JP5230726B2 - ゲイン制御を備える画像センサ画素 - Google Patents

Description

本発明は、概して、画像センサの分野に関し、より具体的には、可変ゲイン制御を有する画像センサに関する。

図１は、典型的なＣＭＯＳアクティブ画素画像センサ１００を示す。画像センサ１００の基本構成要素は、光感受画素１３０の配列である。行デコーダ回路１０５は、相関二重サンプリング（ＣＤＳ（Correlated Double Sampling））回路１２５によってサンプリングされる画素１３０の行全体を選択する。アナログ−デジタル変換器１１５は、列デコーダを横切って走査し、ＣＤＳ１２５に記憶されている信号をデジタル化する。アナログ−デジタル変換器１１５は、各列をシリアルにデジタル化する１つの高速変換器又は列毎の１つの変換器（パラレル）を有するタイプであってよい。デジタル化されたデータは、直接的に画像センサ１００から出力されてよく、あるいは、欠陥補正、カラーフィルタ補間、画像スケーリング、及び他の特別な効果のための集積画像処理１２０があってよい。タイミング発生器１１０は、画素配列の全体又は画素配列の一部のみをサンプリングするよう行デコーダ１０５及び列デコーダ１２５を制御する。

図２は、ＣＭＯＳ画像センサ１００の１つの画素を示す。光発生電子を収集するフォトダイオード１５１がある。信号がフォトダイオード１５１から読み出される場合に、ＲＧ信号は、リセットトランジスタ１５０を介して浮遊拡散ノード１５５をＶＤＤ電位にリセットするようパルス入力される。行選択信号ＲＳＥＬは、出力トランジスタ１５３を行選択トランジスタ１５４を介して出力信号線に接続するようオンされる。ＣＤＳ回路１２５は、出力信号線でのリセット電圧レベルをサンプリングする。次に、トランスファートランジスタ１５２は、フォトダイオード１５１から浮遊拡散ノード１５５に電荷を運ぶようオン及びオフでパルス入力される。出力信号線での新たな電圧レベルからリセット電圧レベルを引いたものは、浮遊拡散ノード１５５での電荷の量に比例する。

浮遊拡散ノード１５５での電圧変化の大きさは、Ｖ＝Ｑ／Ｃで与えられる。ここで、Ｑは、フォトダイオード１５１によって収集される電荷の量であり、Ｃは、浮遊拡散ノード１５５のキャパシタンスである。キャパシタンスＣが小さすぎ且つ電荷Ｑが大きすぎる場合は、電圧出力はＣＤＳ回路１２５にとって大きすぎる。この問題は、画素サイズが２．７μｍ以上であり且つ電源電圧ＶＤＤが３．３Ｖ以上である場合に、一般に起こる。この問題に対する先行技術の解決法は、一般的に、浮遊拡散ノード１５５に余分のキャパシタンスを置くことから成る。

図３で、米国特許第６，７３０，８９７号（特許文献１）は、浮遊拡散ノード１６０と接地との間に接続されるキャパシタ１６１を付加することによって浮遊拡散ノード１６０のキャパシタンスを増大させることを開示する。図４で、米国特許第６，９６０，７９６号（特許文献２）は、浮遊拡散ノード１６２と電源ＶＤＤとの間に接続されるキャパシタ１６３を付加することによって浮遊拡散ノード１６２のキャパシタンスを増大させることを開示する。先行技術は、最大出力電圧が最大フォトダイオード電荷容量での電源限界範囲内にあることを確かにするほど十分に浮遊拡散ノードのキャパシタンスを増大させる。しかし、先行技術の解決法は、低光レベル状態に関しては最適でない。フォトダイオードに極めて少量の電荷がある場合に、浮遊拡散ノードのキャパシタンスが大きければ大きいほど電圧出力は低くなり、小さい信号を測定することが困難となる。低光レベルでのイメージングにおいては（増大した電圧出力のための）小さい浮遊拡散キャパシタンスを有し、高光レベルでのイメージングにおいては（電源範囲を下回って電圧出力を低めるほど）大きい浮遊拡散キャパシタンスを有するニーズが存在する。これは、画素内ゲイン制御の形である。

図５は、浮遊拡散ノード１６６に接続されている余分の“ダングリング（dangling）”トランジスタ１６５を備える画素を示す。この画素は、米国特許出願公開第２００６／０１０３７４９（Ａ１）号（特許文献３）に示されている。ＡＵＸ信号線によりトランジスタ１６５をオンに切り替えることで、浮遊拡散ノード１６６のキャパシタンスは増大する。浮遊拡散キャパシタンスのこのような変更方法は、浮遊拡散ノード１６６の近くでノード１６６に直接的に電気的に接続される４つのトランジスタゲート１６５、１６７、１６８及び１６９を必要とする。４つのトランジスタゲートの存在により、最小の可能な浮遊拡散ノードキャパシタンスは可能でない。トランジスタ１６５がオフされる場合に、ゲートは、３つのトランジスタしか浮遊拡散ノードに隣接しない場合に比べて、依然として幾らかの付加的なキャパシタンスを加える。

米国特許第７，０７５，０４９号（特許文献４）も浮遊拡散ノードのキャパシタンスを変える能力を備える画素を示す。それは、同じく、浮遊拡散ノードに隣接する４つのトランジスタの必要性を有する。従って、特許文献４の画素設計は、最小の可能な浮遊拡散キャパシタンスを提供しない。

米国特許第６，７３０，８９７号 米国特許第６，９６０，７９６号 米国特許出願公開第２００６／０１０３７４９（Ａ１）号 米国特許第７，０７５，０４９号

本発明は、浮遊拡散キャパシタンスを変更可能な画素を開示する。更に、本発明は、浮遊拡散ノードに隣接するトランジスタゲートを３つしか必要とせず、画素に加えられる付加的な信号線を必要としない。

本発明は、上記の問題のうちの１又はそれ以上を解決することを目的とする。

簡潔に述べると、本発明の一側面に従って、画像信号を読み出す方法であって、少なくとも２つの光感受領域を設けるステップと、前記少なくとも２つの光感受領域の夫々に各自関連する少なくとも２つのトランスファーゲートを設けるステップと、前記少なくとも２つのトランスファーゲートに電気的に接続されるコモン電荷−電圧変換領域を設けるステップと、前記コモン電荷−電圧変換領域をリセットするリセットメカニズムを設けるステップと、前記少なくとも２つの光感受領域のうち少なくとも１つの光感受領域から電荷を運んだ後、第１の時点で前記少なくとも２つのトランスファーゲートの全てを無効にするステップと、続く第２の時点で少なくとも１つのトランスファーゲートを有効にするステップと、前記第２の時点から前記少なくとも１つのトランスファーゲートが有効なままである間、続く第３の時点で前記少なくとも２つの光感受領域のうち少なくとも１つの光感受領域から電荷を運ぶステップとを有する方法が記載される。

本発明の上記の及び他の目的は、以下の記載及び図面に関連してより明らかになるであろう。図面において、同じ参照番号は、可能であれば、各図に共通する同じ要素を示すために使用される。

本発明は、浮遊拡散ノードに隣接するトランジスタゲートを３つしか有さない可変ゲイン制御に係る下記の利点を有し、付加的な信号線を必要としない。

先行技術のＣＭＯＳアクティブ画素画像センサである。 先行技術のＣＭＯＳアクティブ画素の回路図である。 電荷変換ゲインを低減すべく接地接続のキャパシタを有する先行技術のＣＭＯＳアクティブ画素の回路図である。 電荷変換ゲインを低減すべく電源接続のキャパシタを有する先行技術のＣＭＯＳアクティブ画素の回路図である。 電荷変換ゲインを低減すべくダングリングトランジスタを有する先行技術のＣＭＯＳアクティブ画素の回路図である。 本発明で使用されるＣＭＯＳアクティブ画素センサの回路図である。 フォトダイオード、トランスファーゲート及び電荷−電圧変換領域を示すＣＭＯＳアクティブ画素センサの断面図である。 本発明の第１実施例に係るトランスファーゲート及び電荷−電圧変換領域のチャネルポテンシャルを示す。 本発明の第１実施例の線形曲線を示す。 小さな電荷が測定される場合の本発明の第２実施例に係るトランスファーゲート及び電荷−電圧変換領域のチャネルポテンシャルを示す。 大きな電荷が測定される場合の本発明の第２実施例に係るトランスファーゲート及び電荷−電圧変換領域のチャネルポテンシャルを示す。 本発明の第２実施例の線形曲線を示す。 本発明の第３実施例に係るトランスファーゲート及び電荷−電圧変換領域のチャネルポテンシャルを示す。 本発明による画素を用いるＣＭＯＳアクティブ画素画像センサである。 本発明による画素を用いるＣＭＯＳアクティブ画素画像センサを用いるデジタルカメラである。

本発明について詳細に論じる前に、留意すべきは、本発明は、望ましくはＣＭＯＳアクティブ画素センサで用いられるが、それに限定されない点である。アクティブ画素センサは、スイッチとして機能するトランジスタ以外の、画素内の能動電気素子をいう。例えば、浮遊拡散（floating diffusion）又は増幅器は能動素子である。ＣＭＯＳは、画素に関連するが一般的に画素にはなく、トランジスタのソース／ドレインが１つのドーパントタイプ（例えば、ｐタイプ）であり且つそれと対のトランジスタが反対のドーパントタイプ（例えば、ｎタイプ）である場合に形成される相補型金属酸化膜シリコンタイプの電気部品（例えば、トランジスタ）をいう。ＣＭＯＳデバイスは、電力消費が少ないという一利点を含む幾つかの利点を有する。

図６は、本発明を実施可能なＣＭＯＳ画素２００を示す。ＣＭＯＳ画素２００は、フォトダイオード２０１及び２０２として示されている２つの光感受領域を有する。各フォトダイオード２０１及び２０２は、トランスファーゲート２０３及び２０４によってコモン電荷−電圧変換ノード２０５に接続されている。リセットトランジスタ２０６は、電荷−電圧変換ノード２０５を電源電圧２１０に設定するために使用される。出力トランジスタ２０７は、行選択トランジスタ２０８が有効にされる場合に出力信号線２０９を駆動するために使用される。

図７は、製造された画素２００の水平断面を示す。トランスファーゲート２０４及び２０３は、電荷−電圧変換ノード２０５として働く埋め込み拡散を囲むように示されている。フォトダイオード埋め込み２０１及び２０２は、表面ピンニング層埋め込み２１１の下にある。このようなフォトダイオードは、一般に、ピンフォトダイオード（pinned photodiode）と呼ばれる。各画素の上には、同じ又は異なる色から成るカラーフィルタ材料２２０及び２２１がある。マイクロレンズ２２２及び２２３の配列は、画素のフォトダイオード領域に光線２２４の焦点を合わせる。

図７の断面の下には、画素２００の種々の領域の下での電気チャネルポテンシャルが示されている。２３１は、トランスファーゲート２０４がオフ状態にある場合のトランスファーゲート２０４の下のチャネルポテンシャルである。２３３は、トランスファーゲート２０３がオフ状態にある場合にトランスファーゲート２０３の下のチャネルポテンシャルである。２３２は、（図６に示されるように）ノード２０５がトランジスタ２０６によってリセットされた後の電荷−電圧変換ノード２０５のチャネルポテンシャルである。領域２３０及び２３４は、フォトダイオード２０１及び２０２での光発生電荷の量を表す。

図８には、フォトダイオード２０１及び２０２で光発生電荷２３０及び２３４をサンプリングする種々の時点での図７のチャネルポテンシャル図のみが示されている。フォトダイオード２０１及び２０２で光発生電荷２３０及び２３４をサンプリングする過程は、時間ステップＴ０で始まる。時間ステップＴ０で、１つのフォトダイオード電荷２３０は、他のフォトダイオード電荷２３４より小さい。

電荷の差の原因は、例えば、フォトダイオード２０２がより長い積分時間を有すること、あるいは、カラーフィルタ２２１がより透明であり又はより幅広い色を通すことによって引き起こされ得る。マイクロレンズ２２３は、また、マイクロレンズ２２２よりも多くの光を収集するよう製造されてよい。これらの特徴のいずれも、本発明に組み込まれてよい。時間ステップＴ０は、電荷−電圧変換領域２０５がチャネルポテンシャル２３２にリセットされた後である。電荷−電圧変換領域２０５のリセット電圧もこの時点にサンプリングされる。時間ステップＴ１で、トランスファーゲート２０４は、電荷２３０を電荷−電圧変換領域２０５に運ぶようオンされる。次に、時間ステップＴ２で、トランスファーゲート２０４はオフされ、電荷−電圧変換領域２０５での新たな電圧は、電荷２３０の量を測定するようサンプリングされてリセット電圧レベルから減じられる。時間ステップＴ３で、電荷−電圧変換領域２０５は再びリセットされ、リセット電圧レベルがサンプリングされる。時間ステップＴ４で、トランスファーゲート２０４は、電荷−電圧変換領域２０５のキャパシタンスを増大させる電圧レベルへとオンされる。電荷−電圧変換領域２０５は、時間ステップＴ３に代えて時間ステップＴ４でリセットされてよい。トランスファーゲート２０４は、トランスファーゲート２０３も電荷２３４を電荷−電圧変換領域２０５に運ぶよう時間ステップＴ５でオンされる場合に、依然としてオンである。トランスファーゲート２０３が時間ステップＴ６でオフされる場合に、電荷２３４は、トランスファーゲート２０４が時間ステップＴ２でオフされた場合よりも高いキャパシタンスを有するより大きな領域にわたって散開する。

この場合に、電荷Ｑ、キャパシタンスＣ、及び電圧Ｖの間の関係を考える。なお、ＶはＶ＝Ｑ／Ｃによって与えられる。キャパシタンスが高いほど電荷−電圧変換領域２０５での電圧変化は小さいので、電荷−電圧変換領域２０５はより多くの量の電荷を保持することができる。より高いキャパシタンスは、より低い電荷−電圧変換ゲインに対応する。このようにして、本発明は、いずれのトランスファーゲートもオフされている状態で高いゲインを有して少量の電荷をサンプリングすることができ、且つ、トランスファーゲートの１つがオンされている状態で大量の電荷をサンプリングすることもできる。

最後にほとんどの電荷を有してフォトダイオードから電荷を運ぶことが有利である。これは、それが、電荷−電圧変換領域が空のフォトダイオードからトランスファーゲートをオンすることで最も高いキャパシタンスを有することができる時点であることによる。また、本発明は、２よりも多いフォトダイオードを共有する画素に拡張され得ることは明白である。また、２よりも多いフォトダイオードを有して、電荷−電圧変換領域のキャパシタンス制御が２よりも多い多段階で行われ得ることも明白である。

図９は、画素の出力電圧対フォトダイオードで収集される電荷の量を示す。電荷が、いずれのトランスファーゲートもオフされている状態でサンプリングされる場合に、画素は高ゲインモードにあり、低電荷レベルで飽和に達する出力電圧曲線２４０を出現させる。電荷が、１つのトランスファーゲートがオンされている状態でサンプリングされる場合に、画素は低ゲインモードにあり、より高い電荷レベルで飽和に達する出力電圧曲線２４１を出現させる。

本発明の第２実施例で、画素構造は図７及び図８に示されるものと同じであるが、トランスファーゲートの動作は異なる。図１０で、時間ステップＴ０は、電荷−電圧変換領域２０５がチャネルポテンシャル２３２にリセットされた後である。電荷−電圧変換領域２０５のリセット電圧は、また、この時点でサンプリングされる。時間ステップＴ１で、トランスファーゲート２０４は、電荷２３０を電荷−電圧変換領域２０５に運ぶようオンされる。次に、時間ステップＴ２で、トランスファーゲート２０４はオフされ、電荷−電圧変換領域２０５での新たな電圧は、電荷２３０の量を測定するようサンプリングされてリセット電圧レベルから減じられる。時間ステップＴ３で、電荷−電圧変換領域２０５は再びリセットされ、リセット電圧レベルがサンプリングされる。時間ステップＴ４で、トランスファーゲート２０４は、フォトダイオードのチャネルポテンシャルとリセット電圧レベルのチャネルポテンシャル２３２との間にトランスファーゲートのチャネルポテンシャル２３１を設定する電圧レベルへと部分的にオンされる。時間ステップＴ５で、トランスファーゲート２０３は、電荷２３４を電荷−電圧変換領域２０５に運ぶようオンされ、次いで、トランスファーゲート２０３は時間ステップＴ６でオフされる。

トランスファーゲート２０４の部分的なターン・オンの利点は、電荷−電圧変換領域のキャパシタンスが小さい電荷については高く、大きい電荷については低いことである。図１０は、電荷２３４が小さく、時間ステップＴ６でトランスファーゲート２０４のチャネルポテンシャル２３１を越えて電荷−電圧変換領域２０５を満たさない場合を示す。従って、この場合に、電荷２３４は、低キャパシタンス且つ高電圧変換ゲインを有して測定される。図１１の場合に、電荷２３４は大きく、電荷２３４が電荷−電圧変換領域２０５に運ばれる場合に、電荷２３４は時間ステップＴ６でチャネルポテンシャル２３１より上を流れる。この場合に、大きな電荷２３４は、大きなキャパシタンス且つより低い電圧変換ゲインを有して測定される。

図１２は、第２実施例での電荷−電圧変換領域２０５の電圧応答対フォトダイオードで収集される電荷の量を示す。電荷が点２４３を上回って大きい場合に、電圧応答のスロープは減少し、曲線２４４に続く。トランスファーゲート２０４が部分的にオンされるのではなくオフされている場合に、電圧応答は、より高いゲイン曲線２４２に従う。第２実施例は、低信号レベルでの高ゲイン及び高信号レベルでの低ゲインを可能にする。

本発明の第３実施例で、画素構造は図７及び図８に示されるものと同じであるが、トランスファーゲートの動作は異なる。本発明の第３実施例は図１３に表される。時間ステップＴ０で、電荷−電圧変換領域２０５はまさにリセットされ、その電圧をＶ１としてサンプリングされる。時間Ｔ１で、トランスファーゲート２０４は、電荷２３０を電荷−電圧変換領域２０５に運ぶようオンされる。トランスファーゲート２０４が依然としてオンである間、電荷−電圧変換領域２０５の電圧はＶ２としてサンプリングされる。時間ステップＴ２で、トランスファーゲート２０４はオフされ、電荷−電圧変換領域２０５の電圧はＶ３としてサンプリングされる。

電圧Ｖ３−Ｖ１は、電荷２３０の高変換ゲイン測定を表す。電圧Ｖ２−Ｖ１は、電荷２３０の低変換ゲイン測定を表す。しかし、Ｖ２−Ｖ１は、電荷−電圧変換領域２０５へのトランスファーゲート２０４の容量結合によって引き起こされるオフセット誤差を含む。このオフセット誤差を除去するよう、電荷−電圧変換領域２０５は時間ステップＴ３で再びリセットされ、その電圧はＶ４として測定される。次に、時間ステップＴ４で、トランスファーゲート２０４は再びオンされ、電荷−電圧変換領域２０５の電圧がＶ５として測定される間、オンに保持される。Ｖ５を測定することで、フォトダイオード２０１に電荷がなかった場合に、オフセット誤差はＶ５−Ｖ４として得られる。この場合に、正しい低変換ゲイン測定はＶ２−Ｖ１−（Ｖ５−Ｖ４）である。

それほど正確でない測定に関して、電圧Ｖ４は無視され、Ｖ１がその代わりに用いられてよい。この場合に、低変換ゲイン測定はＶ２−Ｖ１−（Ｖ５−Ｖ１）、すなわち、Ｖ２−２Ｖ１−Ｖ５である。

第３実施例は、コモン電荷−電圧変換領域を共有する任意数のフォトダイオードを有するＣＭＯＳアクティブ画素に適用され得る。図１３のステップは、フォトダイオードの夫々１つについて繰り返される。

第３実施例の利点は、画像センサの全ての画素が高低両方の電荷−電圧変換ゲインによりサンプリングされる点である。本発明の全ての実施例の利点は、それらが何らのトランジスタ又は信号配線の付加も要しない点である。

図１４は、トランスファーゲートが本発明の電荷−電圧変換ゲイン制御により動作する画素３０８を有する本発明のＣＭＯＳアクティブ画素画像センサ３００を示す。画像センサ３００の基本構成要素は、光感受画素３０８の配列である。行デコーダ回路３０５は、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）回路３２５によってサンプリングされる画素３０８の行全体を選択する。アナログ−デジタル変換器３１５は、列デコーダを横切って走査し、ＣＤＳ３２５に記憶されている信号をデジタル化する。アナログ−デジタル変換器３１５は、各列をシリアルにデジタル化する１つの高速変換器又は列毎の１つの変換器（パラレル）を有するタイプであってよい。デジタル化されたデータは、直接的に画像センサ３００から出力されてよく、あるいは、欠陥補正、カラーフィルタ補間、画像スケーリング、及び他の特別な効果のための集積画像処理３２０があってよい。タイミング発生器３１０は、画素配列の全体又は画素配列の一部のみをサンプリングするよう行デコーダ３０５及び列デコーダ３２５を制御する。

図１５は、電子イメージングシステム、望ましくはデジタルカメラ４００において、トランスファーゲートが電荷−電圧変換ゲイン制御により動作する画素を用いる画像センサ３００を示す。

本発明は、好ましい実施形態を参照して記載されてきた。しかし、当然のことながら、変形及び改良は、本発明の技術的範囲から外れることなく、当該技術で通常の知識を有する者によって行われ得る。

１００，３００ 画像センサ
１０５，３０５ 行デコーダ回路
１１０，３１０ タイミング発生器
１１５，３１５ アナログ−デジタル変換器
１２０，３２０ 集積画像処理
１２５，３２５ 相関二重サンプリング（ＣＤＳ）回路
１３０，３０８ 光感受画素
１５０，２０６ リセットトランジスタ
１５１ フォトダイオード
１５２ トランスファートランジスタ
１５３，２０７ 出力トランジスタ
１５４，２０８ 行選択トランジスタ
１５５，１６０，１６２，１６６ 浮遊拡散ノード
１６１，１６３ キャパシタ
１６５ ダングリングトランジスタゲート
１６７，１６８，１６９ トランジスタゲート
２００ 画素
２０１，２０２ フォトダイオード埋め込み
２０３，２０４ トランスファーゲート
２０５ 電荷−電圧変換ノード
２０９ 出力信号線
２１０ 電源電圧
２１１ 表面ピンニング層埋め込み／ピンフォトダイオード
２２０，２２１ カラーフィルタ材質
２２２，２２３ マイクロレンズ
２２４ 光線
２３０，２３４ 光発生電荷（フォトダイオード）
２３１，２３２，２３３ チャネルポテンシャル
２４０，２４１ 出力電圧曲線
２４２ 高ゲイン曲線
２４３ 点
２４４ 曲線
４００ デジタルカメラ

Claims (2)

1. 画像信号を読み出す方法であって、
   少なくとも２つの光感受領域を設けるステップと、
   前記少なくとも２つの光感受領域の夫々に各自関連する少なくとも２つのトランスファーゲートを設けるステップと、
   前記少なくとも２つのトランスファーゲートに電気的に接続されるコモン電荷−電圧変換領域を設けるステップと、
   前記コモン電荷−電圧変換領域をリセットするリセットメカニズムを設けるステップと、
   前記少なくとも２つの光感受領域のうち少なくとも１つの光感受領域から電荷を運んだ後、第１の時点で前記少なくとも２つのトランスファーゲートの全てを無効にするステップと、
   続く第２の時点で少なくとも１つのトランスファーゲートを有効にするステップと、
   前記第２の時点から前記少なくとも１つのトランスファーゲートが有効なままである間、続く第３の時点で前記少なくとも２つの光感受領域のうち少なくとも１つの他の光感受領域から電荷を運ぶステップとを含み、
   前記第２の時点と前記第３の時点との間に前記コモン電荷−電圧変換領域をリセットするステップを更に含む、方法。
2. 前記少なくとも２つの光感受領域に少なくとも２つの異なる光感受性を与えるステップと、
   より高い光感受性を有する前記少なくとも２つの光感受領域のうち少なくとも１つの他の光感受領域から前記第３の時点に電荷を運ぶステップと
   を更に含む請求項１記載の方法。

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