JP5301436B2 - 周波数変換に関するシステム、方法、及び装置 - Google Patents

Description

３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９に基づく優先権の主張
本特許出願は、“Using non-overlap clock in quadrature mixer to improve noise and gain”（雑音及び利得を改善するために直交ミキサーにおいて非オーバーラップクロックを用いること）という題名を有し、本特許出願の譲受人に対して譲渡されており、本明細書において参照されることによって明示で本明細書に組み入れられている仮特許出願番号６０／８３０，１９８（出願日：２００６年７月１１日）に対する優先権を主張するものである。

本発明は、無線通信に関するものである。

１つの場所から他の場所に情報を転送するための数多くの技術は、１つ以上の周波数変換動作を含む。例えば、送信用途においては、情報を搬送する信号は、無線チャネル又は伝導性ケーブル又は光ケーブル等の媒体上を送信するために無線周波数（ＲＦ）信号にアップコンバージョンすることができる。受信用途においては、情報を搬送するＲＦ信号は、該媒体から受信し、処理及び／又は復調を目的として中間周波数に又はベースバンドにダウンコンバージョンすることができる。

ミキサーは、周波数変換動作を行うために共通して用いられる。典型的用途においては、ミキサーは、初期周波数Ｆ０における信号に局部発信器（ＬＯ）信号を乗じて和周波数及び差周波数における成分を入手するように配置される。例えば、以下のような方程式により、位相が９０°ずれている２つのチャネルを入手するために直交混合動作を用いることができる。

必要な場合は、各チャネルにおいて結果的に得られる２つの周波数成分のうちの希望される１つを、ミキサー出力をバンドパスフィルタリングすることによって選択することができる。

ヘテロダイン回路においては、中間周波数（ＩＦ）は、ベースバンド及びＲＦの両方と有意なだけ異なり、従って、ベースバンドとＲＦとの間の変換は、典型的には２つ以上のステージで行われる。ホモダイン又は“ゼロＩＦ”回路においては、ＬＯ信号の周波数は、ＲＦと実質的に等しく、従って、信号は、１つのステージにおいてベースバンドとＲＦとの間で変換される。“低ＩＦ”又は“ニアゼロＩＦ”と呼ばれるその他の技術においては、ＩＦは、ベースバンド（例えば、数百ｋＨｚ以下）に近い。

一実施形態による装置は、局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に実質的に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成するように構成された信号生成器を有する周波数コンバータを含む。前記周波数コンバータは、無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合するように構成及び配置された第１のミキサーと、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合するように構成及び配置された第２のミキサーと、を同じく有する。この装置においては、前記信号生成器は、実質的に５０％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される。

一実施形態による周波数変換方法は、局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に実質的に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成することを含む。前記方法は、第１のチャネルにおいて、無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合することと、第２のチャネルにおいて、ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合すること、とを同じく含む。この方法においては、前記第１及び第２の相補対の各信号は、実質的に５０％未満のデューティサイクルを有する。

他の実施形態による装置は、局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に実質的に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成するための手段を有する周波数コンバータを含む。前記周波数コンバータは、第１のチャネルにおいて、無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合するための手段と、第２のチャネルにおいて、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合するための手段と、を同じく有する。この装置においては、生成するための前記手段は、実質的に５０％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される。

２つのミキサーを含む周波数コンバータのブロック図を示した図である。 トランスインピーダンス増幅器を駆動する周波数コンバータのブロック図を示した図である。 アクティブミキサーの実装の概略図を示した図である。 アクティブミキサーの他の実装の概略図を示した図である。 パッシブミキサーの実装の概略図を示した図である。 図３ａに示されるパッシブミキサーの他の概略図を示した図である。 パッシブ電流−整流ミキサーアーキテクチャに基づく周波数コンバータ１００のブロック図を示した図である。 周波数コンバータ１００の例１１０のブロック図を示した図である。 バイアシング配置の例の概略図を示した図である。 バイアシング配置の他の例の概略図を示した図である。 ＭＯＳＦＥＴ特性曲線の例を示した図である。 ５０％のデューティサイクルを有する直交組の局部発振器信号を示した図である。 ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−４カウンタのブロック図を示した図である。 多相フィルタの概略図を示した図である。 図８の局部発振器信号の組におけるオンサイクル間のオーバーラップの例を示した図である。 図１１の期間Ａにおいて示されるオーバーラップの結果生じるクロスチャネル回路経路の例を示した図である。 図１１の期間Ｂにおいて示されるオーバーラップの結果生じるクロスチャネル回路経路の例を示した図である。 ＩミキサーとＱミキサーとの間における抵抗絶縁の例を示した図である。 一実施形態による一組の局部発振器信号の例を示した図である。 図８に示されるＬＯ信号の組を図１５に示されるＬＯ信号の組に変換するために用いることができる論理回路のブロック図を示した図である。 図８に示されるＬＯ信号の組を２５％未満のデューティサイクルを有するＬＯ信号の組に変換するために用いることができる論理回路のブロック図を示した図である。

一般的には、周波数変換利得が最大化され及び／又は変換された信号内の雑音レベルが最小化されるような形で周波数変換を行うことが望ましい。

本明細書において用いられる用語“ノード”は、 “電位の変化が存在しない回路の領域”の通常の意味を含む。本明細書において用いられる用語“端子”は、回路、デバイス、又は素子の“端子ノード”の通常の意味を含む。

便宜上、以下の説明は、信号の受信を目的として構成された用途及びデバイスが主な対象であるが、開示される構造及び方法は、信号の送信を目的として構成された用途及びデバイスに対しても適用することができ、該用途は、明示で企図されており、本明細書によって開示されている。

本明細書においては、ミキサーの反対側の端部に“ＲＦ”及び“ＩＦ”のラベルを付す規約に従うが、本明細書において開示される周波数コンバータ及びその他の構造を直接変換又は“ゼロ−ＩＦ”用途（すなわち、ＲＦとベースバンドとの間の直接変換）のために用いることが明示で企図されており、本明細書によって開示されている。従って、本明細書において用いられるラベル“ＩＦ”は、ＲＦ周波数とＬＯ周波数との間の差であって実質的にゼロに等しいことができる周波数における信号（すなわち、ベースバンド信号）を単純に示す。

図１ａは、各々が異なるＲＦ入力に結合されて直交対のＩＦ信号のうちの各々の１つを出力する２つのミキサー１０ｉ，ｑを含む直交ミキサーアーキテクチャに基づく周波数コンバータのブロック図を示す。ミキサーは、様々な方法で実装することができる。例えば、幾つかの実装は、送信ライン構造、受動的構成要素（抵抗器、キャパシタ、及び／又は誘導子）、及び／又はダイオードを用いる。しかしながら、ほとんどのミキサーは、低コスト、小形、良好な再生産性等の望ましい性質を有するような形で製造することができる、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）又は金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等のアクティブデバイスとともに実装される。ＭＯＳＦＥＴは、ゲートに近接していてゲートから絶縁されておりゲートのいずれかの側に１つずつ２つの端部( “ドレイン”及び“ソース”と呼ばれる)を有するチャネル領域を通る電流の流れを制御するように構成されたゲートを含む。

現在においては、ミキサーは、典型的にはスイッチングミキサーとして実装される。スイッチングミキサーは、局部発振器周波数及び位相に従い、実質的に等しい振幅及び反対の大きさ（例えば、＋１及び−１）を有する２つの値間で交互するシーケンスをＲＦ信号に乗じるように構成される。該ミキサーは、ＲＦ信号の２つの側をミキサー出力端子間で切り換えるように配置されたＢＪＴ又はＭＯＳＦＥＴ等のデバイスを用いて実装される。

スイッチングミキサーアーキテクチャは、ＲＦ電圧（“電圧整流”アーキテクチャ）又はＲＦ電流（“電流整流”アーキテクチャ）を切り換えるように構成することができる。図１ｂは、電流整流直交ミキサーアーキテクチャに基づく周波数コンバータのブロック図を示す。この例においては、スイッチングミキサー１２ｉ，ｑの出力は、フィードバックを有する差動演算増幅器として実装され、電流信号を電圧信号に変換する各々のトランスインピーダンス増幅器２０ｉ，ｑを駆動する。

スイッチングミキサーは、アクティブ構成又はパッシブ構成に従って実装することができる。図２ａは、ギルバートセルとも呼ばれるダブルバランスアクティブ電流整流ミキサー回路の一例の概略図を示す。この回路は、差動トランスコンダクタンスステージ（Ｍ１、Ｍ２）と、直交ミキサーコア（Ｍ３乃至Ｍ６）と、を含む。ミキサーコアは、２つの差動対（Ｍ３、Ｍ４及びＭ５、Ｍ６）を含み、完全平衡型位相反転電流スイッチとして動作する。ミキサーコアスイッチのゲートは、相補的である（すなわち、位相が１８０°ずれている）一対の局部発振器（ＬＯ）信号ＬＯ＋、ＬＯ−によって駆動されるように配置される。典型的には、各ＬＯ信号が（例えば偶数次調波を回避するために）５０％に実質的に近いデューティサイクルを有することが望ましい。

図２ｂに示されるように、切り換えられる（又は“ステアリングされる”）バイアス電流を提供する電流ソースは、アクティブデバイスＭ７として実装することができる。代替として、電流ソースは、誘導子又はＬＣ回路（例えば、ＲＦ周波数において共鳴する並列ＬＣタンク）として実装することができる。他の例においては、デバイスＭ１、Ｍ２のソースは、電流ソースを通じてではなくＶ_ＳＳレールに直接接続される。さらに、２つのミキサーコア（例えば、Ｉチャネル内の１つ及びＱチャネル内の１つ）が共通のトランスコンダクタンスステージを共有することも可能である。整合負荷Ｚ_Ｌは、図２ｂに示されるような抵抗器として実装することができる。代替として、整合負荷は、誘導子等のその他の受動的構成要素として又はその他の受動的構成要素を含めて、又はアクティブ負荷として実装することができる。

アクティブミキサーの１つの潜在的欠点は、１／ｆ雑音であり、一般的には“フリッカーノイズ”と呼ばれる。スイッチングミキサーの差動対の１つのスイッチから他方のスイッチにＲＦ信号を切り換える動作は、瞬時には行われず、アクティブミキサーは、差動対内の両方のスイッチがオンである（すなわち、両デバイスのチャネルが導通状態である）ときにフリッカーノイズを発生させる。この期間は、“クロスオーバーポイント”と呼ばれ、局部発振器の波形が方形ではなく平坦になる（ｒｏｕｎｄｅｄ）高周波数において特に発生する。このフリッカーノイズは、ミキサー出力部において可視であり、一般的には、スイッチングデバイス内におけるＤＣバイアス電流のレベルに比例する。

フリッカーノイズは、周波数に反比例する電力スペクトル密度を有する。ヘテロダインアーキテクチャにおいては、ミキサー出力周波数は、典型的には、フリッカーノイズが有意である周波数範囲よりはるかに上方の周波数である。しかしながら、フリッカーノイズは、発生するのは圧倒的に低周波数においてであるため、ホモダイン（“ゼロＩＦ”又は“直接変換”）及び低ＩＦアーキテクチャに関して有意な問題になる可能性がある。ミキサースイッチのフリッカーノイズは、一般的には、フロントエンドフリッカーノイズの圧倒的な割合を占めている。

ミキサー内におけるフリッカーノイズの発生は、アクティブミキサーではなくパッシブミキサーを用いることによって大幅に低減させることができる。図３ａは、４つのＭＯＳＦＥＴスイッチＮ１乃至Ｎ４を含むパッシブミキサーの概略図を示す。図３ｂは、リング構造を示す同じ回路の他の図を示す。パッシブミキサーのスイッチのチャネルは、ＤＣ電流を実質的にまったく搬送しないため、スイッチによるフリッカーノイズ生成は大幅に排除することができ、この特長は、１／ｆ雑音の影響を受けやすい用途におけるパッシブミキサーの主利点である。

スイッチングミキサー内のスイッチのサイズは、一方では線形性と整合性との間で、他方では雑音と駆動上の要求との間でいずれを犠牲にするかを希望することに応じて最適化することができる。より大きいスイッチは、より低いオン抵抗を有して線形性と整合性を向上させるが、寄生キャパシタンスが増大し、雑音及び駆動上の要求を増大させる傾向がある。一例においては、パッシブミキサーの実装のスイッチＮ１乃至Ｎ４は、約３００乃至４００（三百乃至四百）の範囲内のＷ／Ｌ比を有するように構成される。

上述されるように、パッシブミキサーは、バイアス電流が実質的にゼロの状態で動作し、従って、典型的にはアクティブミキサーよりも少ない電力を消費し、はるかに少ないフリッカーノイズを発生させる。しかしながら、パッシブミキサーは、１よりも小さい変換利得（すなわち、変換損失）も有しており、従って、パッシブミキサーの出力は、通常は増幅しなければならない。典型的には、パッシブミキサーは、演算増幅器（又は“ｏｐａｍｐ”）を含むことができる増幅ステージによって後続される。残念なことに、ｏｐａｍｐは、フリッカー及び白雑音の両方の一因であり、フリッカーノイズは、低周波数（例えば、ＣＭＯＳ設計においては数ＭＨｚよりも低い周波数）において圧倒的に多い。増幅ステージが雑音の一因となるレベルを最小にすることが望ましい。
図３ａに示されるパッシブミキサー５０は、電圧整流ミキサーとして又は電流整流ミキサーとして用いることができる。図４は、パッシブミキサー５０の２つのインスタンス５０ｉ，ｑを含む電流整流直交ミキサーアーキテクチャに基づく周波数コンバータ１００の例を示す。周波数コンバータ１００は、ＲＦ電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタンスステージ（デバイスＴ１、Ｔ２を含む）を有しており、ミキサーにＡＣ結合される。他の例においては、デバイスＴ１、Ｔ２のソースは、電流ソースを通じてではなくＶ_ＳＳレールに直接接続される。局部発振器信号（示されていない）は、各々のミキサースイッチゲートにＡＣ結合する（静電結合する）こともできる。各ミキサーは、低インピーダンスの負荷を駆動し、該低インピーダンスの負荷は、この例においては、各々の閉ループｏｐａｍｐ２０ｉ，ｑの仮想アースである。幾つかの場合においては、各パッシブミキサー５０ｉ，ｑは、（例えば高周波数成分を除去するために）出力端子全体に接続された小形キャパシタも有する。

図５は、電流ソースを実装するためにＭＯＳＦＥＴが用いられる周波数コンバータ１００の例１１０を示す。これらのデバイスに関するゲートバイアス電圧は、様々な技術によって生成することができる。図６ａは、デバイスＴ１、Ｔ２に関するアクティブ負荷として働くデバイスがセルフバイアスされる一例を示す。この特定例においては、アクティブ負荷デバイスの各々は、ゲートとソースとの間の抵抗性経路を介してダイオード接続される。図６ｂは、アクティブ負荷デバイスをバイアスするために共通モードフィードバック（ＣＭＦＢ）回路が用いられる他のバイアシング例を示す。該配置においては、他の形態のＣＭＦＢ回路も用いることができる。アクティブ負荷デバイスがセルフバイアスされるか又はＣＭＦＢ回路を用いてバイアスされるかにかかわらず、図６ａ及び６ｂにおいて示されるように、トランスコンダクタンスデバイスＴ１、Ｔ２にＤＣ電流を提供するアクティブデバイスのＤＣ動作ポイントを設定するために電流ミラーを用いることができる。代替として、ゲートバイアス電圧のうちの１つ以上を生成するために他の形態のバイアス電圧生成回路、例えば、バンドギャップ基準電圧生成器又はＰＴＡＴ（絶対温度に比例）バイアス回路、を用いることができる。

図７は、ＭＯＳＦＥＴ特性曲線の例を示し、Ｌ_ＤＳは、ドレインとソース（すなわち、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのチャネル領域の最も正な端部と最も負な端部）の間の電流を表し、Ｖ_ＤＳは、ドレインとソースの間の電圧を表し、Ｖ_ＧＳは、ゲートとソースの間の電圧を表し、Ｖ_Ｔは、デバイスのしきい電圧を表す。この図から理解できるように、ＭＯＳＦＥＴのインピーダンス（ｄＶ_ＤＳ／ｄＩ_ＤＳ）は、デバイスが動作される領域に依存する。アクティブミキサーのスイッチは、典型的には、飽和領域において動作するようにバイアスされ、その結果高インピーダンスになる。パッシブミキサーのスイッチＮ１乃至Ｎ４は、線形（又は“トライオード”）領域において動作するようにしきい値の付近でバイアスされ、従って低インピーダンスを有する。

上述されるように、スイッチングミキサーのゲートは、典型的には、一対の相補ＬＯ信号によって駆動される。図８は、直交ミキサーアーキテクチャのミキサーを駆動するための典型的な一組の直交局部発振器信号の図を示す。Ｉ＋及びＱ＋信号は、位相が９０°ずれており、各々の１つは、位相が１８０°ずれている相補（Ｉ−、Ｑ−）を有する。この例においては、４つのＬＯ信号の各々は、局部発振器周波数で及び特定の信号の位相に従って０と１の間で交互する振幅を有する。局部発振器信号は、典型的には、５０％に実質的に近いデューティサイクルを有するように生成され、偶数次調波を低減させる。

図９は、図８に示されるように一組の直交局部発振器信号を生成するために用いることができるｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−ｆｏｕｒ回路の一例を示す。このデバイダは、差動クロック入力（図８に示されるクロック信号ＣＬＫ及びその相補ＣＬＫＢ）を受け取り、Ｉ及びＱの両チャネルに関するレール・ツー・レール差動出力を生成する。図４に示されるように、デバイダは、インバータよりも小さく（１／４）そして差動経路間に配置されるラッチを含み、高速信号切り換え及び良好な差動平衡を維持するのを援助することができる。Ｄフリップフロップ又は差動インバータを含むｄｅｖｉｄｅ−ｂｙ−ｆｏｕｒ回路も知られている。

幾つかの場合は、ＬＯ周波数の４倍の周波数で稼働するクロック信号を生成するための発振器を実装することは、（例えば超高周波数又は超低電力用途においては）実行可能でない場合があり又は望ましくない場合もある。該場合においては、直交ＬＯ信号の組を生成するために他の構造、例えば多相フィルタ又はその他の移相網を用いることができる。図１０は、図８に示されるような一組の直交局部発振器信号を生成するように構成された第２次多相フィルタの一例を示す。直交ＬＯ信号を生成するために用いることができるその他の構造例は、送信ライン構造と、ｏｐａｍｐに基づく全通過回路網と、を含む。

パッシブミキサー内のスイッチの低インピーダンスは、実際上は幾つかの問題を発生させることがある。例えば、ＩチャネルとＱチャネルとの間における不良な絶縁は、直交周波数コンバータにおいてパッシブミキサーを用いることに関して発生するおそれがある１つの有意な問題である。例えば、図８に示されるように、直交対のスイッチングミキサーを駆動するために約５０％のデューティサイクルを有するＬＯ信号が共通して用いられる。この図から、いずれの時点においても、信号Ｉ＋及びＩ−のうちの１つはハイであり、信号Ｑ＋及びＱ−のうちの１つはハイである。図１１は、信号Ｉ＋のアクティブハーフサイクル中における２つのオーバーラップ期間の例を示す。アクティブ信号の特定の対は、このオーバーラップの結果として１／４サイクルごとに変化する一方で、いずれの時点においても、スイッチは、Ｉ及びＱの両ミキサーにおいてオンである。

パッシブミキサー内のスイッチが低インピーダンスであることに起因して、両側のスイッチが同時に開いた状態にすることは、Ｉミキサーの出力端子とＱミキサーの出力端子との間において経路を形成する。図１２の太線は、図１１に示されるオーバーラップ期間Ａに対応するＩミキサー出力とＱミキサー出力との間の経路の例を示し、図１３の太線は、図１１に示されるオーバーラップ期間Ｂに対応するＩミキサー出力とＱミキサー出力との間の経路の例を示す。ミキサーが低インピーダンス入力（例えば、ｏｐａｍｐの仮想アース）を駆動するように配置されるときには、これらの経路の１つの影響は、各ミキサーが低インピーダンス出力を示すことである。

ｏｐａｍｐによって生成された雑音電流は、ｏｐａｍｐ入力において示されるように前ステージの出力インピーダンスに反比例する。従って、図８のアーキテクチャにおけるパッシブミキサースイッチチャネルの低出力インピーダンスは、ｏｐａｍｐステージからのより強い雑音の発生に結びつく可能性がある。ＩチャネルとＱチャネルとの間の低インピーダンスは、バンドエッジ付近において非対称的である上側波帯及び下側波帯伝達関数に結びつくこともある。パッシブミキサーを含む直交ミキサーアーキテクチャにおいては、Ｉミキサー入力とＱミキサー入力を互いに絶縁するのが望ましい場合がある。該絶縁は、ミキサーに後続する増幅器ステージの出力における雑音を低減させること及び／又は帯域幅全体における利得の平坦性を維持するのにも役立つことができる。

ＩパッシブミキサーとＱパッシブミキサーとの間のクロスカップリングの影響を回避するための一手法は、スプリッタを用いて差動ＲＦ入力の各側を２つの別個の経路に分割することである。この手法は、ミキサーを互いに効果的に絶縁することができる一方で、適切なスプリッタはオフチップ構成要素であり、それによって製造コストと回路フットプリントの増大につながり、他方スプリッタの挿入損失が全体的な変換損失を増大させる可能性がある。図１３に示されるように、他の手法は、各ミキサーの入力端子をＲＦ入力から抵抗的に絶縁することである。該絶縁は、Ｉミキサー及びＱミキサーの漏れ及びクロスカップリングを低減させる一方で、この手法は、同じく最適ではない。電圧ヘッドルームを減少させさらに変換損失を増大させる可能性がある大きな電圧低下に加えて、抵抗器も熱雑音の一因になる。

電流整流直交ミキサーアーキテクチャにおいては、スプリッタ又はその他の絶縁ステージをミキサー間に追加することは、各ミキサーが利用可能なＲＦ電流を低減させ、従って変換利得を低減させる可能性がある。絶縁ステージが存在しない場合でも電流整流直交ミキサーアーキテクチャにおいて変換利得を低減させる可能性がある他の要因は、（例えば、図１１に示されるように）Ｉミキサー及びＱミキサーのオーバーラップするオン期間である。アーキテクチャがアクティブミキサー又はパッシブミキサーを含むかどうかにかかわらず、該スイッチオーバーラップは、ＲＦ電流を２つのミキサー間で分割するのを可能にする。図１１に示されるように、Ｉ及びＱチャネルのスイッチオーバーラップは、５０％のデューティサイクルを有する局部発振器信号を用いる直交スイッチングミキサーアーキテクチャにおいて定常的に発生する。

一実施形態による方法においては、ミキシングは、５０％未満のデューティサイクルを有するＬＯ信号を用いて行われる。各ミキサー内のスイッチは、該ＬＯ信号が用いられるときのほうがより短いオン期間を有するが、その時間中にはＲＦ電流がより多くミキサーに切り換えられ、全体的に理論的な変換利得の増大を生じさせる。ミキサー下流において発生する雑音（一般的には、ベースバンド付近の周波数において圧倒的に多い）に関して、この増大は、より高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を結果的に得ることができる。Ｉ及びＱチャネルにおけるパッシブミキサーのオーバーラップするオン期間を低減又は排除することによって、該動作は、ｏｐａｍｐ雑音を低減させることもできさらにチャネル間での絶縁ステージの必要性を低下させるか又はなくすことができる。２５％以下のデューティサイクルを有するＬＯ信号が用いられるときには、一度に１つのミキサーのみがオンである。

図１５は、２５％のデューティサイクルを有する直交組の局部発振器信号の一例を示す。図８に示されるＬＯ信号の組におけるように、Ｉ＋及びＱ＋信号は、位相が９０°ずれており、各々の１つは、位相が１８０°ずれている相補（Ｉ−、Ｑ−）を有する。この例においては、４つのＬＯ信号の各々は、局部発振器周波数において及び特定の信号の位相に従って０乃至１の間で交互する振幅を有する。

図１６は、５０％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号から２５％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号を生成するために用いることができる４つのＡＮＤゲートを含む論理回路の一例を示す。図８又は９に示されるＬＯ信号生成器は、該回路又はその同等物を含むように変更することができる。他の実装においては、図８又は９に示されるＬＯ信号生成器は、２５％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号を直接生成するように変更される。

（Ａ）５０％のデューティサイクルを有する相補対の方形波ＬＯ信号を用いるミキサーアーキテクチャから予想することができる理論的変換利得及び（Ｂ）２５％のデューティサイクルを有する相補対の方形波ＬＯ信号を用いるミキサーアーキテクチャから予想することができる理論的変換利得の比較は、ミキシング動作の以下の方程式に従って計算することができる。

ここで、ω_Ｆ０は、入力信号の周波数であり、ω_ＬＯは、各ＬＯ信号の基本成分の周波数である。シンボルα及びβを用いて入力及びＬＯ周波数に関する各々の重みを表し、５０％及び２５％のデューティサイクルを有するＬＯ信号を用いるミキシング動作を添え字１及び２でそれぞれ表すと、これらの２つの理論的変換利得の比は以下のように表すことができる。

最初に、入力信号に関する重みαの比について検討する。５０％のデューティサイクルを有するＬＯ信号を用いて直交対のスイッチングミキサーを駆動するときには、いずれの時点においても、Ｉ及びＱミキサーの両方においてスイッチがオンである。例えば図２又は３において示されるように５０％のデューティサイクルを有するＬＯ信号を用いて直交対の差動ミキサーを駆動するときには、いずれの時点においても、Ｉ及びＱミキサーの各々において一組のスイッチがオンである。図１１は、該オーバーラップするスイッチ起動の例を示す。このオーバーラップは、ＲＦ電流をミキサー間で分割させ、従ってミキサースイッチ又はスイッチ対がオンであるいずれの時点においても、そのミキサーは、ＲＦ入力電流の１／２のみを受け取る。しかしながら、２５％のデューティサイクルを有するＬＯ信号が用いられるときには、ミキサースイッチ又はスイッチ対がオンであるいずれの時点においても、ミキサーは、ＲＦ入力電流をすべて受け取る。従って、比α_２／α_１は、２になる。

ＬＯ信号に関する重みβ間の関係は、周波数領域内のＬＯ信号を考慮することによって決定することができる。周期的な矩形パルス列のフーリエ変換は、以下の級数を用いて表すことができる。

ここで、Ａは、利得定数であり、Ｄは、各パルスのデューティサイクルである。この方程式においては、第１の項は、ＤＣオフセットを表し、加算項は、基本波（ｉ＝１の場合）及び調波（ｉ＞１の場合）を表す。０．５であるデューティサイクルＤに関して、全偶数ｉに関する加算項はゼロであり、従って、ＬＯ信号は、偶数次調波を含まない。０．５でないＤの値に関しては、偶数次調波に対応する加算項のうちの少なくとも幾つかは、ゼロでない。

上記の級数から、基本周波数成分を以下のように表すことができる。

５０％のデューティサイクルＤに関しては、係数ｓｉｎ（πＤ）は、１である。２５％のデューティサイクルＤに関しては、係数ｓｉｎ（πＤ）は、

である。f_１（ｔ）のその他の係数はデューティサイクルから独立しているため、ＬＯ信号の基本周波数成分の重み間の比β_２／β_１は、

である。

これらの２つの重み比に関する値を以下の方程式に代入することによって理論的変換利得の比を評価することができる。

この比は、Ｉ及びＱチャネルの各々に個々に適用される。従って、Ｉ及びＱチャネルの各々は、（５０％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号が用いられるときと比較して）２５％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号が用いられるときに

の理論的利得を達成するため、全体的な理論的信号利得は３ｄＢである。

５０％の代わりに２５％のＬＯデューティサイクルが用いられるときには、（例えばｏｐａｍｐ内の）ミキサーの下流において発生する雑音に関してＳＮＲにおける３ｄＢの利得を予想することができる。例えば、ミキサーに後続する増幅ステージ（例えば、増幅器２０）の出力においてＳＮＲにおける３ｄＢの利得を予想することができる。この利得は、ミキサーによって受け取られる信号内において現れる雑音（例えばＬＮＡからの雑音）には適用されないが、幾つかの用途においては、圧倒的な音源は、混合ステージ後に発生する。例えばパッシブミキサーに基づく周波数コンバータに関しては、フリッカーノイズは、ほとんどの場合はミキサーに後続するｏｐａｍｐが発生源である。

一組の直交ＬＯ信号が２５％のデューティサイクルを有するように生成されるときには、ミキサーにおいて印加される信号は、寄生キャパシタンス等の影響によって引き起こされる歪み、例えば波形の平坦化（ｒｏｕｎｄｉｎｇ）、に起因して２５％よりも大きいデューティサイクルを有することになる可能性がある。図１５から、デューティサイクルが２５％を超える場合は、ＩチャネルとＱチャネルとの間のスイッチオン時間のオーバーラップが生じる可能性があることを理解することができる。該オーバーラップの結果、上述されるようなＲＦ電流の分割及び／又はより高いオペアンプ雑音が発生する可能性がある。さらなる実施形態においては、ＬＯ信号は、２５％未満のデューティサイクルを有するように生成される。１つの該例においては、ＬＯ信号は、実質的に２５％未満であるデューティサイクルを有するように生成される（ＬＯ信号のデューティサイクルに関しては、“実質的に〜未満である”は、“１０％以上分未満である”ことを意味する）。例えば、ＬＯ信号生成器は、２０％さらには１５％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号を生成するように構成することができる。図１７は、図８に示されるＬＯ信号の組を２５％未満のデューティサイクルを有するＬＯ信号の組に変換するために用いることができる４つのＡＮＤゲート及び４つの遅延素子を有する論理回路の一例を示す。この場合においては、各出力信号ｂＩ＋／−、ｂＱ＋／−に関する希望されるデューティサイクルは、各遅延素子に関する適切な遅延値を選択することによって構成することができる。図８又は９に示されるＬＯ信号生成器は、該回路又はその同等物を含むように変更することができる。他の実装においては、図８又は９に示されるＬＯ信号生成器は、２５％のデューティサイクルを有する一組のＬＯ信号を直接生成するように変更される。デューティサイクルが小さくなるのに応じて基本周波数成分の大きさが小さくなるため、２５％に近いデューティサイクル値を保持しながらスイッチのオーバーラップを回避するのを期待することができる特定用途に関するデューティサイクル値を決定するのが望ましい。

ＬＯ信号内の調波は、ミキサー出力信号内において不要成分を発生させるおそれがある。例えば２５％に近いデューティサイクルを有するＬ０信号は、周波数ω_Ｆ０±２ω_ＬＯにおける成分を発生させる可能性がある強力な2次調波を有する。幾つかの場合においては、ミキサー出力をフィルタリングすること又は混合された信号の２つ以上の主周波数成分の中から１つを選択することを望むことができる。例えば、上述されるように、高周波数を抑制するために小形のキャパシタを各ミキサーの出力端子全体において含めることができる。

説明される実施形態の上記の提示は、当業者が本発明を製造又は使用できるようにすることを目的とするものである。これらの実施形態に対する様々な修正が可能であり、さらに、本明細書において提示される一般原理は、その他の実施形態に対しても同様に適用することができる。例えば、一実施形態は、ハードワイヤード回路として、特定用途向け集積回路内に組み込まれた回路構成として、又は非揮発性記憶装置内にローディングされたファームウェアプログラム又は機械によって読み取り可能なコードとしてデータ記憶媒体（例えば、半導体又はその他の揮発性又は非揮発性メモリ、又は磁気及び／又は光学媒体、例えばディスク）からローディングされるか又は該データ記憶媒体内にローディングされたソフトウェアプログラムとして一部分又は全体を実装することができ、前記コードは、論理素子のアレイ、例えばマイクロプロセッサ又はその他のデジタル信号処理ユニット又は有限ステートマシン、によって実行可能な命令である。

実施形態は、添付された請求項において詳述されさらに本明細書において構造上の実施形態の動作に関する説明によって明示で開示される周波数変換方法も含む。これらの方法の各々は、機械によって読み取り可能なコードとして１つ以上のデータ記憶媒体内において有形で具体化することができる。

周波数変換を用いる無線通信用途の例は、無線通信用のポータブルデバイス、例えば携帯電話、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、ページャー、携帯式電子メールデバイス（Ｂｌａｃｋｂｅｒｒｙ（登録商標）、等）、と、消費者用及びその他の用途のための衛星デバイス（例えば、ＧＰＳ受信機、サブスクリプション音楽受信機、テレビ受像機）と、を含む。無線通信用デバイスのその他の例は、無線ローカルエリアネットワーク及び／又はパーソナルエリアネットワークを通じて通信するような構成されたデバイス、例えば、ＩＥＥＥ基準８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ、及び／又は８０２．１１ｎ、ＩＥＥＥ基準８０２．１５．４（ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）とも呼ばれる）、及びＩＥＥＥ基準８０２．１５．１（Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標））、等の１つ以上の仕様のバージョンに準拠したデバイス、及び／又は超広帯域（ＵＷＢ）デバイスを含む。実施形態は、本明細書において開示され、該例とともに用いるために構成される方法及び装置を含む。

本明細書において説明される周波数コンバータの実装は、おそらく入力ステージ（例えば、トランジスタＴ１、Ｔ２を含むトランスコンダクタンスステージ）、出力ステージ（例えば、ｏｐａｍｐ２０ｉ，ｑ等のトランスインピーダンス増幅器）、及び／又は直交局部発振器信号生成器を含むことができるより大形の回路の一部として、チップ内において具体化することができる。該チップは、信号の受信及び／又は送信のためのその他の回路、例えば低雑音増幅器、電力増幅器、変調器、復調器、及び／又はデジタル信号プロセッサ、を含むこともできる。実施形態は、本明細書において開示される構造のハードウェア既述言語（例えば、様々なＶｅｒｉｌｏｇ又はＶＨＤＬ）内の仕様と、１つ以上の該構造を含む消費者用電子機器（例えば携帯電話）と、を同じく含む。以上のように、本発明は、上述される実施形態に限定されることを意図するものではなく、本明細書において開示されている原理及び斬新な特長に一致する限りにおいて最も広範な適用範囲が認められるべきである。

Claims (32)

1. 周波数コンバータを含む装置であって、前記周波数コンバータは、
   局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成するように構成されるとともに、５０％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成された信号生成器と、
   無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合するように構成及び配置された第１のミキサーと、
   ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合するように構成及び配置された第２のミキサーと、ここにおいて、前記第１及び第２のミキサーの各々は、低インピーダンスの負荷を駆動するパッシブミキサーを含み、
   前記ＲＦ電流信号と前記ＬＯ信号の第１の相補対とに基づいて周波数変換された信号を前記第１のミキサーから受信するように構成された第１のフィードバックトランスインピーダンス増幅器と、
   前記ＲＦ電流信号と前記ＬＯ信号の第２の相補対とに基づいて周波数変換された信号を前記第２のミキサーから受信するように構成された第２のフィードバックトランスインピーダンス増幅器と、を具備する装置。
2. 前記信号生成器は、２５％に等しいデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される請求項１に記載の装置。
3. 前記信号生成器は、２０％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される請求項１に記載の装置。
4. 前記第１のミキサーは、差動ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合するように構成及び配置され、
   前記第２のミキサーは、前記差動ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合するように構成及び配置される請求項１に記載の装置。
5. 前記周波数コンバータは、ＲＦ電圧信号に基づいて前記ＲＦ電流信号を出力するように構成及び配置されたトランスコンダクタンスステージを具備する請求項１に記載の装置。
6. 前記第１のミキサーは、ＬＯ信号の前記第１の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流するように構成され、
   前記第２のミキサーは、ＬＯ信号の前記第２の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流するように構成される請求項１に記載の装置。
7. 前記第１のミキサーは、ＬＯ信号の前記第１の相補対の振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させるように構成され、
   前記第２のミキサーは、ＬＯ信号の前記第２の相補対の前記振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させるように構成される請求項１に記載の装置。
8. 前記第１及び第２のミキサーの各々は、ギルバートセルを含む請求項１に記載の装置。
9. 前記第１のミキサーは、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合して前記ＲＦ電流信号の同相成分に基づいてベースバンド信号を生成するように構成され、
   前記第２のミキサーは、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合して前記ＲＦ電流信号の直交成分に基づいてベースバンド信号を生成するように構成される請求項１に記載の装置。
10. 前記第１及び第２のトランスインピーダンス増幅器のうちの少なくとも１つは、演算増幅器を含む請求項１に記載の装置。
11. 前記装置は、集積回路である請求項３に記載の装置。
12. 前記装置は、前記周波数コンバータを含む無線通信用のデバイスである請求項３に記載の装置。
13. 前記装置は、前記周波数コンバータを含む携帯電話を具備する請求項３に記載の装置。
14. 周波数変換方法であって、
    局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成することと、
    第１のチャネルにおいて、低インピーダンスの負荷を駆動するパッシブミキサーを用いて無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合することと、
    第２のチャネルにおいて、低インピーダンスの負荷を駆動するパッシブミキサーを用いて前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合することと、ここで前記第１及び第２の相補対の各々の信号は、５０％未満のデューティサイクルを有し、
    前記第１のチャネルにおいて、前記ＲＦ電流信号と前記第１の相補対とに基づいて周波数変換された信号を電圧信号に変換するとともに、前記第２のチャネルにおいて、前記ＲＦ電流信号と前記第２の相補対とに基づいて周波数変換された信号を電圧信号に変換することと、を具備する周波数変換方法。
15. 前記方法は、２５％に等しいデューティサイクルを有するようにＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の前記信号の各々を生成することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
16. 前記方法は、２５％未満のデューティサイクルを有するようにＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の前記信号の各々を生成することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
17. 前記方法は、２５％未満のデューティサイクルを有するようにＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の前記信号の各々を生成することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
18. 第１のチャネルにおいて前記混合することは、差動ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合することを具備し、
    第２のチャネルにおいて前記混合することは、前記差動ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
19. 前記方法は、ＲＦ電圧信号を前記ＲＦ電流信号に変換することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
20. 第１のチャネルにおいて前記混合することは、ＬＯ信号の前記第１の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流することを具備し、
    第２のチャネルにおいて前記混合することは、ＬＯ信号の前記第２の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流することを具備する請求項１４の記載の周波数変換方法。
21. 第１のチャネルにおいて前記混合することは、ＬＯ信号の前記第１の相補対の前記振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させることを具備し、
    第２のチャネルにおいて前記混合することは、ＬＯ信号の前記第２の相補対の前記振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させることを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
22. 第１のチャネルにおいて前記混合することは、前記ＲＦ電流信号を前記第１の相補対と混合して前記ＲＦ信号の同相成分に基づいて第１のベースバンド信号を生成することを具備し、
    第２のチャネルにおいて前記混合することは、前記ＲＦ電流信号を前記第２の相補対と混合して前記ＲＦ信号の直交成分に基づいて第２のベースバンド信号を生成することを具備する請求項１４に記載の周波数変換方法。
23. 周波数コンバータを含む装置であって、前記周波数コンバータは、
    局部発振器（ＬＯ）信号の第１の相補対の信号とＬＯ信号の第２の相補対の信号との間の位相差が９０°に等しくなるような形で前記第１の相補対のＬＯ信号及び前記第２の相補対のＬＯ信号を生成するための手段と、
    第１のチャネルにおいて、無線周波数（ＲＦ）電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と受動的に混合するための手段であって、低インピーダンスの負荷を駆動する手段と、
    第２のチャネルにおいて、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合するための手段であって、低インピーダンスの負荷を駆動する手段と、
    生成するための前記手段は、５０％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成され、
    前記第１のチャネルにおいて混合するための前記手段から受信された、前記ＲＦ電流信号と前記第１の相補対とに基づく周波数変換された信号を、電圧信号に変換するための手段と、
    前記第２のチャネルにおいて混合するための前記手段から受信された、前記ＲＦ電流信号と前記第２の相補対とに基づく周波数変換された信号を、電圧信号に変換するための手段と、
    を具備する、装置。
24. 生成するための前記手段は、２５％に等しいデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される請求項２３に記載の装置。
25. 生成するための前記手段は、２５％未満のデューティサイクルを有するように前記第１及び第２の相補対の各信号を生成するように構成される請求項２３に記載の装置。
26. 前記周波数コンバータは、ＲＦ電圧信号を前記ＲＦ電流信号に変換するための手段を具備する請求項２３に記載の装置。
27. 第１のチャネルにおいて混合するための前記手段は、ＬＯ信号の前記第１の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流するように構成され、
    第２のチャネルにおいて混合するための前記手段は、ＬＯ信号の前記第２の相補対に従って前記ＲＦ電流信号を整流するように構成される請求項２３に記載の装置。
28. 第１のチャネルにおいて混合するための前記手段は、ＬＯ信号の前記第１の相補対の前記振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させるように構成され、
    第２のチャネルにおいて混合するための前記手段は、ＬＯ信号の前記第２の相補対の前記振幅に従って前記ＲＦ電流信号の前記位相を周期的に反転させるように構成される請求項２３に記載の装置。
29. 第１のチャネルにおいて混合するための前記手段は、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第１の相補対と混合して前記ＲＦ電流信号の同相成分に基づいてベースバンド信号を生成するように構成され、
    第２のチャネルにおいて混合するための前記手段は、前記ＲＦ電流信号をＬＯ信号の前記第２の相補対と混合して前記ＲＦ電流信号の直交成分に基づいてベースバンド信号を生成するように構成される請求項２３に記載の装置。
30. 前記装置は、集積回路である請求項２５に記載の装置。
31. 前記装置は、前記周波数コンバータを含む無線通信用デバイスを具備する請求項２５に記載の装置。
32. 前記装置は、前記周波数コンバータを含む携帯電話を具備する請求項２５に記載の装置。

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