CN101110568B - 次谐波混频器及具备该混频器的下转换器 - Google Patents

次谐波混频器及具备该混频器的下转换器 Download PDF

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Abstract

一种次谐波混频器及具备该混频器的下转换器。上述的次谐波混频器包括差动放大单元、电流缓冲单元、以及切换单元。差动放大单元用于将射频信号放大，且利用第一谐振电路将泄漏信号导向至第一电压。电流缓冲单元用于将差动放大单元的输出信号的增益放大，并利用第二谐振电路将泄漏信号导向至第二电压。最后，切换单元将电流缓冲单元的输出信号切换至基频信号。

Description

次谐波混频器及具备该混频器的下转换器
技术领域
本发明涉及一种混频器，且特别涉及一种使用折迭式电感电容迭接的次谐波混频器。
背景技术
直接降频接收器(direct-conversion receiver或homodyne receiver)在架构上采用一次的降频动作，直接将射频信号降至基频信号，因此又称为零中频接收器(zero-IF receiver)。此种接收器所产生的多相位本地振荡信号的振荡频率，与射频信号的振荡频率非常接近，因此不仅避免了镜像噪声(image noise)的干扰，且伴随镜像噪声干扰的消失，射频信号与多相位本地振荡信号进行混频之前就不需预置一镜像抑制滤波器(image rejectionfilter)。如此一来，相较于其它接收器架构-例如差外差接收器(superheterodyne receiver)，直接降频接收器具有架构简单、单芯片化等优点，而逐渐地在现今的收发器(transceiver)中崭露头角。
直接降频接收器虽具有单芯片化等优点，但其架构仍存在一些缺点必须去克服。其中，流偏移(DC offset)为其衍生的问题之一。直流偏移的产生主要是由于混频器(mixer)和低噪声放大器(low noise amplifier，简称LNA)的输入端(在此统称为射频信号的输入端)，与混频器接收多相位本地振荡信号的输入端的隔绝度(isolation)并非无限大，因此当多相位本地振荡信号经由穿隧(feedthrough)效应，出现在射频信号的输入端时，将和原本的多相位本地振荡信号进行自我混频(self-mixing)进而形成直流偏移。此外，偶次阶失真(even-order distortion)也是一个值得注意的问题，因为直接降频接收器进行混频之前不具有镜像抑制滤波器，因此伴随在射频信号附近的干扰信号，经由非线性电路所产生的偶次阶失真，也会经由穿隧效应而直接传送到混频器的输出，进而影响真正想接收的射频信号。
为了解决上述问题，直接降频接收器采用如图1所示的传统次谐波混频器(sub-harmonic mixer，简称SHM)，来提供良好的隔绝度给多相位本地振荡信号与射频信号的输入端。传统次谐波混频器是由如图2所示的吉尔伯特混频器(Gilbert mixer)衍生而来的。继续参照图1与图2，其中，相位本地振荡信号LO1包括相移量分别为0°、90°、180°、270°的本地振荡信号LO1_0°-O1_270°，而多相位本地振荡信号LO2则包括相移量分别为0°与180°的本地振荡信号LO2_0°与LO2_180°。吉尔伯特混频器中的每一个N型晶体管MN9-N12，若分别以两个相互并联的N型晶体管取代，并将提供给吉尔伯特混频器的多相位本地振荡信号LO2的振荡频率，降低至原本振荡频率的0.5倍，以形成由相互并联的NMOS晶体管所接收的多相位本地振荡信号LO1，将可演变成如图1所示的传统次谐波混频器。例如MN9由MN1与MN2取代，且MN1与MN2接收相差为180°的本地振荡信号LO1_0°与LO1_180°的振荡频率，是MN9所接收的本地振荡信号LO2_0°的2倍。如此一来，采用传统次谐波混频器的直接降频接收器，不仅可以将多相位本地振荡信号的振荡频率操作在0.5倍的射频信号的振荡频率，且还可保有吉尔伯特混频器所具有的良好隔绝度。
然而，上述的传统次谐波混频器在实际的芯片化过程中，往往会因工艺技术所造成的组件不匹配，进而造成电路在不对称的情况下，影响传统次谐波混频器所能提供的隔绝度。因此，如何利用原有的电路架构来提高传统次谐波混频器输入端的隔绝度，以降低多相位本地振荡信号的泄漏(leakage)信号，与干扰信号在射频信号输入端所造成的偶次阶失真，已是直接降频接收器在应用上所面临的最大隐忧。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是在提供一种次谐波混频器，利用谐振电路将泄漏信号导向至电源电压或接地电压的方式，让次谐波混频器具有良好的隔绝度，进而解决使用次谐波混频器的直接降频接收器在应用上，所面临的直流偏移与偶次阶失真的问题。
本发明的另一目的是提供一种下转换器，利用次谐波混频器所具有的良好隔绝度，减少泄漏信号所造成自我混频与偶次阶失真，进而提升使用下转换器的工作特性。
为达成上述及其它目的，本发明提出一种次谐波混频器，用于将多相位本地振荡信号与射频信号进行混频，以产生基频信号。该次谐波混频器包括差动放大单元、电流缓冲单元、以及切换单元。差动放大单元将射频信号放大。电流缓冲单元耦接至差动放大单元，用于将差动放大单元的输出信号的增益放大。切换单元耦接至电流缓冲单元，用于依据多相位本地振荡信号，而将电流缓冲单元的输出信号切换至基频信号。
依照本发明的较佳实施例，上述的差动放大单元包括第一谐振电路，电流缓冲单元则包括第二谐振电路。为了让次谐波混频器达到将多相位本地振荡信号与射频信号进行混频，以产生基频信号的目的。首先，差动放大单元将射频信号放大，且放大后的射频信号利用第一谐振电路导向至电流缓冲单元，而此时本地振荡信号所产生的泄漏信号，也将利用第一谐振电路导向至电源电压。之后，耦接至差动放大单元的电流缓冲单元，将差动放大单元的输出信号的增益放大，并利用第二谐振电路将电流缓冲单元的输出信号导向至切换单元，且第二谐振电路此时也将本地振荡信号所产生的泄漏信号，导向至接地电压。最后，切换单元依据多相位本地振荡信号，而将电流缓冲单元的输出信号切换至基频信号。
上述的第一谐振电路与第二谐振电路的共振频率，与射频信号的振荡频率相同。
在一较佳实施例中，上述的次谐波混频器适用于直接降频接收器。
从另一观点来看，本发明另提出一种下转换器，用于将射频信号转换至基频信号。下转换器包括信号产生器与次谐波混频器。其中次谐波混频器包括差动放大单元、电流缓冲单元、以及切换单元。信号产生器用于提供一多相位本地振荡信号。耦接至信号产生器的次谐波混频器则用于将多相位本地振荡信号与射频信号进行混频，以产生基频信号。其中，谐波混频器产生基频信号的过程包括，利用差动放大单元将射频信号放大。接着，耦接至差动放大单元的电流缓冲单元，在将差动放大单元的输出信号的增益放大。最后，利用耦接至电流缓冲单元与信号产生器的切换单元，依据多相位本地振荡信号，而将电流缓冲单元的输出信号转换成基频信号。藉此，下转换器就可达到将一射频信号转换至一基频信号的目的。
上述的下转换器，在一较佳实施例中，信号产生器包括本地振荡器与相位偏移器。本地振荡器用于产生一本地振荡信号，让串接在本地振荡器与切换单元之间的相位偏移器，可以将本地振荡信号转换成数个不同相移量的本地振荡信号，以输出作为多相位本地振荡信号。
在一较佳实施例中，上述的下转换器适用于直接降频接收器。
本发明因采用差动放大单元与电流缓冲单元组合的架构，让次谐波混频器可利用第一谐振电路与第二谐振电路，达到将泄漏信号导向至电源电压或接地电压的功效。如此一来，随着次谐波混频器隔绝度的提升，使用次谐波混频器的直接降频接收器，所面临的直流偏移与偶次阶失真也将大幅度地降低。
为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下。
附图说明
图1为传统次谐波混频器的结构示意图。
图2为传统吉尔伯特混频器的结构示意图。
图3为根据本发明一较佳实施例的次谐波混频器结构示意图。
图4为根据本发明较佳实施例的次谐波混频器详细电路图。
图5-图7用于说明图4实施例电路特性的实际量测结果。
图8为图4实施例与现今期刊的相关特性比较表。
图9为根据本发明较佳实施例的下转换器结构示意图。
附图符号说明
301：差动放大单元
302：电流缓冲单元
303：切换单元
310、350a与350b：差动输入端
320、330、340：差动输出端
310a与310b、350aa与350ab、350ba与350bb：输入端
320a与320b、330a与330b、340a与340b、：输出端
401、402：谐振电路
MN1-MN12、MN41-MN410：N型晶体管
MP41与MP42：P型晶体管
R11与R12、R41-R44：电阻
C41-C48：电容
L41-L45：电感
具体实施方式
图3为根据本发明一较佳实施例的次谐波混频器结构示意图，包括差动放大单元301、电流缓冲单元302、以及切换单元303。电流缓冲单元302耦接于差动放大单元301与切换单元303之间。差动放大单元301将射频信号放大后，次谐波混频器300利用电流缓冲单元302将差动放大单元302的输出信号的增益放大，以让切换单元303依据多相位本地振荡信号，将电流缓冲单元302的输出信号切换至基频信号。如此一来，次谐波混频器300就可以达到将多相位本地振荡信号与射频信号进行混频，进而产生基频信号的功效。
图4为根据本发明较佳实施例的次谐波混频器详细电路图。对照图3来看，其中输入端310a与310b对应图3中，差动放大单元301的差动输入端310。输出端320a与320b对应图3中，动放大单元301的差动输出端320。输出端330a与330b对应图3中，电流缓冲单元302的差动输出端330。输出端340a与340b对应图3中，切换单元303的差动输出端340。输入端350aa与350ab、以及输入端350ba与350bb则对应图3中，切换单元303的多相位本地振荡信号输入端350a与350b。
如图4所示，差动放大单元301包括谐振电路401、N型晶体管MN41与MN42、电阻R41与R42、电容C41与C42、以及电感L41。电流缓冲单元302包括P型晶体管M41与MP42、以及谐振电路402。切换单元303包括N型晶体管MN43-N410、以及电阻R43与R44。电阻R41与R42的第一端耦接至第一电压(比如操作电压VCC4)。N型晶体管M41与MP42的漏极耦接至谐振电路401，N型晶体管M41与MP42的源极耦接至第二电压(比如接地电压)，N型晶体管M41与MP42的栅极则分别耦接至电容C41与C4的第一端。电感L41串接在电容C41的第二端与电容C4的第二端之间。电容C41与C42的第一端分别耦接至电感L41的第一端与第二端，且电容C41与C42的第二端分别拉线构成输入端310a与310b。P型晶体管M41与MP42的源极分别耦接至N型晶体管M41与MP42的漏极，P型晶体管M41与MP42的栅极耦接至第二电压。谐振电路402串接在P型晶体管M41与MP42的栅极与第二电压之间。电阻R43与R44的第一端耦接至第一电压，电阻R43与R44的第二端则分别拉线构成输出端340a与340b。N型晶体管MN43与MN44、以及MN47与MN48的漏极耦接至电阻R43的第二端。N型晶体管MN45与MN46、以及MN49与MN410的漏极耦接至电阻R44的第二端。且N型晶体管MN43-N46的源极耦接至P型晶体管M41的漏极。N型晶体管MN47-N410的源极耦接至P型晶体管M42的漏极。
上述的谐振电路401包括电感L42与L43、以及电容C45与C46。谐振电路402则包括电感L44与L45、以及电容C47与C48。电感L42与L43、以及电容C45与C46的第一端耦接至第一电压。电感L42与电容C45的第二端耦接至N型晶体管MN41的漏极。电感L43与电容C46的第二端耦接至N型晶体管MN42的漏极。电感L44与电容C47的第一端耦接至P型晶体管MP41的漏极。电感L45与电容C48的第一端耦接至P型晶体管MP42的漏极。电感L44与L45、以及电容C47与C48的第二端耦接至第二电压。
继续参照图4来看本实施例的工作原理。差动放大单元301中的电感L41与L42，在此提供低阻抗路径，以形成N型晶体管MN41与MN42的直流偏压电流。此时，经由电容C43与C44的第二端所接收的射频信号，藉由操作上相当于差动转导的N型晶体管MN41与MN42放大。为了将放大后的射频信号经由输出端320a与320b传送至电流缓冲单元302，本实施例将谐振电路401的共振频率操作在射频信号的振荡频率。由于谐振电路401操作在共振频率下相当于一高阻抗，操作在共振频率外相当于一低阻抗。因此，放大后的射频信号将可被导向至电流缓冲单元302。不仅如此，由于次谐波混频器300的多相位本地振荡信号的振荡频率为射频信号的振荡频率的0.5倍。因此，由多相位本地振荡信号经由穿隧效应出现在输入端310a与310b的泄漏信号，或是由干扰信号经由非线性电路所产生的偶次阶失真，也将被谐振电路401导向至第一电压。
之后的电流缓冲单元302利用P型晶体管M41与MP42的源极接收放大后的射频信号。电感L44与L45提供低阻抗路径，形成P型晶体管MP41与MP42的直流偏压电流。此时，连接成共栅极组态的P型晶体管MP41与MP42，除了有助于电流缓冲单元302的隔绝度，并单增益放大由差动放大单元301所输出的信号。为了将由P型晶体管MP41与MP42所放大的射频信号，导向至切换单元303，在此谐振电路402采取如同谐振电路401一样的做法，将共振频率操作在射频信号的振荡频率，让电流缓冲单元302的输出信号导向至切换单元303的同时，谐振电路402也可将由多相位本地振荡信号经由穿隧效应出现在输入端310a与310b的泄漏信号，或是由干扰信号经由非线性电路所产生的偶次阶失真，导向至第二电压。
最后，多相位本地振荡信号所包含的本地振荡信号LO4_0°、LO4_90°、LO4_180°、以及LO4_270°，分别经由切换单元303内的N型晶体管MN43与MN49的栅极、MN45与MN48的栅极、MN44与MN410的栅极、以及MN46与MN47的栅极所接收。此时，操作特性相当于开关的N型晶体管MN43-N410，则依据本地振荡信号LO4_0°、LO4_90°、LO4_180°、以及LO4_270°，将电流缓冲单元302的输出信号切换至基频信号。其中，地振荡信号LO4_0°、LO4_90°、LO4_180°、以及LO4_270°的相移量分别为0度、90度、180度、以及270度。
图5-8为本实施例实现在现今CMOS工艺技术下的实际量测结果。本实施例在操作电压VCC4为1V、射频信号的振荡频率为5.2GHz、多相位本地信号的振荡频率为2.6GHz的条件下。如图5所示，次谐波混频器300在频率为10MHz下的噪声指数(Noise Figure)为17.3dB。且如图6所示，次谐波混频器300在接收功率为15.5dBm的多相位本地信号下，在输入端310a与310b测量到功率为-65.154dBm的泄漏信号。此泄漏信号将造成次谐波混频器300输出功率约为-100.7dBm的直流偏移，但此直流偏移却未超过无线局域网络(WLAN)接收器所规范的背景噪声(noise floor)。换而言之，此时次谐波混频器300所形成的直流偏移将掩盖在背景噪声中，而不会影响到电路本身的工作性能。此外，如图7所示的，在次谐波混频器300的输入端310a与310b，只测量到非常地微小的2倍泄漏信号(功率仅为-109.934dBm)，由此可证明本发明所提出的次谐波混频器300的输入端具有良好的隔绝度。为了更进一步了解本发明的电路性能，图8列出了本实施例与电机电子工程师协会(IEEE，Institute of Electrical and Electronic Engineers)在1998年固态电路会刊第33卷第12期(Solid-state Circuits，VOL.33，NO.12)中所发表的期刊(图8中以期刊[1]表示)、2000年射频暨无线会刊第219页至第222页(RAWCON，pp.219-222)中所发表的期刊(图8中以期刊[2]表示)、2004年微波与无线组件会刊第14卷第7期(Microwave and Wireless ComponentsLetters，VOL.14，NO.7)中所发表的期刊(图8中以期刊[3]表示)、以及2004年固态电路会刊第39卷第6期(Solid-state Circuits，VOL.39，NO.6)中所发表的期刊(图8中以期刊[4]表示)的比较结果。由图8可显示出本发明的次谐波混频器具有良好的隔绝度，以至于与现今期刊所发表的论文相比较下，本发明不论是在输入端三阶交错点(Input 3rd order intercept point，IIP3)、输入端二阶交错点(Input 2rd order intercept point，IIP2)、LOR(localoscillator rejection)、或是针对所产生的泄漏信号与直流偏移，都具有良好特性。其中，8中所附注的符号*表示该期刊所发表的次谐波混频器具有线性化电路，符号+表示该期刊所发表的次谐波混频器假设射频信号输入端的隔绝度为50dB。
从另一观点来看，图9为依据本发明较佳实施例的下转换器结构示意图，包括次谐波混频器300与信号产生器501。次谐波混频器300则包括差动放大单元301、电流缓冲单元302、以及切换单元303。其中次谐波混频器300耦接至信号产生器501。电流缓冲单元302耦接至差动放大单元301。切换单元303耦接至电流缓冲单元302与信号产生器501。下转换器在达到将射频信号转换至基频信号的过程中，包括先利用差动放大单元301将所接收的射频信号放大。之后，再将经由电流缓冲单元302单增益放大差动放大单元301的输出信号。藉此，让切换单元303依据信号产生器501所提供的多相位本地振荡信号，将电流缓冲单元302的输出信号转换成基频信号。
上述的信号产生器501包括本地振荡器510与相位偏移器520。相位偏移器520串接在本地振荡器510与切换单元303之间。其中本地振荡器510用于产生本地振荡信号，以便让相位偏移器520将所接收到的本地振荡信号，转换成数个不同相移量的本地振荡信号，以输出作为多相位本地振荡信号。至于图9实施例中，次谐波混频器300的工作原理、电路架构、以及相关电路特性，则包含在图3-8实施例中，在此就不多加叙述。
综上所述，本发明因采用差动放大单元与电流缓冲单元组合的架构，让次谐波混频器在利用第一谐振电路与第二谐振电路，将泄漏信号导向至第一电压或第二电压的情况下，有效地提高次谐波混频器的隔绝度。如此一来，使得必须应用次谐波混频器的相关电路，例如下转换器、直接降频接收器...等，将随着次谐波混频器隔绝度的提升，而大幅地提升本身电路性能，尤其是针对直接降频接收器而言，其所面临的直流偏移与偶次阶失真将大幅度地降低。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用于限定本发明，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的请专利范围所界定者为准。

Claims (17)

1.一种次谐波混频器，用于将多相位本地振荡信号与射频信号进行混频，以产生基频信号，该次谐波混频器包括：
差动放大单元，用于将该射频信号放大；
电流缓冲单元，耦接至该差动放大单元，用于将该差动放大单元的输出信号的增益放大；以及
切换单元，耦接至该电流缓冲单元，用于依据该多相位本地振荡信号，而将该电流缓冲单元的输出信号切换至该基频信号；
其中，所述差动放大单元包括：
第一谐振电路，耦接至电源电压，用于将放大后的该射频信号导向至该电流缓冲单元，并将泄漏信号导向至该电源电压；
第一电阻，其第一端直接耦接至该电源电压；
第二电阻，其第一端直接耦接至该电源电压；
第一N型晶体管，其漏极耦接至该第一谐振电路，其栅极耦接至该第一电阻的第二端，且该第一N型晶体管的源极耦接至接地电压；
第二N型晶体管，其漏极耦接至该第一谐振电路，其栅极耦接至该第二电阻的第二端，且该第二N型晶体管的源极耦接至该接地电压；
第一电容，其第一端耦接至该第一N型晶体管的栅极；
第二电容，其第一端耦接至该第二N型晶体管的栅极；
第一电感，其第一端耦接至该第一电容的第二端，该第一电感的第二端耦接至该第二电容的第二端；
第三电容，其第一端耦接至该第一电感的第一端，该第三电容的第二端用于接收该射频信号；以及
第四电容，其第一端耦接至该第一电感的第二端，该第四电容的第二端用于接收该射频信号；以及
所述电流缓冲单元包括：
第一P型晶体管，其源极耦接至该第一N型晶体管的漏极，该第一P型晶体管的栅极耦接至该接地电压；
第二P型晶体管，其源极耦接至该第二N型晶体管的漏极，该第二P型晶体管的栅极耦接至该接地电压；以及
第二谐振电路，串接至该第一P型晶体管的漏极与该接地电压之间，以及该第二P型晶体管的漏极与该接地电压之间，用于将该电流缓冲单元的输出信号导向至该切换单元，并将该泄漏信号导向至该接地电压。
2.如权利要求1所述的次谐波混频器，适用于直接降频接收器。
3.如权利要求1所述的次谐波混频器，其中，第一谐振电路包括：
第二电感，其第一端耦接至该电源电压，该第二电感的第二端耦接至该第一N型晶体管的漏极；
第五电容，其第一端耦接至该电源电压，该第五电容的第二端耦接至该第一N型晶体管的漏极；
第三电感，其第一端耦接至该电源电压，该第三电感的第二端耦接至该第二N型晶体管的漏极；以及
第六电容，其第一端耦接至该电源电压，该第六电容的第二端耦接至该第二N型晶体管的漏极。
4.如权利要求1所述的次谐波混频器，其中，第一谐振电路的共振频率与该射频信号的振荡频率相同。
5.如权利要求1所述的次谐波混频器，其中，第二谐振电路包括：
第四电感，其第一端耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第四电感的第二端耦接至该接地电压；
第七电容，其第一端耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第七电容的第二端耦接至该接地电压；
第五电感，其第一端耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第五电感的第二端耦接至该接地电压；以及
第八电容，其第一端耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第八电容的第二端耦接至该接地电压。
6.如权利要求1所述的次谐波混频器，其中，第二谐振电路的共振频率与该射频信号的振荡频率相同。
7.如权利要求1所述的次谐波混频器，其中，多相位本地振荡信号包括第一至第四本地振荡信号，该切换单元包括：
第三电阻，其第一端耦接至该电源电压；
第四电阻，其第一端耦接至该电源电压；
第三N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第三N型晶体管的栅极用于接收该第一本地振荡信号；
第四N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第四N型晶体管的栅极用于接收该第三本地振荡信号；
第五N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第五N型晶体管的栅极用于接收该第二本地振荡信号；
第六N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第六N型晶体管的栅极用于接收该第四本地振荡信号；
第七N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第七N型晶体管的栅极用于接收该第四本地振荡信号；
第八N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第八N型晶体管的栅极用于接收该第二本地振荡信号；
第九N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第九N型晶体管的栅极用于接收该第一本地振荡信号；以及
第十N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第十N型晶体管的栅极用于接收该第三本地振荡信号。
8.如权利要求7所述的次谐波混频器，其中，第一至第四本地振荡信号的振荡频率分别都为该射频信号的振荡频率的0.5倍，且第一至第四本地振荡信号的相移量分别为0度、90度、180度、以及270度。
9.一种下转换器，用于将射频信号转换至基频信号，包括：
信号产生器，用于提供多相位本地振荡信号；以及
次谐波混频器，耦接至该信号产生器，用于将该多相位本地振荡信号与该射频信号进行混频，以产生该基频信号，该次谐波混频器包括：
差动放大单元，用于将该射频信号放大；
电流缓冲单元，耦接至该差动放大单元，用于将该差动放大单元的输出信号的增益放大；以及
切换单元，耦接至该电流缓冲单元与该信号产生器，用于依据该多相位本地振荡信号，而将该电流缓冲单元的输出信号切换至该基频信号；
其中，所述差动放大单元包括：
第一谐振电路，耦接至电源电压，用于将放大后的该射频信号导向至该电流缓冲单元；
第一电阻，其第一端直接耦接至该电源电压；
第二电阻，其第一端直接耦接至该电源电压；
第一N型晶体管，其漏极耦接至该第一谐振电路，其栅极耦接至该第一电阻的第二端，且该第一N型晶体管的源极耦接至接地电压；
第二N型晶体管，其漏极耦接至该第一谐振电路，其栅极耦接至该第二电阻的第二端，且该第二N型晶体管的源极耦接至该接地电压；
第一电容，其第一端耦接至该第一N型晶体管的栅极；
第二电容，其第一端耦接至该第二N型晶体管的栅极；
第一电感，其第一端耦接至该第一电容的第二端，该第一电感的第二端耦接至该第二电容的第二端；
第三电容，其第一端耦接至该第一电感的第一端，该第三电容的第二端用于接收该射频信号；以及
第四电容，其第一端耦接至该第一电感的第二端，该第四电容的第二端用于接收该射频信号；以及
所述电流缓冲单元包括：
第一P型晶体管，其源极耦接至该第一N型晶体管的漏极，该第一P型晶体管的栅极耦接至该接地电压；
第二P型晶体管，其源极耦接至该第二N型晶体管的漏极，该第二P型晶体管的栅极耦接至该接地电压；以及
第二谐振电路，串接至该第一P型晶体管的漏极与该接地电压之间，以及该第二P型晶体管的漏极与该接地电压之间，用于将该电流缓冲单元的输出信号导向至该切换单元。
10.如权利要求9所述的下转换器，其中，信号产生器包括：
本地振荡器，用于产生本地振荡信号；以及
相位偏移器，串接在该本地振荡器与该切换单元之间，用于将该本地振荡信号转换成数个不同相移量的本地振荡信号，以输出作为该多相位本地振荡信号。
11.如权利要求9所述的下转换器，适用于直接降频接收器。
12.如权利要求9所述的下转换器，其中，第一谐振电路包括：
第二电感，其第一端耦接至该电源电压，该第二电感的第二端耦接至该第一N型晶体管的漏极；
第五电容，其第一端耦接至该电源电压，该第五电容的第二端耦接至该第一N型晶体管的漏极；
第三电感，其第一端耦接至该电源电压，该第三电感的第二端耦接至该第二N型晶体管的漏极；以及
第六电容，其第一端耦接至该电源电压，该第六电容的第二端耦接至该第二N型晶体管的漏极。
13.如权利要求9所述的下转换器，其中，第一谐振电路的共振频率与该射频信号的振荡频率相同。
14.如权利要求9所述的下转换器，其中，第二谐振电路包括：
第四电感，其第一端耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第四电感的第二端耦接至该接地电压；
第七电容，其第一端耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第七电容的第二端耦接至该接地电压；
第五电感，其第一端耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第五电感的第二端耦接至该接地电压；以及
第八电容，其第一端耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第八电容的第二端耦接至该接地电压。
15.如权利要求9所述的下转换器，其中，第二谐振电路的共振频率与该射频信号的振荡频率相同。
16.如权利要求9所述的下转换器，其中，多相位本地振荡信号包括第一至第四本地振荡信号，该切换单元包括：
第三电阻，其第一端耦接至该电源电压；
第四电阻，其第一端耦接至该电源电压；
第三N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第三N型晶体管的栅极用于接收该第一本地振荡信号；
第四N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第四N型晶体管的栅极用于接收该第三本地振荡信号；
第五N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第五N型晶体管的栅极用于接收该第二本地振荡信号；
第六N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第一P型晶体管的漏极，该第六N型晶体管的栅极用于接收该第四本地振荡信号；
第七N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第七N型晶体管的栅极用于接收该第四本地振荡信号；
第八N型晶体管，其漏极耦接至该第三电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第八N型晶体管的栅极用于接收该第二本地振荡信号；
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第十N型晶体管，其漏极耦接至该第四电阻的第二端，其源极耦接至该第二P型晶体管的漏极，该第十N型晶体管的栅极用于接收该第三本地振荡信号。
17.如权利要求16所述的下转换器，其中第一至第四本地振荡信号的振荡频率分别都为该射频信号的振荡频率的0.5倍，且第一至第四本地振荡信号的相移量分别为0度、90度、180度、以及270度。
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