵抗分の影響（当然、それらの温度特性も）を排除することが可能になるという利点がある。

また、本実施形態における近接センサは、常時はＬＣ共振回路部１が発振しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１の発振が停止する近接センサを利用しているが、常時はＬＣ共振回路部１の発振が停止しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１が発振する近接センサを利用するようにしてもよい。

ところで、本実施形態における検知コイル１０のコンダクタンスは、被検知体との距離のほかに、ＬＣ共振回路部１の発振周波数によっても変化する。つまり、コンデンサ１１の容量が変化した場合であっても、検知コイル１０のコンダクタンスが変化する。したがって、本実施形態の近接センサは、静電容量センサとしても利用することができ、この場合であっても、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを出力として利用することができる。

（実施形態２）
本実施形態の近接センサは、可変抵抗部２１ｃと、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５との構成が実施形態１と異なっており、その他の構成については実施形態１と同様であるから同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態における可変抵抗部２１ｃは、デジタルコード（すなわち、０００００１１１などのビット列）にて抵抗値Ｒｖを設定可能なデジタルポテンショメータからなる。なお、このようなデジタルポテンショメータは従来周知の物品であるから説明を省略する。

本実施形態におけるモニタ部３は、ｎｐｎ形のトランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２と、Ａ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタル変換器）３３とを備えている。ここで、トランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２とは、ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴを検出する検出部を構成しており、当該検出部は、発振振幅ＶＴを示すアナログ信号をＡ／Ｄコンバータに出力する。Ａ／Ｄコンバータ３３は、検出部が出力したアナログ信号を所定の量子化幅でデジタル信号に変換して制御部４に出力する。なお、このようなＡ／Ｄコンバータ３３は従来周知の構成により実現できるから詳細な説明を省略する。

本実施形態における制御部４は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となるように可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを設定するデジタルコードを作成し、当該デジタルコードを可変抵抗部２１ｃおよび信号処理部５に出力する。ここで、制御部４は、デジタルコードを作成するにあたっては、Ａ／Ｄコンバータ３３が出力した発振振幅ＶＴを示すデジタル信号からデジタルコードを作成する。本実施形態における制御部４は、Ａ／Ｄコンバータ３３より得たデジタル信号と、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が等しいときの発振振幅ＶＴのデジタル信号とを比較し、その差分に応じてデジタルコードを作成する。

本実施形態における信号処理部５は、上記の検知用可変抵抗部を備える代わりに、制御部４が出力するデジタルコードから可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを取得する機能を備え、検知コイル１０と被検知体との距離を示す上記検知信号を作成するにあたっては、制御部４が出力したデジタルコードを用いて上記検知信号の作成を行う。

以上述べた本実施形態の近接センサによれば、上記実施形態１と同様の効果を奏する上に、信号処理部５は、制御部４が出力したデジタルコードを演算処理することで可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを得ることができ、このような演算処理はプログラムなどにより容易に実現可能であるから、例えば、実施形態１のように可変抵抗部２１ｃが固定抵抗器と半導体スイッチング素子の直列回路を並列接続した可変抵抗器であり、制御部４の出力する制御信号による半導体スイッチング素子（スイッチ）のオン・オフで抵抗値Ｒｖの設定を行うものである場合に比べれば、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを容易に得ることができる。

また、モニタ部３は、ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴを検出し発振振幅ＶＴを示すアナログ信号を出力する検出部と、当該検出部が出力した発振振幅ＶＴを示すアナログ信号をデジタル信号に変換して制御部４に出力するＡ／Ｄコンバータ３３とを備え、制御部４は、Ａ／Ｄコンバータ３３が出力した発振振幅ＶＴを示すデジタル信号からデジタルコードを作成するから、例えば比較器などを用いて、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定値を越えているか、あるいは下回っているかを判断し、その結果に応じて、抵抗値Ｒｖを変更する場合に比べれば（つまりアナログ演算によって抵抗値Ｒｖを設定する場合に比べれば）、抵抗値Ｒｖをすぐに負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値がコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値に等しくなる値に設定できるから、処理速度（可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖの変化の応答性、追随性）を向上でき、例えば、近接センサの起動時や、被検知体の移動速度が速い場合であっても、迅速に、発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定することができ、遅れが生じてしまうことを抑制できる。

（実施形態３）
本実施形態の近接センサは、可変抵抗部２１ｃの構成と、制御部４の構成と、信号処理部５の構成とが実施形態１と異なっており、その他の構成については実施形態１と同様であるから同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態における可変抵抗部２１ｃは、実施形態２と同様のデジタルポテンショメータからなる。つまり、本実施形態においても可変抵抗部２１ｃは、デジタルコードにて抵抗値Ｒｖを設定可能なデジタルポテンショメータからなる。また、本実施形態における信号処理部５は、上記実施形態２と同様のものであるから詳細な説明は省略する。

本実施形態における制御部４は、所定周期でモニタ部３により検出した発振振幅ＶＴと所定の閾値とを比較する比較部４０と、タイミング回路４１と、比較部４０の比較結果に基づいてデジタルコードを可変抵抗部２１ｃおよび信号処理部４に出力する演算処理部４２とにより構成されている。

比較部４０は、内部電源Ｖｃｃとグラウンドとの間に挿入された抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路からなる分圧回路と、第１のコンパレータＣＯＭＰ１と、第２のコンパレータＣＯＭＰ２と、第１の否定ゲート（ＮＯＴゲート、インバータともいう）４０ａと、論理積ゲート（ＡＮＤゲート）４０ｂと、第２の否定ゲート４０ｃとで構成されている。

上記分圧回路は、第１のコンパレータＣＯＭＰ１と第２のコンパレータＣＯＭＰ２とに所定の閾値Ｖ１，Ｖ２を与えるためのものであって、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位からなる閾値Ｖ１は発振振幅ＶＴの上限となる値であり、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位からなる閾値Ｖ２は発振振幅ＶＴの下限となる値である。

第１のコンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子は抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続され、反転入力端子はモニタ部３の出力端子に接続されている。したがって、第１のコンパレータＣＯＭＰ１は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１以下であれば、ハイレベルの信号を出力し、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１を越えていれば、ロウレベルの信号を出力する。第１のコンパレータＣＯＭＰ１の出力端子は、第１の否定ゲート４０ａおよび論理積ゲート４０ｂに接続されている。

第２のコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点に接続され、非反転入力端子はモニタ部３の出力端子に接続されている。したがって、第２のコンパレータＣＯＭＰ２は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２を越えていれば、ハイレベルの信号を出力し、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２以下であれば、ロウレベルの信号を出力する。第２のコンパレータＣＯＭＰ２の出力端子は、第２の否定ゲート４０ｃおよび論理積ゲート４０ｂに接続されている。

第１の否定ゲート４０ａ、論理積ゲート４０ｂ、および第２の否定ゲート４０ｃそれぞれの出力端子は、演算処理部４２に別個に接続されている。

したがって、このような比較部４０では、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１超過であれば、第１の否定ゲート４０ａからはハイレベルの信号が出力され、論理積ゲート４０ｂおよび第２の否定ゲート４０ｃからはロウレベルの信号が出力され、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１以下、閾値Ｖ２超過であれば、第１の否定ゲート４０ａおよび第２の否定ゲート４０ｃからはロウレベルの信号が出力され、論理積ゲート４０ｂからはハイレベルの信号が出力され、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２以下であれば、第１の否定ゲート４０ａおよび論理積ゲート４０ｂからはロウレベルの信号が出力され、第２の否定ゲート４０ｃからはハイレベルの信号が出力される。

タイミング回路部４１は、所定周波数で演算処理部４２にパルス信号を出力する発振回路からなる。ここで、タイミング回路部４１の周波数は、ＬＣ共振回路部１の発振周波数より低く設定されている。

演算処理部４２は、第１の否定ゲート４０ａからハイレベルの信号を受け取ると、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを減少させ、論理積ゲート４０ｂからハイレベルの信号を受け取ると、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを現状のまま維持し、第２の否定ゲート４０ｃからハイレベルの信号を受け取ると、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを増加させる。つまり、本実施形態における制御部４は、比較部４０の比較結果によってデジタルポテンショメータからなる可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを変更するか否かを決定する。

また、演算処理部４２は、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを変更するにあたっては、デジタルコードを１ずつ変化させる。例えば、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖに対応するデジタルコードが’００１００１１０’であるときに、第１の否定ゲート４０ａからハイレベルの信号を受け取ると、現時点でのデジタルコードを１減少させて、’００１００１０１’からなるデジタルコードを作成して、このデジタルコードを出力する。一方、第２の否定ゲート４０ｃからハイレベルの信号を受け取ると、現時点でのデジタルコードを１増加させて、’００１００１１１’からなるデジタルコードを作成して、このデジタルコードを出力する。

さらに、演算処理部４３は、デジタルコードを出力するにあたっては、タイミング回路部４１よりパルス信号を得た際に、デジタルコードを出力するようになっており、これによりタイミング回路部４１の周波数より低い周波数で、演算処理部４３からデジタルコードが出力されないようにしている。

以上述べた本実施形態の近接センサによれば、実施形態１と同様の効果を奏する。その上、制御部４は、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となる値に設定するにあたって、デジタルコードを１ずつ増減させる（すなわち、抵抗Ｒｖを最小の変化幅で変化させる）ので、抵抗値Ｒｖを増加させる際に、抵抗値Ｒｖが目標値を上回ってしまうことを防止できるから、オーバーシュートが生じてしまうことを防止でき、また抵抗値Ｒｖを減少させる際に、抵抗値Ｒｖが目標値を下回ってしまうことを防止できるから、アンダーシュートが生じてしまうことを防止できる。しかも、デジタルコードを１ずつ増やすようにしているので、発振振幅ＶＴから可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖの目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済み、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なコンパレータにより比較部４０を構成することができるから、低コスト化が図れる。

また、制御部４は、タイミング回路部４３よりパルス信号が入力された際にデジタルコードを出力するようになっており、タイミング回路部４３からパルス信号が出力される周波数はＬＣ共振回路部１の発振周波数より低くしているので、ＬＣ共振回路部１の発振周期より短い時間間隔でデジタルコードが可変抵抗部２１ｃに与えられることがなく、可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを変更したことに起因するＬＣ共振回路部１の発振を防止でき、安定した制御が行えるようになる。

（実施形態４）
本実施形態の近接センサは、温度検知部となる温度センサ６を備えている点と、信号処理部５の構成とが実施形態３と異なっており、その他の構成については実施形態３と同様であるから同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

温度センサ６は、サーミスタなどの従来周知の感熱素子を用いて構成されている。このような温度センサ６は、周囲の温度、例えば検知コイル１０の周囲の温度を検知するために、検知コイル１０の近傍に配置されている。なお、温度センサ６は、状況に応じて好適な位置に配置すればよい。

本実施形態における信号処理部５は、図４に示すように、制御部４が出力したデジタルコードの値に温度センサ６で検知した温度に対応する補正温度係数（補正係数）を乗じることで温度補償を行う温度補償部５０と、温度補償部５０による温度補償が行われた上記デジタルコードの値にオフセットとゲインの少なくとも一方を加えてデジタルコードの値を調整する出力調整部５１と、温度補償部５０による温度補償および出力調整部５１による調整が行われた上記デジタルコードから可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを演算して、検知コイル１０と被検知体との距離を示す上記検知信号を作成する出力回路部５２とを有している。なお、温度補償部５０や出力調整部５１はプログラムなどにより実現されている。

さらに、本実施形態における信号処理部５は、ＥＥＰＲＯＭなどの書き換え可能な不揮発性メモリからなる記憶部５３を有し、当該記憶部５３には、温度補償部５０で使用する補正温度係数のデータテーブルと、出力調整部５１で使用するオフセットやゲインが記憶されている。このような記憶部５３に記憶されている補正温度係数のデータテーブルや、オフセット、ゲインは、変更可能としている。

温度補償部５０は、デジタルコードが入力されると、記憶部５３に記憶されている補正温度係数のデータテーブルから、温度センサ６の検知温度に対応する補正温度係数を取得し、取得した補正温度係数とデジタルコードの値との乗算を行い、その結果を、新たなデジタルコードとして出力する。なお、温度補償部５０で使用する補正温度係数は、検知コイル１０や、被検知体、発振回路部２などの回路の温度特性を考慮して設定された値であって、リファレンスなどを用いた温度測定の結果などから求めることができる。

出力調整部５１は、デジタルコードが入力されると、記憶部５３に記憶されているオフセットやゲインを入力されたデジタルコードの値に加え、その結果を、新たなデジタルコードとして出力する。ここで、オフセットの値は、デジタルコードの値に加算あるいは減算される値であり、ゲインの値は０を除く数であって、デジタルコードの値に乗算あるいは除算される値である。したがって、デジタルコードの値を正側にシフトさせたい場合には、オフセットの値を正の値に設定し、デジタルコードの値を負側にシフトさせたい場合には、オフセットの値を負の値に設定すればよい。また、デジタルコード間の値の差を大きくしたい場合には、ゲインの値を１より大きい値に設定すればよく、デジタルコード間の値の差を小さくしたい場合には、ゲインの値を０以上１未満の値に設定すればよい。

このような出力調整部５１によるデジタルコードの値の調整は、例えば、出力回路部５２が出力する検知信号が取り得る値を所望の範囲内の値に設定することを目的として行われる。例えば、近接センサの使用状況（例えば被検知体の材料の種類）によっては、デジタルコードの値から得た検知信号の大きさが、出力回路部５２により出力可能な大きさより大きく、検知信号が飽和（サチュレーション）してしまい、検知コイル１０と被検知体との距離が得られなくなってしまうおそれがある。このような場合には、出力調整部５１によりデジタルコードの値を調整して検知信号の大きさを出力回路部５２により出力可能な大きさの範囲内に収まるようにすることで、検知信号の飽和に起因する不具合を防止できる。

出力回路部５２は、温度補償部５０および出力調整部５１を経たデジタルコードから可変抵抗部２１ｃの抵抗値Ｒｖを演算し、デジタルコードから得た抵抗値Ｒｖを用いて検知コイル１０と被検知体との距離を示す上記検知信号を作成し、外部に出力する。

以上述べた本実施形態の近接センサによれば、実施形態３と同様の効果を奏する上に、温度センサ６で検知した温度に応じてデジタルコードの値が補正されるから、検知コイル１０や、被検知体、発振回路部２などの回路の温度特性に起因する検知精度の悪化を防止でき、検知精度の向上が図れる。また、デジタルコードの値に任意にオフセットやゲインを加えることができるから、検知信号の値を所望の範囲内の値とすることができる。

また、温度補償部５０における補正温度係数は変更可能（書き換え可能）であるから、製品毎に、検知コイル１０の特性や、検知コイル１０と被検知体との相対位置、発振回路部２などの回路の温度特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても所望の検知信号を得ることが可能となる。

さらに、出力調整部５１におけるオフセットやゲインは変更可能（書き換え可能）であるから、製品毎に、検知コイル１０の特性や、検知コイル１０と被検知体との相対位置、発振回路部２などの回路の特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値の範囲が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても検知信号の値を所望の範囲内の値とすることが可能となる。

なお、本実施形態における信号処理部５は、温度補償部５０と、出力調整部５１との両方を備えているが、必ずしも両方を備えている必要はなく、温度補償部５０と出力調整部５１とのいずれか一方のみを備えているようなものであってもよい。

実施形態１の近接センサの回路ブロック図である。 実施形態２の近接センサの回路ブロック図である。 実施形態３の近接センサの回路ブロック図である。 実施形態４の近接センサの回路ブロック図である。

符号の説明

１ ＬＣ共振回路
２ 発振回路部
３ モニタ部
４ 制御部
５ 信号処理部
６ 温度センサ（温度検知部）
１０ 検知コイル
２１ 増幅回路
２２ 電圧電流変換回路
２３ 電流帰還回路
２１ｃ 可変抵抗部
３３ Ａ／Ｄコンバータ
４０ 比較部
４１ タイミング回路部
５０ 温度補償部
５１ 出力調整部

Claims (11)

1. 被検知体の検知に用いられる検知コイルおよびコンデンサからなるＬＣ共振回路部と、
   ＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部と、
   ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出するモニタ部と、
   モニタ部で検出した発振振幅に基づいて発振回路部の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定する制御部と、
   被検知体と検知コイルとの距離を示す検知信号を作成する信号処理部とを備え、
   発振回路部は、ＬＣ共振回路部の発振電圧を増幅する増幅回路と、増幅回路で増幅された発振電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路と、電圧電流変換回路が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部に供給する電流帰還回路と、
   増幅回路には、発振電圧の増幅率を調整する可変抵抗部が設けられ、
   制御部は、発振回路部の負性コンダクタンスが上記臨界値となるように可変抵抗部の抵抗値を設定し、
   信号処理部は、可変抵抗部の抵抗値に基づいて上記検知信号を作成することを特徴とする近接センサ。
2. 上記可変抵抗部は、１乃至複数の固定抵抗器と、１乃至複数の可変抵抗器との直列または並列回路からなることを特徴とする請求項１記載の近接センサ。
3. 上記可変抵抗部は、デジタルコードにて抵抗値を設定可能なデジタルポテンショメータからなる可変抵抗器を有し、
   上記制御部は、上記発振回路部の負性コンダクタンスが上記臨界値となるように上記可変抵抗部の抵抗値を設定するデジタルコードを上記可変抵抗部および上記信号処理部に出力し、
   上記信号処理部は、上記制御部が出力したデジタルコードに基づいて上記検知信号を作成することを特徴とする請求項１または２記載の近接センサ。
4. 上記モニタ部は、上記ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出し発振振幅を示すアナログ信号を出力する検出部と、当該検出部が出力した発振振幅を示すアナログ信号をデジタル信号に変換して上記制御部に出力するＡ／Ｄコンバータとを備え、
   上記制御部は、Ａ／Ｄコンバータが出力した発振振幅を示すデジタル信号から上記デジタルコードを作成することを特徴とする請求項３記載の近接センサ。
5. 上記制御部は、上記モニタ部で検出した発振振幅と所定の閾値とを比較する比較部を有し、当該比較部の比較結果によって上記デジタルポテンショメータの抵抗値を変更するか否かを決定し、上記デジタルポテンショメータの抵抗値を変更するにあたっては、上記デジタルコードを１ずつ変化させることを特徴とする請求項３記載の近接センサ。
6. 上記制御部は、上記デジタルコードを出力するタイミングを指示する信号を所定周波数で出力するタイミング回路を有し、上記所定周波数は、ＬＣ共振回路部の発振周波数より低いことを特徴とする請求項３〜５のうちいずれか１項記載の近接センサ。
7. 上記信号処理部は、上記制御部が出力した上記デジタルコードの値にオフセットとゲインの少なくとも一方を加える出力調整部を有していることを特徴とする請求項３〜６のうちいずれか１項記載の近接センサ。
8. 上記出力調整部における上記オフセットと上記ゲインは変更可能であることを特徴とする請求項７記載の近接センサ。
9. 周囲の温度を検知する温度検知部を備え、
   上記信号処理部は、上記制御部が出力した上記デジタルコードの値に温度検知部で検知した温度に対応する補正温度係数を乗じることで温度補償を行う温度補償部を有していることを特徴とする請求項３〜８のうちいずれか１項記載の近接センサ。
10. 上記温度補償部における上記補正温度係数は変更可能であることを特徴とする請求項９記載の近接センサ。
11. 上記発振回路部と、上記モニタ部と、上記制御部と、上記信号処理部とはモノリシックＩＣとして一体化されていることを特徴とする請求項１〜１０のうちいずれか１項記載の近接センサ。

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