JP5289417B2

JP5289417B2 - 電子制御装置

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Publication number: JP5289417B2
Application number: JP2010255803A
Authority: JP
Inventors: 充孝西田; 純一岡田; 理西澤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-11-16
Filing date: 2010-11-16
Publication date: 2013-09-11
Anticipated expiration: 2030-11-16
Also published as: JP2012110096A

Description

この発明は、マイクロプロセッサを内蔵し、多数の電気負荷の開閉駆動制御を行なう電子制御装置に係り、特に、特定の大電流負荷の負荷電流の断続に伴って電源ラインに発生するノイズを抑制する電子制御装置に関するものである。

マイクロプロセッサを内蔵し、多数の電気負荷の開閉駆動制御を行なう電子制御装置において、マイクロプロセッサに給電するための定電圧電源回路に対する電源供給ラインと、特定の大電流負荷に対する電源供給ラインを分割するとともに、大電流負荷の負荷電流の断続に伴って電源ラインに発生するノイズを抑制する電子制御装置には様々な工夫がなされている。

例えば、下記特許文献１によれば、車載バッテリから電源を供給する電源ラインＬＢにノイズフィルタ回路を設け、このノイズフィルタ回路の下流位置で分岐して、電気負荷を駆動するための開閉素子に給電する電源ラインＬＢ１と、定電圧電源回路に給電する電源ラインＬＢ２とが設けられ、この定電圧電源回路の出力によってマイクロコンピュータを含む電子制御回路が作動するようになっている。そして、電源ラインＬＢ１と電源ラインＬＢ２に対して共用されるノイズフィルタは、電源ラインＬＢに直列接続されたコイルＬと、コイルＬの前後に設けられた一対のコンデンサＣによって構成されたπ型ＬＣフィルタが使用されている。

また、下記特許文献２によれば、車載バッテリから給電されてマイクロプロセッサを駆動する定電圧電源回路と、車載バッテリから開閉素子を介して給電される大電流負荷である電磁ソレノイドと、電磁ソレノイドに高電圧を印加して過励磁制御を行なうための昇圧回路とを一体化した電子制御装置が開示されている。

特開２０６−３２０１３０号公報（要約の欄、図１）特開２００４−２３２４９３号公報（要約の欄、図１）

前記特許文献１に開示された車載電子制御装置用電源回路は、ノイズフィルタを複数の電源ラインに共用しただけのものであり、大電流負荷を断続制御することによって電源ラインＬＢ1に電圧変動が発生すると、定電圧電源回路を介さないで作動する制御回路部が誤動作する問題がある。

一方、前記特許文献２による燃料噴射弁の制御装置では、車載バッテリから定電圧電源回路に至る電源ラインと、車載バッテリから開閉素子に至る電源ラインが分離されて表現されているが、実態としては共通の電源ラインを介して車載バッテリに接続されることになる。その結果、大電流負荷を断続制御することによって共通の電源ライン部分で異常電圧低下が発生し、定電圧電源回路を介さないで作動する制御回路部が誤動作する問題がある。そのため、共通の電源ライン部分の配線長を短くしたり、線径を大きくする必要があった。

この発明は、マイクロプロセッサを内蔵し、多数の電気負荷の開閉駆動制御を行なう電子制御装置であって、特に、特定の大電流負荷の負荷電流の断続に伴って電源ラインに発生するノイズを抑制し、電源ラインに設けられた制御回路の誤動作を防止することができる電子制御装置を提供することを目的とするものである。

この発明に係る電子制御装置は、外部電源から給電端子を介して供給される制御電源電圧を降圧し、所定の制御電圧を生成してマイクロプロセッサに給電する定電圧電源回路と、前記給電端子又は該給電端子に併設された側路給電端子と電気負荷との間に接続され、前記マイクロプロセッサによって開閉制御されて前記電気負荷に対して断続電流を供給する開閉素子と、前記給電端子又は側路給電端子と前記開閉素子との間に接続された電源平滑回路と、を具備し、前記電源平滑回路は、前記給電端子又は側路給電端子に接続された側路電源線とグランド回路との間に接続された第１のコンデンサと、前記側路電源線から減圧充電回路を介して充電される第２のコンデンサと、前記側路電源線の電源電圧が前記開閉素子の開閉動作に応動して一時的に異常低下したときに、前記第２のコンデンサの充電電圧を前記側路電源線に供給する逆流阻止ダイオードと、を備え、前記第２のコンデンサは、前記第１のコンデンサよりも小容量で低耐圧であるが、前記第１のコンデンサよりも内部抵抗が小さいコンデンサであることを特徴とする。

この発明に係る電子制御装置は、電気負荷に給電する電源線に直接接続された第１のコンデンサと、負荷駆動用電源電圧よりも低い電圧で充電される第２のコンデンサと、第１のコンデンサの充電電圧が開閉素子の開閉動作に応動して一時的に異常低下したときに、第２のコンデンサの充電電圧を放出する逆流阻止ダイオードを備えている。従って、第１及び第２のコンデンサが協働して側路電源線に発生する異常電圧降下を抑制するので、側路電源線から給電される制御回路部の誤動作が防止されるとともに、側路電源線の上流に位置する主幹電源線の電圧降下が抑制されるので、主幹電源線の線形や配線長を変更しなくても当該主幹電源線から分岐する他の制御回路部の誤動作が防止される効果がある。

この発明の実施の形態１に係る電子制御装置を示す全体回路ブロック図である。図１の要部を示す詳細ブロック図である。この発明の実施の形態１に係る電子制御装置の動作を説明するタイムチャートである。この発明の実施の形態１に係る電子制御装置の動作を説明するフローチャートである。この発明の実施の形態２に係る電子制御装置の電源平滑回路の詳細回路図である。

以下、添付の図面を参照して、この発明に係る電子制御装置について好適な実施の形態を説明する。なお、この実施の形態により発明が限定されるものではなく、諸種の設計的変更をも包含するものである。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電子制御装置を示す全体回路ブロック図である。図１において、例えば車載エンジン制御装置である電子制御装置1００は、マイクロプロセッサ１１０を主体として構成され、電気負荷群１０５の中の特定の電気負荷１０６を過励磁制御するための補助電源となる昇圧回路１９０と開閉制御回路１８０とを内蔵している。

まず、電子制御装置１００の外部に接続されているものとして、例えば車載バッテリである外部電源１０１は、主幹電源線１０７ａから第１の電源リレーの出力接点１０２ａと外部電源線１０７ｂと給電端子１０２ｂを介して制御電源電圧Ｖｂａを電子制御装置１００に供給する。また、外部電源１０１は、主幹電源線１０７ａから第２の電源リレーの出力接点１０３ａと外部電源線１０７ｃと側路給電端子１０３ｂを介して負荷駆動電圧Ｖｂｂを電子制御装置１００に供給する。更に、外部電源１０１は、主幹電源線１０７ａから第３の電源リレーの出力接点１０５ａと外部電源線１０７ｄと負荷電源端子１０５ｂを介して負荷駆動電圧Ｖｂｃを電子制御装置１００に供給する。

出力接点１０２ａ、１０３ａ、１０５ａを駆動する第１、第２、第３の電源リレーは、図示しない電源スイッチが閉路されることによって付勢され、マイクロプロセッサ１１０が動作を開始すると電源スイッチが開路されても自己保持付勢され、マイクロプロセッサ１１０の動作停止に伴って消勢されるように、図示しない付勢回路を介して制御されている。

入力センサ群１０４は、例えばエンジン回転速度を検出する回転センサ、燃料噴射タイミングを決定するクランク角センサ、車速を検出する車速センサなどの開閉センサや、アクセルペダルスイッチ、ブレーキペダルスイッチ、サイドブレーキスイッチ、変速機のシフトレバー位置を検出するシフトスイッチなどの手動操作スイッチがあり、その他にアクセルペダルの踏込み度合を検出するアクセルポジションセンサ、吸気スロットルの弁開度を検出するスロットルポジションセンサ、エンジンに対する吸気量を検出するエアフローセンサ、排気ガスの酸素濃度を検出する排気ガスセンサ、エンジンの冷却水温センサ（水冷エンジンの場合）などのエンジンの駆動制御を行なうためのアナログセンサによって構成されている。

電子制御装置１００によって駆動される電気負荷群１０５は、例えば点火コイル（ガソリンエンジンの場合）、吸気弁開度制御用モータなどの主機類や、排気ガスセンサ用のヒータ、負荷給電用の電源リレー、エアコン駆動用の電磁クラッチ、警報・表示機器などの補機類の電気負荷によって構成されている。また、電気負荷群１０５の中の特定の電気負荷である電磁コイル１０６は、燃料噴射用電磁弁を駆動するものであり、複数の電磁コイル１０６は、各気筒毎に設けられた後述の選択開閉素子によって順次切換接続されて多気筒エンジンの各気筒に対して燃料噴射を行うようになっている。

次に、電子制御装置１００の内部構成として、マイクロプロセッサ１１０は、例えばフラッシュメモリである不揮発プログラムメモリ１１１、演算処理用のＲＡＭメモリ１１２、不揮発データメモリ１１３、多チャンネルＡＤ変換器１１４と協働するようになっている。

定電圧電源回路１２０は、外部電源１０１から第１の電源リレーの出力接点１０２ａと給電端子１０２ｂを介して給電されて、例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧Ｖｃｃを発生してマイクロプロセッサ１１０に給電する。

給電端子１０２ｂと定電圧電源回路１２０との間を接続する内部電源線１０２ｃとグランド回路との間には、例えばアルミ電解コンデンサである第１の大容量コンデンサ１２１と、例えばセラミックコンデンサである小容量の第１のバイパスコンデンサ１２２とが接続されている。安定化された制御電圧Ｖｃｃを発生する定電圧電源回路１２０の出力端子とグランド回路との間には、例えばアルミ電解コンデンサである第２の大容量コンデンサ１２３と、例えばセラミックコンデンサである小容量の第２のバイパスコンデンサ１２４とが接続されている。

アナログ入力インタフェース回路１４０ａは、入力センサ群１０４の中のアナログセンサとマイクロプロセッサ１１０のアナログ入力ポートＡＩＮとの間に接続されて、電圧レベルの変換やノイズ抑制処理を行うものであり、そのアナログ入力インタフェース回路１４０ａの一部は制御電源Ｖｃｃを電源として動作するようになっている。

デジタル入力インタフェース回路１４０ｂは、入力センサ群１０４の中のオン／オフ動作を行うデジタルセンサとマイクロプロセッサ１１０のデジタル入力ポートＤＩＮとの間に接続されて、電圧レベルの変換やノイズ抑制処理を行うものであり、内部電源線１０２ｃから給電されて動作するようになっている。

出力インタフェース回路１５０は、マイクロプロセッサ１１０が発生する負荷駆動指令信号Ｄｒｉに応動して、特定の電気負荷である電磁コイル１０６を除外した電気負荷群１０５を駆動する複数のパワートランジスタであり、該出力インタフェース回路１５０は、第３の電源リレーの出力接点１０５ａと負荷電源端子１０５ｂを介して外部電源１０１から給電されるようになっている。なお、出力インタフェース回路１５０に接続される電気負荷群１０５の負荷電流が比較的小さな用途である場合には、第３の電源リレーを廃止して、第１の電源リレーの出力接点１０２ａから給電端子１０２ｂを介して出力インタフェース回路１５０に給電することも可能である。

側路給電端子１０３ｂの内部に接続された側路電源線１０３ｃには電源平滑回路１３０Ａが接続されている。電源平滑回路１３０Ａは、側路給電端子１０３ｂに接続された側路電源線１０３ｃとグランド回路と間に接続された第１のコンデンサ１３１と、側路電源線１０３ｃから減圧充電回路１３４Ａを介して充電される第２のコンデンサ１３２ａと、側路電源線１０３ｃの電源電圧が異常低下したときに、第２のコンデンサ１３２ａの充電電圧を側路電源線１０３ｃに供給する逆流阻止ダイオード１３３と、第１のコンデンサ１３１に並列接続された第３のコンデンサ１３２ｂを備えている。なお、減圧充電回路１３４Ａは、側路電源線１０３ｃと第２のコンデンサ１３２ａとの間に接続された充電抵抗１３５ｂと、第２のコンデンサ１３２ａに対して並列接続された定電圧ダイオード１３５ａとによって構成されている。

第１のコンデンサ１３１は、内部抵抗が大きい問題があっても、大きな静電容量が得られる特徴のあるアルミ電解コンデンサ又はタンタル電解コンデンサであるのに対し、第２のコンデンサ１３２ａは、第１のコンデンサ１３１よりも小容量で低耐圧であるが、第１のコンデンサ１３１よりも内部抵抗が小さいセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサが使用されている。また、第３のコンデンサ１３２ｂは、第１のコンデンサ１３１と同じ耐圧を有するが、第２のコンデン１３２ａよりも更に小容量のセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサが使用されている。従って、これらのコンデンサ１３１、１３２ａ、１３２ｂの静電容量の大小関係は、次のようになっている。即ち、
第１のコンデンサ１３１＞＞第２のコンデンサ１３２ａ＞＞第３のコンデンサ１３２ｂ

各コンデンサ１３１、１３２ａ、１３２ｂの静電容量は大きいことが望ましいが、大きな静電容量のものは大型高価となるだけでなく、内部抵抗が大きくなって周波数特性が悪化するので、実態としては大容量のアルミ電解コンデンサと中容量のセラミックコンデンサと小容量のセラミックコンデンサとを組み合わせて使用している。

昇圧回路１９０は、昇圧用インダクタンス素子１９１、充電ダイオード１９２、高圧コンデンサ１９３、昇圧用開閉素子１９４、電流検出抵抗１９５、ゲート回路１９６、駆動抵抗１９７、電圧制御路１９８を主体として構成された補助電源である。昇圧用インダクタンス素子１９１は、外部電源１０１、第２の電源リレーの出力接点１０３ａ、側路給電端子１０３ｂ、電源平滑回路１３０Ａ、昇圧用開閉素子１９４、電流検出抵抗１９５を通じて給電され、昇圧用開閉素子１９４が開路したときには昇圧用インダクタンス素子１９１に蓄積されていた電磁エネルギーを充電ダイオード１９２を介して高圧コンデンサ１９３に放出するよう構成されている。

なお、電圧制御回路１９８は、電流検出抵抗１９５の両端電圧が所定値以下であるときに、通電指令出力ＤＲの論理レベルを「Ｌ」にしてゲート回路１９６と駆動抵抗１９７を通じて昇圧用開閉素子１９４を導通させると共に、電流検出抵抗１９５の両端電圧が所定値以上となった後の所定期間に、通電指令出力ＤＲの論理レベルを「Ｈ」にして昇圧用開閉素子１９４の駆動を停止し、この駆動停止期間に高圧コンデンサ１９３に対する充電が行われるよう構成されている。

また、このようにして昇圧用開閉素子１９４のＯＮ／ＯＦＦ動作を繰返すことにより、高圧コデンサ１９３の充電電圧が所定の目標高電圧Ｖｐｍａｘ（後述の図３（Ｈ）参照）に到達すると、電圧制御回路１９８は昇圧用開閉素子１９４に対する通電指令出力ＤＲの論理レベルを「Ｈ」にして通電停止するように構成されている。

昇圧回路１９０は更に、後述の開閉制御回路１８０が昇圧禁止信号ＩＮＨを発生しているときに、ゲート回路１９６を介して昇圧用開閉素子１９４の通電指令出力ＤＲを停止するようになっている。

開閉制御回路１８０は、開閉素子１８１と側路開閉素子１８２を備え、側路開閉素子１８２は昇圧回路１９０から目標高電圧以下の昇圧電圧Ｖｈを受けて、電磁コイル１０６に対して急速給電電圧を供給するようになっている。また、開閉素子１８１は外部電源１０１から負荷駆動電圧Ｖｂｂを受けて、逆流阻止ダイオード１８３を介して電磁コイル１０６に接続され、持続給電電圧を供給する。

マイクロプロセッサ１１０は、入力センサ群１０４の中のクランク角センサの動作状態に応動して動作指令信号Ｄｒｊを発生し、開閉制御回路１８０は、動作指令信号Ｄｒｊの発生にともなって開閉素子１８１と側路開閉素子１８２を閉路駆動すると共に、昇圧禁止信号ＩＮＨを発生して昇圧用開閉素子１９４を遮断する。電磁コイル１０６に対する励磁電流が所定値まで上昇すると側路開閉素子１８２は開路され、やがて昇圧禁止信号ＩＮＨも解除されて昇圧回路１９０の昇圧動作が開始される。

次に、図１で説明した昇圧回路１９０と開閉制御回路１８０の詳細を示す図２について説明する。図２において、昇圧回路１９０に含まれる電圧制御回路１９８は、比較基準電圧９８１ａ、９８２ａ、比較回路９８１ｂ、９８２ｂ、パルス発生回路９８３、論理和素子９８４、及び分圧抵抗９８５ａ、９８５ｂによって構成されている。

昇圧用開閉素子１９４は、電流検出抵抗１９５の両端電圧が所定の比較基準電圧９８１ａの値未満である時にはゲート素子１９６の出力から駆動抵抗１９７を介して通電駆動されている。しかし、電流検出抵抗１９５の両端電圧が所定の基準電圧９８１ａの値以上のなると、比較回路９８１ｂとパルス発生回路９８３と論理和素子９８４を介してゲート回路１９６の出力発生を所定時間だけ停止し、昇圧用開閉素子１９４が遮断されている期間に昇圧用インダクタンス素子１９１から充電ダイオード１９２を通じて高圧コンデンサ１９３に対する充電が行われるよう構成されている。

また、このようにして昇圧用開閉素子１９４のＯＮ／ＯＦＦ動作を繰返すことによって、高圧コンデンサ１９３の充電電圧が所定の目標高電圧に到達し、分圧抵抗９８５ａ、９８５ｂによる分圧電圧が所定の比較基準電圧９８２ａを超過すると、比較回路９８２ｂと論理和素子９８４を介しゲート回路１９６の出力発生を停止して、昇圧用開閉素子１９４に対する通電指令出力ＤＲの論理レベルを「Ｈ」にして通電停止するように構成されている。

開閉制御回路１８０は、開閉素子１８１、逆流阻止ダイオード１８３、側路開閉素子１８２に加えて電磁コイル１０６の下流位置に直列接続された選択開閉素子１８４と電流検出抵抗１８６を備えている。選択開閉素子１８４には電圧制限ダイオード１８５が並列接続されるとともに、電磁コイル１０６と選択開閉素子１８４と電流検出抵抗１８６の直列回路に対して転流ダイオード１８７が並列接続されている。

なお、電磁コイル１０６が多気筒エンジンに対する燃料噴射用電磁弁を気筒別に制御するものである場合には、複数の電磁コイル１０６のそれぞれに対して選択用開閉素子１８４が設けられ、何れか一つの選択用開閉素子１８４が導通駆動されるようになっている。選択開閉素子１８４が閉路している状態で開閉素子１８１が開路した場合には、電磁コイル１０６の励磁電流は選択開閉素子１８４と低抵抗の電流検出抵抗１８６と転流ダイオード１８７を介して還流減衰するようになっている。しかし、選択開閉素子１８４が開路したときには、電磁コイル１０６の励磁電流は電圧制限ダイオード１８５と電流検出抵抗１８６と転流ダイオード１８７を介して還流し、高速減衰するようになっている。

実施の形態１に係る電子制御装置１００は前記のように構成されており、次にその動作並びに作用について詳細に説明する。
図３は、実施の形態１に係る電子制御装置１００の動作を説明するタイムチャートであり、図４はフローチャートである。

まず、図１において、図示しない電源スイッチが閉路されると、第１、第２、第３の電源リレーの出力接点１０２ａ、１０３ａ、１０５ａが閉路して、電子制御装置１００の給電端子１０２ｂには制御電源電圧Ｖｂａが印加され、側路給電端子１０３ｂと負荷電源端子１０５ｂには負荷駆動電圧Ｖｂｂ、Ｖｂｃがそれぞれ印加される。その結果、定電圧電源回路１２０が、例えばＤＣ５Ｖに安定化された所定の制御電圧Ｖｃｃを発生してマイクロプロセッサ１１０が制御動作を開始する。

マイクロプロセッサ１１０は、入力センサ群１０４の動作状態と、不揮発プログラムメモリ１１１に格納された制御プログラムの内容に応動して電気負荷群１０５に対する負荷駆動指令信号Ｄｒｉを発生するとともに、電気負荷群１０５の中の特定の電気負荷である電磁コイル１０６に対しては図３で後述する動作指令信号Ｄｒｊを発生する。一方、昇圧回路１９０は、昇圧用開閉素子１９４の断続動作によって高圧コンデンサ１９３を高圧充電する。

図３において、図３（Ａ）は、マイクロプロセッサ１１０が定期的に発生する動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルを示しており、動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｈ」になると開閉制御回路１８０によって電磁コイル１０６に対する通電制御が行われる。

図３（Ｂ）は、側路開閉素子１８２が閉路駆動されて、電磁コイル１０６に対して昇圧回路１９０による昇圧電圧Ｖｈが給電されている期間を論理レベル「Ｈ」として表現したタイムチャートである。

図３（Ｃ）は、開閉素子１８１が閉路駆動されて、電磁コイル１０６に対して負荷駆動電圧Ｖｂｂが印加されている期間を論理レベル「Ｈ」として表現したタイムチャートであるが、側路開閉素子１８２が閉路している期間では開閉素子１８１から電磁コイル１０６に対する励磁電流が流れることはない。また、電磁コイル１０６の励磁電流を開弁保持電流に維持する過程では開閉素子１８１が断続動作するようになっている。

図３（Ｄ）は、選択開閉素子１８４が閉路駆動されて、選択された電磁コイル１０６に対する通電が可能となっている期間を論理レベル「Ｈ」として表現したタイムチャートであるが、選択開閉素子１８４が開路されると電磁コイル１０６に対する励磁電流は高速減衰するようになっている。

図３（Ｅ）は、昇圧禁止信号ＩＮＨが発生している期間を論理レベル「Ｈ」で表現したタイムチャートであり、この昇圧禁止信号ＩＮＨは側路開閉素子１８２が閉路している期間と開閉素子１８１が連続閉路している期間において論理レベル「Ｈ」となっている。

図３（Ｆ）は、側路開閉素子１８２の開閉動作に応動する負荷駆動電圧Ｖｂｂの電圧レベルを示したタイムチャートであり、側路開閉素子１８２が開路した直後に異常降下電圧Ｖｄが発生し、負荷駆動電圧Ｖｂｂは一時的に制御電圧Ｖｃｃ以下にまで減衰するが、電源平滑回路１３０Ａ内の第２のコンデンサ１３２ａの作用によって電圧降下が抑制され、開閉制御回路１８０が誤動作しないための最小動作電圧Ｖｍｉｎ以上の値に維持されている。

図３（Ｇ）は、開閉素子１８１、側路開閉素子１８２、選択開閉素子１８４の開閉動作に応動する電磁コイル１０６の励磁電流の制御特性を示したタイムチャートであり、側路開閉素子１８２が閉路して高圧コンデンサ１９３に充電されている高電圧が電磁コイル１０６に印加され、励磁電流が増大し、やがて所定のピーク電流Ｉａに到達すると側路開閉素子１８２が開路し、電磁コイル１０６に流れていた励磁電流は開閉素子１８１側に移行して、印加電圧は高圧の昇圧電圧Ｖｈから負荷駆動電圧Ｖｂｂに切換わることによって励磁電流が減衰する。励磁電流が更に減少して所定の減衰判定電流Ｉｂ以下に減少すると開閉素子１８１も開路するが、励磁電流は所定の開弁保持電流Ｉｈを維持するように開閉素子１８１が開閉動作を行うようになっている。しかし、動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｌ」となることによって開閉素子１８１が開路して、励磁電流は急速遮断されるようになっている。

図３（Ｈ）は、昇圧禁止信号ＩＮＨの動作に応動する昇圧電圧Ｖｈの電圧レベルの変動を示したタイムチャートであり、動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｈ」に変化した時刻ｔ０において、高圧コンデンサ１９３の充電電圧は目標高電圧Ｖｐｍａｘである最大電圧に達しており、側路開閉素子１８２が開路する時刻ｔ１において放電最終電圧Ｖｐｍｉｎである最小電圧にまで放電する。

側路開閉素子１８２が開路して高圧コンデンサ１９３の放電が停止してから昇圧禁止信号ＩＮＨが解除される時刻ｔ２までは昇圧電圧Ｖｈは放電最終電圧Ｖｐｍｉｎを維持し、昇圧禁止信号ＩＮＨが解除されると昇圧用開閉素子１９４の断続動作が開始して高圧コンデンサ１９３の充電が行われ、時刻ｔ３において目標高電圧Ｖｐｍａｘである最大電圧に到達するようになっている。

充電所要時間（ｔ３−ｔ２）は、外部電源１０１の電源電圧の変動によって変化するが、次回の高電圧給電が開始するまでには目標とする最大電圧に到達するように昇圧用インダクタンス素子１９１の特性が決定されている。

次に、図４について、図３のタイムチャートを参照しながら説明する。なお、図４は、開閉制御回路１８０の論理制御動作をフローチャートで代替表現したものとなっている。
図４において、工程４００は、開閉制御回路１８０が制御動作を開始するステップである。続く工程４１０は、入力センサ群１０４の中のクランク角センサの動作に応動して選択指令信号が更新されたかどうかを判定し、更新されていなければＮＯの判定を行って工程４１０へ復帰し、更新されていればＹＥＳの判定を行って工程４１１へ移行する判定待機ステップである。

工程４１１は、複数の選択開閉素子１８４のうちで、更新決定された一つの開閉素子１８４が閉路駆動され、以下、後述の工程４２０まで閉路状態を持続するステップである。

続く工程４１２は、マイクロプロセッサ１１０が発生する動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｈ」になったかどうかを判定し、「Ｈ」でなければＮＯの判定を行って工程４１２へ復帰し、「Ｈ」であればＹＥＳの判定を行って工程４１３へ移行する判定待機ステップである。

工程４１３は、昇圧禁止信号ＩＮＨを発生し、側路開閉素子１８２と開閉素子１８１を閉路駆動するステップであり、ここで発生した昇圧禁止信号ＩＮＨは後述の工程４２０で解除されるようになっている。

続く工程４１４は、電磁コイル１０６の励磁電流が所定のピーク電流Ｉａに到達したかどうかを判定し、到達していなければＮＯの判定を行って工程４１３に復帰して現状動作を持続し、到達すればＹＥＳの判定を行って工程４１５へ移行する判定待機ステップである。

工程４１５は、側路開閉素子１８２を開路し、開閉素子１８１は閉路駆動を持続しておくステップであり、以降の工程では側路開閉素子１８２は開路状態が維持されている。

続く工程４１６は、電磁コイル１０６の励磁電流が所定の減衰判定電流Ｉｂに減衰したかどうかを判定し、減衰していなければＮＯの判定を行って工程４１５に復帰して現状動作を持続し、減衰すればＹＥＳの判定を行って工程４２０へ移行する判定待機ステップである。

工程４２０は、開閉素子１８１を開路するとともに、選択開閉素子１８４も一時的に開路して励磁電流を高速減衰させるステップである。

続く工程４２１は、電磁コイル１０６の励磁電流が所定の保持電流制御域に減衰したかどうかを判定し、減衰していなければＮＯの判定を行って工程４２０に復帰して現状動作を持続し、減衰すればＹＥＳの判定を行って工程４２２へ移行する判定待機ステップである。

工程４２２は、マイクロプロセッサ１１０が発生する動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｈ」になっているかどうかを判定し、「Ｈ」でなければＮＯの判定を行って工程４２８へ移行し、「Ｈ」であればＹＥＳの判定を行って工程４２３へ移行する判定ステップである。

工程４２３は、選択開閉素子１８４を再び閉路するとともに開閉素子１８１は引き続いて開路状態に維持しておくステップである。

続く工程４２４は、電磁コイル１０６の励磁電流が所定の保持最小電流Ｉｅ以下に減衰したかどうかを判定し、減衰していなければＮＯの判定を行って工程４２２に復帰して現状動作を持続し、減衰すればＹＥＳの判定を行って工程４２５へ移行する判定待機ステップである。

工程４２５は、マイクロプロセッサ１１０が発生する動作指令信号Ｄｒｊの論理レベルが「Ｈ」になっているかどうかを判定し、「Ｈ」でなければＮＯの判定を行って工程４２８へ移行し「Ｈ」であればＹＥＳの判定を行って工程４２６へ移行する判定ステップである。

工程４２６は、選択開閉素子１８４は閉路したままで開閉素子１８１を閉路するステップである。

続く工程４２７は、電磁コイル１０６の励磁電流が所定の保持最大電流Ｉｄ以上に増加したかどうかを判定し、増加していなければＮＯの判定を行って工程４２５に復帰して現状動作を持続し、増加していればＹＥＳの判定を行って工程４２２へ復帰する判定ステップである。

工程４２８では、側路開閉素子１８２は開路した状態のままで、選択開閉素子１８４と開閉素子１８１をともに開路して電磁コイル１０６の励磁電流を高速遮断して動作終了行程４０１へ移行し、電源が投入されているかぎりは動作終了行程４０１から直ちに動作開始工程４００へ移行するようになっている。

以上の制御動作を概括説明すると、工程４１３は図３（Ｂ）の急速給電期間に相当し、工程４１５は図３（Ｃ）の持続給電期間に相当し、工程４２０は図３（Ｄ）の高速減衰期間に相当し、工程４２３、４２６は図３（Ｃ）の動作保持期間に相当し、工程４２８によって電磁コイル１０６への給電が停止されるようになっている。

以上の説明においては、電磁コイル１０６の急速過励磁制御における側路電源線１０３ｃの異常電圧降下について説明したが、電気負荷１０６が例えばランプ負荷や容量性の負荷であって、側路開閉素子１８２が設けられず、高電圧駆動は行われないが開閉素子１８１が閉路したときに側路電源線１０３ｃに突入電流が流入するような場合であっても同様の効果を奏するものである。

また、第２の電源リレーの出力接点１０３ａと側路給電端子１０３ｂが廃止されて、図１に破線で示した短絡配線１０２ｄによって側路電源線１０３ｃと内部電源線１０２ｃとが接続されている場合には、給電端子１０２ｂと第１のコンデンサ１２１との間にインダクタンス素子１２５を接続しておくことによって、異常降下電圧Ｖｄが発生したときの第１のコンデンサ１２１の充電電荷の流出を抑制することができる。これは、コネクタの電流分担のために側路給電端子１０３ｂを設けて、短絡配線１０２ｄを給電端子１０２ｂと側路給電端子１０３ｂの直近外部に設けた場合も同様である。また、電源平滑回路１３０Ａは、後述の図５で説明する電源平滑回路１３０Ｂに置き換えることも可能である。

以上の説明で明らかなように、実施の形態１に係る電子制御装置１００は、外部電源１０１から給電端子１０２ｂを介して供給された制御電源電圧Ｖｂａを降圧し、所定の制御電圧Ｖｃｃを生成してマイクロプロセッサ１１０に給電する定電圧電源回路１２０と、給電端子１０２ｂ又は該給電端子１０２ｂに併設された側路給電端子１０３ｂと電気負荷１０６との間に接続され、マイクロプロセッサ１１０によって開閉制御されて電気負荷１０６に対して断続電流を供給する開閉素子１８１とを備えた電子制御装置１００であって、給電端子１０２ｂ又は側路給電端子１０３ｂと開閉素子１８１との間に接続された電源平滑回路１３０Ａを更に備えている。

そして、電源平滑回路１３０Ａは、給電端子１０２ｂ又は側路給電端子１０３ｂに接続された側路電源線１０３ｃとグランド回路との間に接続された第１のコンデンサ１３１と、側路電源線１０３ｃから減圧充電回路１３４Ａを介して充電される第２のコンデンサ１３２ａと、側路電源線１０３ｃの電源電圧が開閉素子１８１の開閉動作に応動して一時的に異常低下したときに、第２のコンデンサ１３２ａの充電電圧を側路電源線１０３ｃに供給する逆流阻止ダイオード１３３とを備え、第２のコンデンサ１３２ａは、第１のコンデンサ１３１よりも小容量で低耐圧であるが、第１のコンデンサ１３１よりも内部抵抗が小さいコンデンサが使用されている。

更に、減圧充電回路１３４Ａを介して充電される第２のコンデンサ１３２ａの充電電圧は、電気負荷１０６に給電される負荷駆動電圧Ｖｂｂ未満の値であって、しかも定電圧電源回路１２０が発生する制御電圧Ｖｃｃ以上の値とし、マイクロプロセッサ１１０及び開閉素子１８１の開閉制御回路１８０が誤動作をしない限界の負荷駆動電圧Ｖｂｂの最小動作電圧Ｖｍｉｎは制御電圧Ｖｃｃ未満の値となっている。

このように、実施の形態１に係る電子制御装置１００は、電源平滑回路１３０Ａの第２のコンデンサ１３２ａの充電電圧が、負荷駆動電圧Ｖｂｂ未満であって、しかも定電圧電源回路１２０が発生する制御電圧Ｖｃｃ以上の値となっており、第２のコンデンサ１３２ａに印加される電圧は第１のコンデンサ１３１に比べて小さいので、第２のコンデンサ１３２ａを小型化することができるとともに、開閉素子１８１の動作に応動して負荷電流が急峻に増大したことに伴う電源線路のインダクタンス成分による電圧降下の大半を第１のコンデンサ１３１の放電によって吸収し、第１のコンデンサ１３１の内部抵抗によって吸収しきれない残りの電圧降下を、内部抵抗が小さな第２のコンデンサ１３２ａによって分担吸収して、開閉制御回路１８０が誤動作しないようにすることができる特徴がある。

また、減圧充電回路１３４Ａは、側路電源線１０３ｃと第２のコンデンサ１３２ａとの間に接続された充電抵抗１３５ｂと、第２のコンデンサ１３２ａに対して並列接続された定電圧ダイオード１３５ａとによって構成され、第２のコンデンサ１３２ａに対する充電電圧は、定電圧ダイオード１３５ａの動作電圧によって制限されるようになっている。

このように、第２のコンデンサ１３２ａに対する減圧充電回路１３４Ａは、充電抵抗１３５ｂと定電圧ダイオード１３５ａによって構成されているので、開閉素子１８１の開閉動作頻度が低い場合には、十分な時間をかけて第２のコンデンサ１３２ａを充電すればよいので、充電抵抗１３５ｂは大きな値のものを選択し、簡単安価な減圧充電回路１３４Ａでありながら回路部品の発熱を抑制することができる特徴がある。

また、第１のコンデンサ１３１は、内部抵抗が大きい問題があっても、大容量のコンデンサが得られるという特徴のある電解コンデンサであるのに対し、第２のコンデンサ１３２ａは、第１のコンデンサ１３１よりも小容量で低耐圧であるが、第１のコンデンサ１３１よりも内部抵抗が小さいセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサが使用されている。

このように、第１のコンデンサ１３１は電解コンデンサとし、第２のコンデンサ１３２ａはセラミック又はフィルムコンデンサとなっているので、大電圧、大容量を必要とする第１のコンデンサ１３１が小型安価であるとともに、内部抵抗が小さいセラミック又はフィルムコンデンサを減圧使用して、機能分担によって原価低減を図ることができる特徴がある。

また、第１のコンデンサ１３１には、第２のコンデンサ１３２ａよりも小容量で高耐圧のセラミック又はフィルムコンデンサである第３のコンデンサ１３２ｂが並列接続されている。

このように、第１のコンデンサ１３１には、小容量で高耐圧のセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである第３のコンデンサ１３２ｂが並列接続されているので、側路電源線１０３ｃから発生する高周波ノイズの発生を抑制することができる特徴がある。

また、給電端子１０２ｂは、第１の電源リレーの出力接点１０２ａを介して外部電源１０１に接続されるとともに、側路給電端子１０３ｂは給電端子１０２ｂとは分割されていて、第２の電源リレーの出力接点１０３ａを介して外部電源１０１に接続され、第１、第２の電源リレーの出力接点１０２ａ、１０３ａと外部電源１０１との間の主幹電源線１０７ａの線路インピーダンスは、出力接点１０２ａ、１０３ａと給電端子１０２ｂ及び側路給電端子１０３ｂとの間の外部電源線１０７ｂ、１０７ｃの線路インピーダンスよりも小さくなる関係に配線長と線径が定められている。

このように、マイクロプロセッサ１１０に給電する定電圧電源回路１２０に対する給電端子１０２ｂと、電気負荷１０６に給電する側路給電端子１０３ｂは分割設置され、給電端子１０２ｂと側路給電端子１０３ｂは分割された外部電源線１０７ｂ、１０７ｃを経て外部電源１０１に接続されるようになっているので、電気負荷１０６の断続動作に伴う電源電圧１０１の変動が定電圧電源回路１２０の入力電圧に波及する影響を抑制することができるとともに、保守点検作業において側路給電端子１０３ｂへの給電を停止した状態においてもマイクロプロセッサ１１０を作動させることができる特徴がある。

また、給電端子１０２ｂと定電圧電源回路１２０との間を接続する内部電源線１０２ｃには、電解コンデンサである第１の大容量コンデンサ１２１と、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量の第１のバイパスコンデンサ１２２とが接続されるとともに、定電圧電源回路１２０の出力端子には電解コンデンサである第２の大容量コンデンサ１２３と、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量の第２のバイパスコンデンサ１２４とが接続され、第１のコンデンサ１３１から第１の大容量コンデンサ１２１に至る電源線路は外部電源線１０７ｂ、１０７ｃを経由して接続されるか、または給電端子１０２ｂと第１の大容量コンデンサ１２１との間に接続されたインダクタンス素子１２５によって接続されている。

このように、定電圧電源回路１２０の入出力部には、第１、第２の大容量コンデンサ１２１、１２３とバイパスコンデンサ１２２、１２４が接続され、第１のコンデンサ１３１と第１の大容量コンデンサ１２１と間は外部電源線１０７ｂ、１０７ｃ又はインダクタンス素子１２５を介して接続されているので、電気負荷１０６の断続動作に伴う電源電圧の変動が定電圧電源回路１２０の入力電圧及び出力電圧に波及する影響を抑制することができ、安定した制御電圧を得ることができる特徴がある。

また、実施の形態１に係る電子制御装置１００は、電気負荷が電磁コイル１０６であって、該電磁コイル１０６に対する開閉制御回路１８０は、電源平滑回路１３０Ａと電磁コイル１０６の駆動端子間に直列接続された開閉素子１８１と逆流阻止ダイオード１８３を備えるとともに、昇圧回路１９０によって充電される高圧コンデンサ１９３の充電電圧を電磁コイル１０６に印加して急速励磁を行なう側路開閉素子１８２を備え、
昇圧回路１９０は、昇圧用開閉素子１９４が閉路したときに外部電源１０１から給電される昇圧用インダクタンス素子１９１と、昇圧用開閉素子１９４が開路したときに昇圧用インダクタンス素子１９１から充電ダイオード１９２を介して充電される高圧コンデンサ１９３によって構成されており、
開閉制御回路１８０は、マイクロプロセッサ１１０から指令された動作指令信号Ｄｒｊに応動して、少なくとも電磁コイル１０６に対する急速給電と持続給電とを行ない、側路開閉素子１８２に流れていた電磁コイル１０６に対する過励磁電流が、該側路開閉素子１８２の遮断に伴って開閉素子１８１に流通移行したときに、電源線路インピーダンスによる異常降下電圧Ｖｄが発生し、
第１及び第２のコンデンサ１３１、１３２ａは、協働して異常降下電圧Ｖｄの発生に伴うマイクロプロセッサ１１０及び開閉制御回路１８０の誤動作を防止するものである。

このように、実施の形態１に係る電子制御装置１００は、誘導性負荷である電磁コイル１０６に対する高電圧給電によって電磁コイル１０６を急速励磁する開閉制御回路１８０を備え、急速過励磁のための側路開閉素子１８２の遮断に伴って開閉素子１８１への通電移行が行われて電源線路インピーダンスによる異常降下電圧が発生するのを第１、第２のコンデンサ１３１、１３２ａによって抑制するようになっているので、外部電源１０１から開閉素子１８１に至る外部の電源線路が比較的長く、電源線路インピーダンスが増大しても急速過励磁制御を円滑に行うことができる特徴がある。

また、昇圧回路１９０と開閉制御回路１８０を介して急速過励磁制御が行なわれる電磁コイル１０６は、車載エンジンの燃料噴射用電磁弁を開閉駆動するものであって、開閉制御回路１８０は、マイクロプロセッサ１１０から指令された動作指令信号Ｄｒｊに応動して、開閉素子１８１と側路開閉素子１８２を導通駆動するとともに、電磁コイル１０６に対する励磁電流が所定のピーク電流Ｉａに到達したことに伴って側路開閉素子１８２は開路され、電磁コイル１０６に対する励磁電流が所定の判定電流Ｉｂ以下に減衰すると開閉素子１８１も更に開路し、動作指令信号Ｄｒｊが持続している期間においては、開閉素子１８１の開閉制御によって電磁コイル１０６の励磁電流を所定の開弁保持電流Ｉｈに維持するようになっている。

このように、昇圧回路１９０と開閉制御回路１８０を介して急速過励磁制御が行なわれる電磁コイル１０６は、車載エンジンの燃料噴射用電磁弁を開閉駆動するためのものとなっているので、電磁コイル１０６はエンジンのクランク角センサの動作に応動して定期的に断続駆動され、第２のコンデンサ１３２ａに対する減圧充電回路１３４Ａによる充電電流は最大のエンジン回転速度に基づいて決定することができる特徴がある。従って、電磁コイル１０６はエンジンのクランク角センサの動作に応動して定期的に断続駆動され、第２のコンデンサ１３２ａに対する減圧充電回路１３４Ａによる充電電流は最大のエンジン回転速度に基づいて決定することができるので、充電電流を規制することによって減圧充電回路１３４Ａの発熱を抑制することができる特徴がある。

実施の形態２．
次に、実施の形態２に係る電子制御装置について説明する。実施の形態２については、電源平滑回路の詳細を示す図５により、図１のものとの相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は同一又は相当部分を示している。

図５において、電源平滑回路１３０Ｂは減圧充電回路１３４Ｂを備えている。減圧充電回路１３４Ｂは、側路電源線１０３ｃと第２のコンデンサ１３２ａとの間に接続された充電用トランジスタ１３７と、側路電源線１０３ｃと充電用トランジスタ１３７のベース端子間に接続された駆動抵抗１３８と、充電用トランジスタ１３７のベース端子から定電圧電源回路１２０の出力端子に導通する電圧制限ダイオード１３９ａ、１３９ｂを備えている。そして、第２のコンデンサ１３２ａに対する充電電圧は、定電圧電源回路１２０の出力電圧である制御電圧Ｖｃｃに対して電圧制限ダイオード１３９ａ、１３９ｂの電圧降下を加算した値から、充電用トランジスタ１３７のベース／エミッタ間電圧を差し引いた値に制限されている。なお、充電用トランジスタ１３７のコレクタ回路には限流抵抗１３６が接続されて、過大充電電流の発生を防止するようになっている。

側路給電端子１０３ｂと電源平滑回路１３０Ｂとの間に接続されたフィルタ回路１６０は、側路電源線１０３ｃに直列接続されたインダクタンス素子１６１と、側路給電端子１０３ｂとグランド回路との間に接続された電解コンデンサである大容量コンデンサ１６２と、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量のバイパスコンデンサ１６３を備えている。但し、側路給電端子１０３ｂを廃止し、破線で図示したように短絡配線１０２ｄによって給電端子１０２ｂへ接続することも可能であり、この場合には給電端子１０２ｂと第１の大容量コンデンサ１２１との間にはインダクタンス素子１２５を接続するのが望ましい。なお、電源平滑回路１３０Ｂに代わって図１で説明した電源平滑回路１３０Ａを使用することも可能である。

以上の説明で明らかなように、実施の形態２に係る電子制御装置１００は、外部電源１０１から給電端子１０２ｂを介して供給された制御電源電圧Ｖｂａを降圧し、所定の制御電圧Ｖｃｃを生成してマイクロプロセッサ１１０に給電する定電圧電源回路１２０と、給電端子１０２ｂ又は該給電端子１０２ｂに併設された側路給電端子１０３ｂと電気負荷１０６との間に接続され、マイクロプロセッサ１１０によって開閉制御されて電気負荷１０６に対して断続電流を供給する開閉素子１８１とを備えた電子制御装置１００であって、給電端子１０２ｂ又は側路給電端子１０３ｂと開閉素子１８１との間に接続された電源平滑回路１３０Ｂを更に備えている。

電源平滑回路１３０Ｂは、給電端子１０２ｂ又は側路給電端子１０３ｂに接続された側路電源線１０３ｃとグランド回路との間に接続された第１のコンデンサ１３１と、側路電源線１０３ｃから減圧充電回路１３４Ｂを介して充電される第２のコンデンサ１３２ａと、側路電源線１０３ｃの電源電圧が開閉素子１８１の開閉動作に応動して一時的に異常低下したときに、第２のコンデンサ１３２ａの充電電圧を側路電源線１０３ｃに供給する逆流阻止ダイオード１３３とを備え、第２のコンデンサ１３２ａは、第１のコンデンサ１３１よりも小容量で低耐圧であるが、第１のコンデンサ１３１よりも内部抵抗が小さいコンデンサが使用されている。

また、減圧充電回路１３４Ｂは、側路電源線１０３ｃと第２のコンデンサ１３２ａとの間に接続された充電用トランジスタ１３７と、側路電源線１０３ｃと充電用トランジスタ１３７のベース端子間に接続された駆動抵抗１３８と、充電用トランジスタ１３７のベース端子から定電圧電源回路１２０の出力端子に導通する電圧制限ダイオード１３９ａ、１３９ｂを備え、第２のコンデンサ１３２ａに対する充電電圧は、定電圧電源回路１２０の出力電圧である制御電圧Ｖｃｃに対して電圧制限ダイオード１３９ａ、１３９ｂの電圧降下を加算した値から、充電用トランジスタ１３７のベース／エミッタ間電圧を差し引いた値に制限されている。

このように、実施の形態２に係る電子制御装置１００は、第２のコンデンサ１３２ａに対する減圧充電回路１３４Ｂにベース端子の電位が規制された充電用トランジスタ１３７を備えている。従って、第２のコンデンサに対する急速充電が行なえて、充電完了後には充電用トランジスタ１３７が開路状態になるので回路部品の発熱を抑制することができるとともに、開閉素子１８１の開閉動作頻度が激しい場合であっても、次回の負荷電流急増が発生する前に第２のコンデンサ１３２ａの充電を完了しておくことができる特徴がある。

また、側路給電端子１０３ｂ又は給電端子１０２ｂから電源平滑回路１３０Ｂに至る側路電源線１０３ｃには、インダクタンス素子１６１が直列接続され、該インダクタンス素子１６１と側路給電端子１０３ｂ又は給電端子１０２ｂとの間には、電解コンデンサである大容量コンデンサ１６２と、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量のバイパスコンデンサ１６３とがグランド回路に対して接続されている。

このように、電源平滑回路１３０Ｂの入力側にはインダクタンス素子１６１とコンデンサ１６２、１６３を用いたフィルタ回路１６０が接続されている。従って、電気負荷１０６の断続駆動に応動する電源ノイズの放出を抑制することができる特徴がある。

１００電子制御装置１０１外部電源（車載バッテリ）
１０２ａ第１の出力接点１０２ｂ給電端子
１０２ｃ内部電源線１０３ａ第２の出力接点
１０３ｂ側路給電端子１０３ｃ側路電源線
１０６電気負荷（電磁コイル）１０７ａ主幹電源線
１０７ｂ、１０７ｃ外部電源線１１０マイクロプロセッサ
１２０定電圧電源回路１２１第１の大容量コンデンサ
１２２第１のバイパスコンデンサ１２３第２の大容量コンデンサ
１２４第２のバイパスコンデンサ１２５インダクタンス素子
１３０Ａ、１３０Ｂ電源平滑回路１３１第１のコンデンサ
１３２ａ第２のコンデンサ１３２ｂ第３のコンデンサ
１３３逆流阻止ダイオード１３４Ａ、１３４Ｂ減圧充電回路
１３５ａ定電圧ダイオード１３５ｂ充電抵抗
１３７充電用トランジスタ１３８駆動抵抗
１３９ａ、１３９ｂ電圧制限ダイオード１６０フィルタ回路
１６１インダクタンス素子１６２大容量コンデンサ
１６３バイパスコンデンサ１８０開閉制御回路
１８１開閉素子１８２側路開閉素子
１８３逆流阻止ダイオード１９０昇圧回路
１９１昇圧用インダクタンス素子１９２充電ダイオード
１９３高圧コンデンサ１９４昇圧用開閉素子
１９８電圧制御回路Ｄｒｊ動作指令信号
Ｉａピーク電流Ｉｂ減衰判定電流
Ｉｈ開弁保持電流ＩＮＨ昇圧禁止信号
Ｖｂａ制御電源電圧Ｖｂｂ負荷駆動電圧
Ｖｃｃ制御電圧Ｖｄ異常降下電圧
Ｖｈ昇圧電圧Ｖｍｉｎ最小動作電圧

Claims

外部電源から給電端子を介して供給される制御電源電圧を降圧し、所定の制御電圧を生成してマイクロプロセッサに給電する定電圧電源回路と、
前記給電端子又は該給電端子に併設された側路給電端子と電気負荷との間に接続され、前記マイクロプロセッサによって開閉制御されて前記電気負荷に対して断続電流を供給する開閉素子と、
前記給電端子又は側路給電端子と前記開閉素子との間に接続された電源平滑回路と、
を具備し、
前記電源平滑回路は、前記給電端子又は側路給電端子に接続された側路電源線とグランド回路との間に接続された第１のコンデンサと、前記側路電源線から減圧充電回路を介して充電される第２のコンデンサと、前記側路電源線の電源電圧が前記開閉素子の開閉動作に応動して一時的に異常低下したときに、前記第２のコンデンサの充電電圧を前記側路電源線に供給する逆流阻止ダイオードと、を備え、
前記第２のコンデンサは、前記第１のコンデンサよりも小容量で低耐圧であるが、前記第１のコンデンサよりも内部抵抗が小さいコンデンサであることを特徴とする電子制御装置。
前記減圧充電回路を介して充電される前記第２のコンデンサの充電電圧は、前記電気負荷に給電される負荷駆動電圧未満の値であって、しかも前記定電圧電源回路が発生する制御電圧以上の値とし、前記マイクロプロセッサ及び前記開閉素子の開閉制御回路が誤動作をしない限界の前記負荷駆動電圧の最小動作電圧は、前記制御電圧未満の値であることを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
前記減圧充電回路は、前記側路電源線と前記第２のコンデンサとの間に接続された充電抵抗と、前記第２のコンデンサに対して並列接続された定電圧ダイオードを備え、
前記第２のコンデンサに対する充電電圧は、前記定電圧ダイオードの動作電圧によって制限されることを特徴とする請求項２に記載の電子制御装置。
前記減圧充電回路は、前記側路電源線と前記第２のコンデンサとの間に接続された充電用トランジスタと、前記側路電源線と前記充電用トランジスタのベース端子間に接続された駆動抵抗と、前記充電用トランジスタのベース端子から前記定電圧電源回路の出力端子に導通する電圧制限ダイオードを備え、
前記第２のコンデンサに対する充電電圧は、前記定電圧電源回路の出力電圧である制御電圧に対して前記電圧制限ダイオードの電圧降下を加算した値から、前記充電用トランジスタのベース／エミッタ間電圧を差し引いた値に制限されることを特徴とする請求項２に記載の電子制御装置。
前記第１のコンデンサを電解コンデンサで構成し、前記第２のコンデンサを前記第１のコンデンサよりも小容量で低耐圧であるが、前記第１のコンデンサよりも内部抵抗が小さいセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサで構成したこと特徴とする請求項１〜４の何れか一項に記載の電子制御装置。
前記第１のコンデンサに、前記第２のコンデンサよりも小容量で高耐圧のセラミック又はフィルムコンデンサである第３のコンデンサを並列接続したことを特徴とする請求項５に記載の電子制御装置。
前記給電端子は第１の電源リレーの出力接点を介して前記外部電源に接続されるとともに、前記側路給電端子は前記給電端子とは分割されていて、第２の電源リレーの出力接点を介して前記外部電源に接続され、
前記第１及び第２の電源リレーの出力接点と前記外部電源との間の主幹電源線の線路インピーダンスは、前記出力接点と前記給電端子及び側路給電端子との間の外部電源線の線路インピーダンスよりも小さくなる関係に配線長と線径が定められていることを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の電子制御装置。
前記給電端子と前記定電圧電源回路との間を接続する内部電源線には、電解コンデンサである第１の大容量コンデンサと、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量の第１のバイパスコンデンサが接続されるとともに、前記定電圧電源回路の出力端子には、電解コンデンサである第２の大容量コンデンサと、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量の第２のバイパスコンデンサが接続され、
前記第１のコンデンサから前記第１の大容量コンデンサに至る電源線路は、外部電源線を経由して接続されるか、または前記給電端子と前記第１の大容量コンデンサとの間に接続されたインダクタンス素子によって接続されることを特徴とする請求項１〜７の何れか一項に記載の電子制御装置。
前記側路給電端子又は給電端子から前記電源平滑回路に至る側路電源線にインダクタンス素子を直列接続し、該インダクタンス素子と前記側路給電端子又は給電端子との間に、電解コンデンサである大容量コンデンサとセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである小容量のバイパスコンデンサとをグランド回路に対して接続することを特徴とする請求項７又は８に記載の電子制御装置。
前記電気負荷は電磁コイルであって、該電磁コイルに対する開閉制御回路は、前記電源平滑回路と前記電磁コイルの駆動端子間に直列接続された前記開閉素子と逆流阻止ダイオードを備えるとともに、昇圧回路によって充電される高圧コンデンサの充電電圧を前記電磁コイルに印加して急速励磁を行なう側路開閉素子を備え、
前記昇圧回路は、昇圧用開閉素子が閉路したときに前記外部電源から給電される昇圧用インダクタンス素子と、前記昇圧用開閉素子が開路したときに前記昇圧用インダクタンス素子から充電ダイオードを介して充電される前記高圧コンデンサを備え、
前記開閉制御回路は、前記マイクロプロセッサからの動作指令信号に応動して、少なくとも前記電磁コイルに対する急速給電と持続給電とを行ない、前記側路開閉素子に流れていた前記電磁コイルに対する過励磁電流が、該側路開閉素子の遮断に伴って前記開閉素子に流通移行したときに、電源線路インピーダンスによる異常降下電圧が発生し、前記第１及び第２コンデンサは協働して前記異常降下電圧の発生に伴う前記マイクロプロセッサ及び開閉制御回路の誤動作を防止するものであることを特徴とする請求項１〜９の何れか一項に記載の電子制御装置。
前記昇圧回路と前記開閉制御回路を介して急速過励磁制御が行なわれる前記電磁コイルは、車載エンジンの燃料噴射用電磁弁を開閉駆動するものであって、
前記開閉制御回路は、前記マイクロプロセッサからの動作指令信号に応動して、前記開閉素子と前記側路開閉素子を導通駆動するとともに、前記電磁コイルに対する励磁電流が所定のピーク電流に到達したことに伴って前記側路開閉素子は開路され、前記電磁コイルに対する励磁電流が所定の判定電流以下に減衰すると前記開閉素子も開路し、前記動作指令信号が持続している期間においては、前記開閉素子の開閉制御によって前記電磁コイルの励磁電流を所定の開弁保持電流に維持することを特徴とする請求項１０に記載の電子制御装置。