CN101490947A - 用于变频的系统、方法、和装置 - Google Patents

Abstract

根据一个实施例的方法包括使用正交的一组占空因数实质性地少于50％的本机振荡器信号来执行对射频电流信号的混频操作。其他实施例包括使用正交的一组占空因数少于25％的本机振荡器信号。

Description

用于变频的系统、方法、和装置

根据35 U.S.C.§119要求优先权

本专利申请要求于2006年7月11日提交、且已转让给本申请受让人并通过援引明确纳入于此的题为“Using non-overlap clock in quadrature mixer to improvenoise and gain(在正交混频器中使用非交迭时钟来改善噪声和增益)”的临时申请No.60/830,198的优先权。

发明领域

本发明涉及无线通信。

背景

许多用于将信息从一地传送到另一地的技术包括一个或更多个变频操作。在发射应用中，例如携带信息的信号可以被上变频成射频(RF)信号以供在诸如无线信道或者导电或光导电缆之类的介质上传输。在接收应用中，携带信息的RF信号可以从这样的介质接收到并且被下变频到中频或到基带以供处理和/或解调。

通常混频器被用于执行变频操作。在典型的应用中，混频器被安排成将位于初始频率F0处的信号乘以本机振荡器(LO)信号以获得位于和频与差频处的分量。例如，可以使用正交混频操作以根据诸如以下的表达式来获得90度异相的两个信道：

$\cos \left({\mathrm{\ω}}_{F0}t\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)=\frac{1}{2}(\cos \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]+\cos \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]),$

$\cos \left({\mathrm{\ω}}_{F0}t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)=\frac{1}{2}(\sin \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]-\sin \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]).$

如有必要，可以通过对混频器输出进行带通滤波来选择每个信道中这两个所得频率分量中合需的那一个。

在外差电路中，中频(IF)与基带和RF两者都显著不同，如此使得基带与RF之间的转换典型地是在两级或更多级中执行的。在零差或即“零IF”电路中，LO信号的频率实质性地等于RF，如此使得该信号在一级中在基带与RF之间转换。在其他被称为为“低IF”或“近零IF”的技术中，IF接近基带(例如，几百kHz或更低)。

概述

根据一个实施例的装置包括变频器，该变频器具有被配置成如此生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对以使得第一互补对中的信号与第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度的信号发生器。该变频器还包括被配置和安排成将射频(RF)电流信号与第一互补LO信号对混频的第一混频器、以及被配置和安排成将该RF电流信号与第二互补LO信号对混频的第二混频器。在该装置中，信号发生器被配置成将第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于50％的占空因数。

根据一实施例的变频方法包括如此生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对以使得第一互补对中的信号与第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度。该方法还包括在第一通道中将射频(RF)电流信号与第一互补LO信号对混频，以及在第二通道中将该RF电流信号与第二互补LO信号对混频。在该方法中，第一和第二互补对中的每一个信号具有实质性地少于50％的占空因数。

根据另一实施例的装置包括变频器，其具有用于生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对如此使得第一互补对中的信号与第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度的装置。该变频器还包括用于在第一通道中将射频(RF)电流信号与第一互补LO信号对混频的装置，以及用于在第二通道中将该RF电流信号与第二互补LO信号对混频的装置。在该装置中，上述用于生成的装置被配置成将第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于50％的占空因数。

附图简要说明

图1示出包括两个混频器的变频器的框图。

图1b示出驱动跨阻放大器的变频器的框图。

图2a示出有源混频器的实现的示意图。

图2b示出有源混频器的另一种实现的示意图。

图3a示出无源混频器的示意图。

图3b示出图3a中图解的无源混频器的另一个示意图。

图4示出基于无源电流换向混频器架构的变频器100的框图。

图5示出变频器100的示例110的框图。

图6a示出偏置安排的示例的示意图。

图6b示出偏置安排的另一示例的示意图。

图7示出MOSFET特性曲线的示例。

图8示出正交的一组占空因数为50％的本机振荡器信号的图。

图9示出4分频计数器的框图。

图10示出多相滤波器的示意图。

图11示出图8的这组本机振荡器信号中的工作周期之间的交迭的示例。

图12示出缘于图11的时段A中所示交迭的跨通道电路路径的示例。

图13示出缘于图11的时段B中所示交迭的跨通道电路路径的示例。

图14示出I和Q混频器之间的电阻性隔离的示例。

图15示出根据一实施例的一组本机振荡器信号的示例。

图16示出可用于将图8中所示的这组LO信号转换成图15中所示的这组LO信号的逻辑电路的框图。

图17示出可用于将图8中所示的这组LO信号转换成一组占空因数少于25％的LO信号的逻辑电路的框图。

详细说明

一般期望如此执行变频以使得转换增益被最大化和/或经转换信号中的噪声电平被最小化。

本文中把术语“节点”用成包括其作为“电路中电势不变的区域”的通常含意。本文中把术语“端子”用成包括其作为电路、设备或元件的“端节点”的通常含意。

尽管出于便利考虑，以下描述主要提及为信号接收而配置的应用和设备，但所公开的结构和方法也可应用于为信号传送而配置的应用和设备，并且这样的应用被明示地构想了的并且由此被公开。

尽管本文中遵循将混频器的相对端标记为“RF”和“IF”的惯例，但将本文中所公开的变频器和其他结构用于直接变换或即“零IF”应用(即，在RF与基带之间直接变换)也是被明示地构想了的并且由此被公开。因此，应理解正如本文中所使用的标记“IF”不过是指示位于RF与LO频率之差频处的信号，而该频率可以实质性地等于0(即，基带信号)。

图1a示出基于包括两个混频器10i、10q的正交混频器架构的变频器的框图，其中这两个混频器各自耦合至差分RF输入并且输出正交IF信号对中相应的一个。混频器可用各种方式来实现。例如，一些实现使用传输线结构、无源组件(电阻器、电容器、和/或电感器)、和/或二极管。然而，绝大多数混频器是用诸如双极结型晶体管(BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)之类的可以被制作成具有合需的质量——诸如低成本、小特征尺寸、以及良好的可再现性的有源器件来实现的。MOSFET包括配置成控制跨过沟道区域的电流流向的栅极，其中沟道区域靠近栅极但与其绝缘并且具有两端(称为“漏极”和“源极”)，栅极的两侧一边一个。

目前，混频器典型地被实现为开关混频器。开关混频器被配置成将RF信号乘以根据本机振荡器频率和相位在具有实质性地相等的振幅和相反的幅值(例如，+1和-1)的两个值之间交替的序列。这样的混频器是使用被安排成在混频器输出端子之间切换该RF信号的两侧的诸如BJT或MOSFET之类的器件来实现的。

开关混频器架构可以被配置成切换RF电压(“电压换向”架构)或RF电流(“电流换向”架构)。图1b示出基于电流换向正交混频器架构的变频器的框图。在该示例中，开关混频器12i、12q的输出驱动在此被实现为带反馈的差分运算放大器的相应各个跨阻放大器20i、20q，其将电流信号转换为电压信号。

开关混频器可以根据有源配置或无源配置来实现。图2a示出也被称为Gilbert单元的双平衡有源电流换向混频器电路的一个示例的示意图。该电路包括差分跨导级(M1、M2)和正交混频器核心(M3-M6)。混频器核心包括两个差分对(M3、M4以及M5、M6)并且作为全平衡的倒相电流开关来操作。混频器核心开关的栅极被安排成由互补(这就是说，180度异相)的本机振荡器(LO)信号对LO+、LO-来驱动。典型地期望每个LO信号具有实质性地接近50％的占空因数(例如，以避免偶次谐波)。

如图2b中所示，提供要被切换(或即“被转向”)的偏置电流的电流源可以实现为有源器件M7。替换地，电流源可以实现为电感器或LC电路(例如，在RF频率处谐振的并联LC槽路)。在另一个示例中，器件M1、M2的源极直接而非通过电流源连接至V_SS轨。也有可能由两个混频器核心(例如，I通道中一个并且Q通道中一个)来共享公共的跨导级。匹配负载Z_L可以如图2b中所示地实现为电阻器。替换地，匹配负载可以实现为或者包括诸如电感器之类的其他无源组件，或者实现为有源负载。

有源混频器的一个潜在缺点是通常被称为“闪烁噪声”的1/f噪声。将RF信号从开关混频器的差分对中的一个开关切换到另一个的动作并不是瞬时发生的，并且有源混频器在差分对中的两个开关都导通(即，两个器件的沟道皆在导电)时产生闪烁噪声。该时段被称为“交越点”，并且其在本机振荡器的波形变成倒圆角的而非方形时可能会发生，在高频处尤甚。该闪烁噪声在混频器输出处是可见的并且一般与开关器件中的DC偏置电流的电平成比例。

闪烁噪声具有与频率成反比的功率谱密度。在外差架构中，混频器输出频率典型地远高于在其中闪烁噪声很显著的频率范围。然而由于闪烁噪声在低频上占优势，因此其对零差(“零IF”或“直接转换”)和低IF架构会变成重大问题。混频器开关的闪烁噪声一般是前端闪烁噪声的主导贡献因素。

通过使用无源混频器而非有源混频器可以大大地减少混频器中的闪烁噪声产生。图3a示出包括4个MOSFET开关N1-N4的无源混频器的示意图。图3b示出表明其环形结构的相同电路的另一个图。由于无源混频器的开关的沟道实质性地不携带DC电流，因此由开关产生闪烁噪声的情况可以在很大程度上被消除，并且该特征是无源混频器在对1/f噪声敏感的应用中的主要优点。

开关混频器中的开关的尺寸可以根据一方面的线性性和匹配与另一方面的噪声和驱动要求之间的合需折衷来最优化。较大的开关将趋于具有增进线性性和匹配的较低导通电阻，但会具有较大的寄生电容，而这会提高噪声和驱动要求。在一个示例中，无源混频器的实现的开关N1-N4被配置成具有在约为300-400(三百到四百)的范围中的W/L比。

如以上述及的，无源混频器在实质性地没有偏置电流的情况下操作，且由此典型地比有源混频器消耗更少功率并产生少很多的闪烁噪声。然而，无源混频器也具有少于单位1的转换增益(即，有转换损耗)如此使得无源混频器的输出通常必须要被放大。典型地，无源混频器之后跟随有可以包括运算放大器(或称“运放”)的放大级。遗憾的是，运放对闪烁噪声和白噪声两者皆有贡献，其中闪烁噪声在低频(例如，对于CMOS设计是少于几MHz)上占优势。期望能使放大级对噪声贡献的程度最小化。

如图3a、3b中所示的无源混频器50可用作电压换向混频器或电流换向混频器。图4示出基于包括无源混频器50的两个实例50i、50q的电流换向正交混频器架构的变频器100的示例。变频器100具有将RF电压信号转换成电流信号并AC耦合至这些混频器的跨导级(包括器件T1、T2)。在另一示例中，器件T1、T2的源极直接而非通过电流源连接至V_SS轨。本机振荡器信号(未示出)也可以AC耦合(电容性耦合)至相应各个混频器开关栅极。每个混频器驱动低阻抗负载，其在本例中为相应闭环运放20i、20q的虚拟接地。在一些情形中，每个无源混频器50i、50q还具有跨其输出端子连接的小电容器(例如，用以移除高频分量)。

图5示出其中使用MOSFET来实现电流源的变频器100的示例110。对这些器件的栅极偏置电压可以藉由各种技术来产生。图6a示出其中对器件T1、T2起到有源负载作用的这些器件是自偏置的一个示例。在该具体示例中，这些有源负载器件中的每一个是经由其栅极与源极之间的电阻性路径来二极管式连接的。图6b示出其中使用共模反馈(CMFB)电路来偏置有源负载器件的另一个偏置示例。在这样的安排中也可以使用其他形式的CMFB电路。无论有源负载器件是自偏置的还是使用CMFB电路来偏置的，都可以使用电流镜来设置有源器件向跨导器件T1、T2提供DC电流的DC工作点，如图6a和6b中所示。替换地，可以使用另一种形式的偏置电压生成电路来产生这些栅极偏置电压中的一个或更多个，诸如带隙基准电压发生器或PTAT(与绝对温度成正比的)偏置电路。

图7示出MOSFET特性曲线的示例，其中I_DS表示漏极与源极(即，分别为n沟道MOSFET的沟道区域的最正端和最负端)之间的电流，V_DS表示漏极与源极之间的电压，V_GS表示栅极与源极之间的电压，而V_T表示该器件的阈值电压。正如从该图可以领会到的那样，MOSFET的阻抗(dV_DS/dI_DS)取决于该器件在其中工作的区域。有源混频器的开关典型地被偏置成在饱和区中工作，从而导致高阻抗。无源混频器的开关N1-N4被偏置成邻近阈值以在线性(或“三极管”)区中工作并由此具有低阻抗。

如以上述及的，开关混频器的栅极典型地由互补LO信号对来驱动。图8示出典型的一组用于驱动正交混频器架构的混频器的正交本机振荡器信号的图。I+和Q+信号是90度异相的，并且每一者具有180度异相的补(I-、Q-)。在该示例中，这4个LO信号中的每一个具有以本机振荡器频率并根据此特定信号的相位在0与1之间交替的振幅。典型地将本机振荡器信号生成为具有实质性地接近50％的占空因数，这减少了偶次谐波。

图9示出可用于生成如图8中所示的一组正交本机振荡器信号的4分频电路的一个示例。该分频器取差分时钟输入(如图8中所示的时钟信号CLK及其补CLKB)并且生成用于I和Q通道两者的轨对轨差分输出。如图4中所示，该分频器包括比倒相器小(例如，小4倍)并且被安排在差分路径之间的锁存器，其可以帮助维护快速的信号切换和良好的差分平衡。包括D触发器或差分倒相器的4分频电路也是已知的。

在一些情形中，将振荡器实现为生成以LO频率的4倍来运行的时钟信号或许是不可行的(例如，在甚高频率或甚低功率应用中)或可能因其他原因而不可取。在这样的情形中，可使用诸如多相滤波器或其他相移网络之类的另一种结构来生成这组正交LO信号。图10示出配置成生成如图8中所示的一组正交本机振荡器信号的二次多相滤波器的一个示例。可用于生成这些正交LO信号的其他结构的示例包括传输线结构和基于运放的全通网络。

无源混频器中的开关的低阻抗在实践中可能会导致若干问题。例如，I和Q通道之间的不良隔离是可能会因在正交变频器中使用无源混频器而出现的一个重大问题。如图8中所示，例如通常使用占空因数约为50％的LO信号来驱动正交的开关混频器对。从该图可以领会，在任何时刻，信号I+和I-中有一个为高，并且信号Q+和Q-中有一个为高。图11图解在信号I+的活动半周期期间的两个交迭时段的示例。尽管具体的活动信号对每半周期就改变，但是作为这种交迭的结果，在任何时刻I和Q混频器两者中都有开关是导通的。

由于无源混频器中开关的低阻抗之故，因此使两侧上的开关在同时开路就会创生出在I混频器的输出端子与Q混频器的输出端子之间的路径。图12中的加粗线示出对应于图11中所示的交迭时段A的在I与Q混频器输出之间的路径的示例，而图13中的加粗线示出对应于图11中所示的交迭时段B的在I与Q混频器输出之间的路径的示例。当这些混频器被安排成驱动低阻抗输入(诸如运放的虚拟接地)时，这些路径的一种效应是每个混频器呈现低阻抗输出。

由运放产生的噪声电流与如在该运放输入处呈现的前级输出阻抗成反比。因此，图8的架构中的无源混频器开关通道的低输出阻抗可能导致来自运放级的噪声贡献更高。I与Q通道之间的低阻抗也可能导致有在带沿附近不对称的上边带和下边带传递函数。在包括无源混频器的正交混频器架构中，将I和Q混频器输入彼此隔离是可取的。这样的隔离可以帮助减少跟在这些混频器之后的放大器级的输出处的噪声，和/或保持增益跨带宽的平坦性。

避免I与Q无源混频器之间的交叉耦合效应的一种办法是使用分路器将差分RF输入的每一侧拆分成两条分开的路径。虽然该办法可以有效地使混频器彼此隔离，但很可能合适的分路器将会是片外组件，由此增大了制造成本和电路占地，同时分路器的插入损耗将进一步增加总转换损耗。如图13中所示，另一种办法是将每个混频器的输入端子与RF输入电阻性地隔离。虽然这样的隔离可以减少I和Q混频器的泄漏和交叉耦合，但该办法也是未臻最优的。除了有会减少电压净空并且可能增加转换损耗的很大电压降之外，电阻器还将贡献热噪声。

在电流换向正交混频器架构中，在混频器之间添加分路器或其他隔离级会减小对每个混频器可用的RF电流并且由此减小转换增益。可能会减小电流换向正交混频器架构中的转换增益——即便在没有隔离级的情况下亦是如此——的另一个因素是I和Q混频器的交迭导通时段(例如，如图11中所示那样)。不管该架构是包括有源混频器还是无源混频器，这样的开关交迭皆允许RF电流在这两个混频器之间被拆分。如图11中所示，I和Q通道的开关交迭在使用占空因数为50％的本机振荡器信号的正交开关混频器架构中会恒常地发生。

在根据一实施例的方法中，混频是使用占空因数少于50％的LO信号来执行的。尽管当使用这样的LO信号时每个混频器中的开关具有更短的导通时段，但在该时间期间RF电流中有更多被交换到该混频器，从而收获转换增益上总的理论增加。关于在混频器下游出现的噪声(其一般在基带附近的频率上占优势)，该增加可得到更高的信噪比(SNR)。通过减少或消除I和Q通道中的无源混频器交迭的导通时段，这样的操作还可以减少运放噪声并且可以减少或消除对通道之间的隔离级的需要。当使用例如占空因数为25％或更少的LO信号时，每刻只有一个混频器是导通的。

图15示出正交的一组占空因数为25％的本机振荡器信号的一个示例。如同在图8中所示的那组LO信号中一样，I+和Q+信号是90度异相的，并且每一者具有180度异相的补(I-、Q-)。在此示例中，这4个LO信号中的每一个具有以本机振荡器频率并根据此特定信号的相位在0与1之间交替的振幅。

图16示出包括4个与(AND)门的可用于从一组占空因数为50％的LO信号生成一组占空因数为25％的LO信号的逻辑电路的一个示例。可以将如图8或9中所示的LO信号发生器修改为包括这样的电路或其等效。在另一种实现中，将如图8或9中所示的LO信号发生器修改成直接产生一组占空因数为25％的LO信号。

对(A)使用占空因数为50％的互补的方波LO信号对的混频器架构可预期望的理论转换增益与(B)对使用占空因数为25％的互补的方波LO信号对的混频器架构可预期的理论转换增益的比较可以根据混频操作的以下表达式来计算：

$\cos \left({\mathrm{\ω}}_{F0}t\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)=\frac{1}{2}(\cos \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]+\cos \left[({\mathrm{\ω}}_{F0}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right]),$

其中ω_F0是输入信号的频率而ω_LO是每个LO信号的基波分量的频率。使用符号α和β来表示对于输入及LO频率的相应权重，并且使用下标1和2来表示使用占空因数分别为50％和25％的LO信号的混频操作，我们可以将这些理论转换增益之比表达为：

$\frac{{\mathrm{\α}}_2\cos \left({\mathrm{\ω}}_{F0}t\right){\mathrm{\β}}_2\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)}{{\mathrm{\α}}_1\cos \left({\mathrm{\ω}}_{F0}t\right){\mathrm{\β}}_1\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)}=\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\×\frac{{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\β}}_1}.$

首先，我们考虑对于这些输入信号的权重α之比。当使用占空因数为50％的LO信号来驱动正交的开关混频器对时，在任何时刻I和Q混频器两者中都有开关是导通的。当使用占空因数为50％的LO信号来驱动例如图2或3中所示的正交的差分混频器对时，在任何时刻I和Q混频器每一者中有开关对是导通的。图11图解这样的交迭开关激活的示例。这种交迭导致RF电流在这些混频器之间被拆分，如此使得在有混频器开关或开关对导通的任何时刻，该混频器仅接收到RF输入电流的一半。然而当使用占空因数为25％的LO信号时，在有混频器开关或开关对导通的任何时刻，该混频器接收到RF输入电流的全部。由此比率α₂/α₁等于2。

对于LO信号的权重β之间的关系可以通过在频域中考虑这些LO信号来决定。周期性的矩形脉冲串的傅立叶变换可以使用以下级数来表达：

$f\left(t\right)=\mathrm{AD}+\underset{i=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{2A}{\mathrm{i\π}}\sin \left(\mathrm{i\πD}\right)\cos \left(2\mathrm{i\π}\frac{t}{T}\right),$

其中A是增益常数而D是每个脉冲的占空因数。在该表达式中，第一项代表DC偏移并且求和项代表基波(对于i＝1)和谐波(对于i>1)。对于等于0.5的占空因数D而言，对所有偶数i的求和项等于0，从而该LO信号不包含偶次谐波。对于不等于0.5的D值而言，对应于偶次谐波的求和项中至少有一些是非零的。

从以上级数，我们可以将基波频率分量表达为：

$f_1\left(t\right)=\frac{2A}{\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{t}{T}\right)=\frac{2A}{\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right).$

对于50％的占空因数D而言，因子sin(πD)等于1。对于25％的占空因数D而言，因子sin(πD)等于

。由于f₁(t)的其他因子与占空因数不相关，因此LO信号的基波频率分量的权重之比β₂/β₁等于

通过将这两个权重比的值代入以上表达式我们可以对理论转换增益之比求值：

$\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\×\frac{{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\β}}_1}=2\×\frac{\sqrt{2}}{2}=\sqrt{2}.$

该比率单独适用于I和Q通道中的每一个。由于当使用一组占空因数为25％的LO信号时(与使用一组占空因数为50％的LO信号时相比)I和Q通道中的每一者由此达成

的理论增益，因此总的理论信号增益为3dB。

当使用25％而非50％的LO占空因数时，可预期关于在这些混频器的下游(例如，在运放中)出现的噪声在SNR上有3dB的增益。例如，可预期跟在混频器之后的放大级(例如，放大器20)的输出处在SNR上有3dB的增益。尽管该增益或许不适用于如由混频器接收到时那样在信号中出现的噪声(例如，来自LNA的噪声)，但在一些应用中，主导噪声源出现在混频级之后。对于基于例如无源混频器的变频器而言，闪烁噪声绝大部分来自跟在这些混频器之后的运放。

当将一组正交LO信号生成为具有25％的占空因数时，如施加在混频器处时那样的信号将很可能因可能由诸如寄生电容等效应导致的诸如波形倒圆角之类的畸变而具有大于25％的占空因数。从图15可以领会到，如果占空因数超过25％，则I与Q通道之间的开关导通时间交迭就可能发生。这样的交迭可能如上所讨论地导致RF电流拆分和/或更高的运放噪声。在进一步实施例中，将这些LO信号生成为具有少于25％的占空因数。在一个这样的示例中，将这些LO信号生成为具有实质性地少于25％的占空因数(在LO信号的占空因数的上下文中，“实质性地少于”意为“少10％或更多”)。例如，LO信号发生器可以被配置成生成一组占空因数为20％或甚至15％的LO信号。图17示出具有4个与门和4个延迟元件的可用于将图8中所示的这组LO信号转换成一组占空因数少于25％的LO信号的逻辑电路的一个示例。在该情形中，每个输出信号bI+/-、bQ+/-的合需占空因数可以通过为每个延迟元件选择恰适的延迟值来配置。可以将如图8或9中所示的LO信号发生器修改为包括这样的电路或其等效。在另一种实现中，将如图8或9中所示的LO信号发生器修改成直接产生一组占空因数为25％的LO信号。由于基波频率分量的幅值随着占空因数变小而下降，因此期望为特定应用确定预期可以避免开关交迭的占空因数值同时又将占空因数保持在接近25％。

LO信号中的谐波可能致使混频器输出信号中产生不想要的分量。占空因数例如接近25％的LO信号具有可能致使产生位于频率ω_F0±2ω_LO处的分量的强二次谐波。在一些情形中，可能期望对混频器输出进行滤波或者以其他方式从经混频信号的两个或更多个主频率分量中选择一个。如以上提及的，例如可以纳入跨每个混频器的输出端子的小电容器来抑制高频。

提供前面对所描述的实施例的介绍是为了使得本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改是可能的，并且本文中给出的普适原理也可以应用到其他实施例。例如，一实施例可以部分或整个地实现为硬连线电路、制作在专用集成电路中的电路配置、或者加载到非易失性存储中的固件程序或作为机器可读代码从或向数据存储介质(诸如半导体或其他易失性或非易失性存储器、或诸如盘之类的磁和/或光介质)中加载的软件程序，其中这些代码是可由诸如微处理器或其他数字信号处理单元或有限状态机等逻辑元件阵列执行的指令。

实施例还可以包括如在所附权利要求书中阐述并通过对结构性实施例的操作的描述而在本文中明示公开的变频方法。这些方法中的每一个可以作为机器可读代码有形地实施在一个或更多个数据存储介质中。

使用变频的无线通信应用的示例包括无线通信用便携式设备，诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、寻呼机、便携式电子邮件设备(诸如Blackberry(黑莓)^TM)、以及消费用和其他用途的卫星设备(例如，GPS接收机、订阅音乐接收机、电视接收机)。无线通信用设备的其他示例包括配置成在无线局域和/或个域网上通信的设备，诸如遵从诸如IEEE标准802.11a、802.11b、和/或802.11n，IEEE标准802.15.4(也称为ZigBee^TM)，和IEEE标准802.15.1(Bluetooth(蓝牙)^TM)等一个或更多个规范的版本的设备，和/或超宽带(UWB)设备。实施例包括如本文中所公开的、配置成供与任何这样的示例一起使用的方法和结构。

如本文中描述那样的变频器的实现可以实施在芯片中，可能作为可包括输入级(例如，包括晶体管T1、T2的跨导级)、输出级(例如，诸如运放20i、20q之类的跨阻放大器)、和/或正交本机振荡器信号发生器的较大电路的一部分。这样的芯片还可以包括用于信号接收和/或传送的其他电路系统，诸如低噪声放大器、功率放大器、调制器、解调器、和/或数字信号处理器。实施例还包括本文中所公开结构的硬件描述语言(诸如各种Verilog或VHDL)形式的规范，以及包括一个或更多个这样的结构的消费电子设备(例如，蜂窝电话)。由此，本发明并非旨在被限定于以上所示出的实施例，而是应被授予与以任何方式在本文中公开的原理和新颖性特征一致的最宽范围。

Claims (37)

1.一种包括变频器的装置，所述变频器包括：

信号发生器，配置成如此生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对以使得所述第一互补对中的信号与所述第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度；

第一混频器，被配置和安排成将射频(RF)电流信号与所述第一互补LO信号对混频；以及

第二混频器，被配置和安排成将所述RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频，

其中所述信号发生器被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于50％的占空因数。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述信号发生器被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地等于25％的占空因数。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述信号发生器被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于25％的占空因数。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一混频器被配置和安排成将差分RF电流信号与所述第一互补LO信号对混频，以及

其中所述第二混频器被配置和安排成将所述差分RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述变频器包括被配置和安排成基于RF电压信号来输出所述RF电流信号的跨导级。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一和第二混频器各自包括无源混频器。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一混频器被配置成根据所述第一互补LO信号对来使所述RF电流信号换向，以及

其中所述第二混频器被配置成根据所述第二互补LO信号对来使所述RF电流信号换向。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一混频器被配置成随着时间推移地根据所述第一互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位，以及

其中所述第二混频器被配置成随着时间推移地根据所述第二互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一和第二混频器各自包括Gilbert单元。

10.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一混频器被配置成将所述RF电流信号与所述第一互补LO信号对混频以产生基于所述RF电流信号的同相分量的基带信号，以及

其中所述第二混频器被配置成将所述RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频以产生基于所述RF电流信号的正交分量的基带信号。

11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述变频器包括：

第一跨阻放大器，被安排成从所述第一混频器接收基于所述RF电流信号和所述第一互补对的经变频信号；以及

第二跨阻放大器，被安排成从所述第二混频器接收基于所述RF电流信号和所述第二互补对的经变频信号。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述第一和第二跨阻放大器之中至少有一者包括运算放大器。

13.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置是集成电路。

14.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置是纳入所述变频器的无线通信用设备。

15.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置包括纳入所述变频器的蜂窝电话。

16.一种具有如权利要求3所述的装置的硬件描述语言形式的机器可执行规范的数据存储介质。

17.一种变频方法，所述方法包括：

如此生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对以使得所述第一互补对中的信号与所述第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度；

在第一通道中将射频(RF)电流信号与所述第一互补LO信号对混频；以及

在第二通道中将所述RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频，

其中所述第一和第二互补对中的每一个信号具有实质性地少于50％的占空因数。

18.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述方法包括将所述第一和第二互补LO信号对中的每一个信号生成为具有实质性地等于25％的占空因数。

19.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述方法包括将所述第一和第二互补LO信号对中的每一个信号生成为具有少于25％的占空因数。

20.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述方法包括将所述第一和第二互补LO信号对中的每一个信号生成为具有实质性地少于25％的占空因数。

21.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述在第一通道中混频包括将差分RF电流信号与所述第一互补LO信号对混频，以及

其中所述在第二通道中混频包括将所述差分RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频。

22.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述方法包括将RF电压信号转换成所述RF电流信号。

23.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述在第一通道中混频包括根据所述第一互补LO信号对来使所述RF电流信号换向，以及

其中所述在第一通道中混频包括根据所述第二互补LO信号对来使所述RF电流信号换向。

24.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述在第一通道中混频包括随着时间推移地根据所述第一互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位，以及

其中所述在第二通道中混频包括随着时间推移地根据所述第二互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位。

25.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述方法包括在所述第一通道中将基于所述RF电流信号和所述第一互补对的经变频信号转换成电压信号，以及在所述第二通道中将基于所述RF电流信号和所述第二互补对的经变频信号转换成电压信号。

26.如权利要求17所述的变频方法，其特征在于，所述在第一通道中混频包括将所述RF电流信号与所述第一互补对混频以产生基于所述RF信号的同相分量的第一基带信号，以及

其中所述在第二通道中混频包括将所述RF电流信号与所述第二互补对混频以产生基于所述RF信号的正交分量的第二基带信号。

27.一种包括变频器的装置，所述变频器包括：

用于如此生成第一互补本机振荡器(LO)信号对和第二互补LO信号对以使得所述第一互补对中的信号与所述第二互补对中的信号之间的相位差实质性地等于90度的装置；

在第一通道中的用于将射频(RF)电流信号与所述第一互补LO信号对混频的装置；以及

在第二通道中的用于将所述RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频的装置，

其中所述用于生成的装置被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于50％的占空因数。

28.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述用于生成的装置被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地等于25％的占空因数。

29.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述用于生成的装置被配置成将所述第一和第二互补对中的每一个信号生成为具有实质性地少于25％的占空因数。

30.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述变频器包括用于将RF电压信号转换成所述RF电流信号的装置。

31.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混频的装置被配置成根据所述第一互补LO信号对来使所述RF电流信号换向，以及

其中所述在第二通道中的用于混频的装置被配置成根据所述第二互补LO信号对来使所述RF电流信号换向。

32.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混频的装置被配置成随着时间推移地根据所述第一互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位，以及

其中所述在第二通道中的用于混频的装置被配置成随着时间推移地根据所述第二互补LO信号对的振幅来周期性地倒转所述RF电流信号的相位。

33.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述在第一通道中的用于混频的装置被配置成将所述RF电流信号与所述第一互补LO信号对混频以产生基于所述RF电流信号的同相分量的基带信号，以及

其中所述在第二通道中的用于混频的装置被配置成将所述RF电流信号与所述第二互补LO信号对混频以产生基于所述RF电流信号的正交分量的基带信号。

34.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述变频器包括：

用于将从所述在第一通道中的用于混频的装置接收到的并且是基于所述RF电流信号和所述第一互补对的经变频信号转换成电压信号的装置；以及

用于将从所述在第二通道中的用于混频的装置接收到的并且是基于所述RF电流信号和所述第二互补对的经变频信号转换成电压信号的装置。

35.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述装置是集成电路。

36.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述装置包括纳入所述变频器的无线通信用设备。

37.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述装置包括纳入所述变频器的蜂窝电话。

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