JP5223394B2 - 電圧−電流コンバータ及びこれを備えたオーディオアンプ - Google Patents

Description

本願発明は、電圧信号を電流信号に変換するための電圧−電流コンバータ、及びこれを備えたオーディオアンプに関するものである。

従来、オーディオアンプにおける信号伝送においては、例えば電圧信号としてのオーディオ信号を電流の形で伝送するいわゆる電流伝送が用いられている。電流伝送は、一般に、信号経路に直列に存在する例えば接触抵抗等の非線形要素の影響、あるいは電磁誘導や静電誘導による外部ノイズの影響等を受け難いとされている。

そのため、オーディオアンプにおいては、信号の伝送や音量の調整等に電流伝送を用いた場合、出力電圧が負荷抵抗に比例することから、実用レベルでの高Ｓ／Ｎが実現できるとされている。電流伝送を行うためには、電圧信号を電流信号に変換するための電圧−電流コンバータ（以下、「ＶＩコンバータ」という。）が用いられる（例えば特許文献１参照）。

特開平１１−１８６８５９号公報

図８は、オーディオアンプに用いられるＶＩコンバータの一例を示す回路図である。同図に示すＶＩコンバータ１００は、ＯＰアンプを用いた反転入力型のＶＩコンバータで、入出力信号のタイプを不平衡型としたものである。具体的には、ＯＰアンプ３２の負の入力端子（−）は、抵抗Ｒ₁₂を介して出力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ₁₁を介してＶＩコンバータ１００の一方の入力端子Ｎに接続され、ＯＰアンプ３２の出力端子は抵抗Ｒ₁₄を介して出力端子Ｏに接続されている。

また、ＯＰアンプ３２の正の入力端子（＋）は、ＶＩコンバータ１００の一方の出力端子Ｏに接続されるとともに、抵抗Ｒ₁₃を介してＶＩコンバータ１００の他方の入力端子Ｎ’に接続されている。ＶＩコンバータ１００の他方の入力端子Ｎ’と他方の出力端子Ｏ’とはグランドに接地され、入力端子Ｎ−Ｎ’間にオーディオ信号を出力するオーディオ信号源３１が接続され、出力端子Ｏ−Ｏ’間に負荷Ｌが接続されている。

このＶＩコンバータにおいては、下記に示す式１及び式２が成立する。

なお、ｅはオーディオ信号源３１から出力されるオーディオ信号の電圧、Ｚは負荷Ｌの負荷インピーダンス、Ｖ_aはＯＰアンプ３２の出力端子における電圧、Ｖ₀は出力端子Ｏ−Ｏ’間の電圧を示す。

式１及び式２より、出力電圧Ｖ₀は式３で表すことができる。

ここで、Ｒ₁₁・Ｒ₁₄＝Ｒ₁₂・Ｒ₁₃、すなわちＲ₁₁／Ｒ₁₂＝Ｒ₁₃／Ｒ₁₄が成立するように各抵抗Ｒ₁₁〜Ｒ₁₄の定数を設定すれば、式３は式４で表すことができる。

負荷Ｌに流れる電流をＩ₀（＝Ｖ₀／Ｚ）とすれば、負荷電流Ｉ₀は式４より式５で表すことができる。

すなわち、図８に示すＶＩコンバータ１００では、Ｒ₁₁・Ｒ₁₄＝Ｒ₁₂・Ｒ₁₃を満足するような回路定数を選択することで、式４に示すように、出力電圧Ｖ₀は入力電圧ｅ及び負荷インピーダンスＺに比例するようになる。換言すれば、式５に示すように、負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉ₀は、負荷インピーダンスＺには依存しないことになり、負荷Ｌには、入力電圧ｅに比例した負荷電流Ｉ₀が流れることになる。

一方、オーディオアンプといったオーディオ機器における信号伝送では、伝送経路での電磁誘導や静電誘導によるノイズを低減する目的で、平衡伝送が用いられることがある。この平衡伝送では、例えば機器間を接続する信号の往復線路にツイストペアが用いられる。この場合、電磁誘導や静電誘導による外部ノイズは、結合されてコモンモードノイズとなるのであるが、コモンモード成分は、平衡増幅器又は差動増幅器等によって除去することができる。

特に、伝送経路が長くなるような業務用オーディオ機器においては、平衡伝送が標準的に用いられている。家庭用オーディオ機器においても、ハイエンド機器の中には平衡伝送機能を備えるものも少なくない。

また、従来、業務オーディオ機器においては、トランスを用いた平衡伝送も用いられている。この平衡伝送によると、例えば平衡増幅器又は差動増幅器等はトランスの１次巻線−２次巻線間で絶縁されており、伝送形態が平衡（グランドに対してフロートな状態）であっても、不平衡（信号経路の一方がグランドに接地された状態）であっても使用できるといった特長を有している。

したがって、上記ＶＩコンバータ１００が、平衡あるいは不平衡の何れの負荷Ｌに対しても信号電流を正確に供給することができれば、当該ＶＩコンバータ１００を業務用オーディオや家庭用ハイエンドオーディオ機器に採用することができる。また、この場合、ＶＩコンバータ１００において電流伝送の利点も生かすことができる。

しかしながら、図８に示したＶＩコンバータ１００は、入力及び出力とも信号基準点がグランドとなっている不平衡入出力タイプのものである。そのため、このＶＩコンバータでは、平衡伝送を用いた業務用オーディオ機器や家庭用ハイエンドオーディオ機器等には用いることができないといった問題点があった。

図９は、図８に示したＶＩコンバータ１００の一対の入力端子対Ｎ，Ｎ’にそれぞれ不平衡型のオーディオ信号源３１ａ，３１ｂをそれぞれ接続したものである。図９の回路構成では、ＶＩコンバータ１００の入力端子対Ｎにはオーディオ信号ｅ₁が入力され、入力端子対Ｎ’にはオーディオ信号ｅ₂が入力されるので、ＶＩコンバータ１００はオーディオ信号ｅ₁，ｅ₂の差分を電流に変換する差動型ＶＩコンバータとして動作する。

このＶＩコンバータ１００は差動型動作となっているが、ＶＩコンバータ１００の他方の出力端子Ｏ’は接地されているため、出力電圧Ｖ₀はグランドを基準とした不平衡出力となっている。そのため、図８に示した回路構成と同様に、業務用オーディオ機器や家庭用ハイエンドオーディオ機器等には用いることができないといった問題点があった。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、負荷が平衡又は不平衡にかかわらず安定した電流を負荷に供給することのできる電圧−電流コンバータ及びそれを備えるオーディオアンプを提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明の第１の側面によって提供される電圧−電流コンバータは、第１の電圧が入力される第１の入力端子と、第２の電圧が入力される第２の入力端子と、負荷の一方端が接続される第１の出力端子と、前記負荷の他方端が接続される第２の出力端子と、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と前記第１の出力端子に接続される出力端子を有し、前記一対の入力端子に入力される前記第１，第２の電圧を前記第１の電圧から前記第２の電圧を差し引いた差電圧に比例した電流に変換して前記第１の出力端子に出力する第１の電圧−電流変換手段と、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と前記第２の出力端子に接続される出力端子を有し、前記一対の入力端子に入力される前記第１，第２の電圧を前記第２の電圧から前記第１の電圧を差し引いた差電圧に比例した電流に変換して前記第２の出力端子に出力する第２の電圧−電流変換手段と、を備えた電圧−電流コンバータであって、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間の電圧に含まれるコモンモード成分を検出し、その検出値を前記第１の電圧−電流変換手段の一方の入力端子と前記第２の電圧−電流変換手段の一方の入力端子にそれぞれ帰還するコモンモード成分帰還手段を備えることを特徴としている（請求項１）。

この構成によれば、コモンモード成分帰還手段が第１の出力端子と第２の出力端子との間の電圧に含まれるコモンモード成分を検出し、そのコモンモード成分を第１の電圧−電流変換手段の一方の入力端子と第２の電圧−電流変換手段の一方の入力端子にそれぞれ帰還させるので、例えば第１及び第２の電圧−電流変換手段におけるわずかな回路定数のばらつきやオフセット等による電圧変動分を互いにキャンセルすることができ、負荷が平衡状態と不平衡状態のいずれであっても、安定した出力電流を負荷に供給することができる。

本願発明の電圧−電流コンバータにおいて、前記第１の電圧−電流変換手段は、第１のオペアンプと、その第１のオペアンプの負入力端子と前記第１の入力端子とに接続された第１の入力抵抗と、前記第１のオペアンプの正入力端子と前記第２の入力端子とに接続された第２の入力抵抗と、前記第１のオペアンプの出力端子と前記負入力端子とに接続された第１の帰還抵抗と、前記第１のオペアンプの出力端子と前記正入力端子及び前記第１の出力端子とに接続された第２の帰還抵抗とによって構成され、前記第２の電圧−電流変換手段は、第２のオペアンプと、その第２のオペアンプの負入力端子と前記第２の入力端子とに接続された第３の入力抵抗と、前記第２のオペアンプの正入力端子と前記第１の入力端子とに接続された第４の入力抵抗と、前記第２のオペアンプの出力端子と前記負入力端子とに接続された第３の帰還抵抗と、前記第２のオペアンプの出力端子と前記正入力端子及び前記第２の出力端子とに接続された第４の帰還抵抗とによって構成されるとよい（請求項２）。

本願発明の電圧−電流コンバータにおいて、前記コモンモード成分帰還手段は、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間の電圧の中間値を検出する一対の抵抗と、前記電圧の中間値を積分する積分回路と、前記積分回路から出力される信号の位相を反転し、前記第１のオペアンプ及び前記第２のオペアンプの負入力端子に帰還する位相反転回路と、を含むとよい（請求項３）。

本願発明の電圧−電流コンバータにおいて、前記コモンモード成分帰還手段は、前記第１のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの出力端子との間の電圧の中間値を検出する一対の抵抗と、前記電圧の中間値を積分し、その積分値を前記第１のオペアンプ及び前記第２のオペアンプの正入力端子に帰還する積分回路と、を含むとよい（請求項４）。

本願発明の第２の側面によって提供されるオーディオアンプは、本願発明の第１の側面によって提供される電圧−電流コンバータを備えたことを特徴としている（請求項５）。

この構成によれば、このオーディオアンプは、本願発明の第１の側面によって提供される電圧−電流コンバータを備えているので、第１の側面によって提供される電圧−電流コンバータと同様の作用効果を奏する。

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係る電圧−電流コンバータ１（以下、「ＶＩコンバータ１」という。）の回路図である。このＶＩコンバータ１は、いわゆる平衡型（入力信号と出力信号がともに平衡型の信号のタイプ）を基本とするが、不平衡型負荷を接続しても使用することができるようになっている。

ＶＩコンバータ１は、大別して、第１の電圧−電流変換部３と、第２の電圧−電流変換部４と、積分帰還部５とによって概略構成されている。ＶＩコンバータ１の一方の入力端子Ｎには不平衡型オーディオ信号源２ａが接続され、他方の入力端子Ｎ’には不平衡型オーディオ信号源２ｂが接続されている。また、ＶＩコンバータ１の一対の出力端子ｂ，ｃはフローティング状態となっており、両出力端子ｂ，ｃに負荷インピーダンスＺを有する負荷Ｌが接続されている。

第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂは、入力信号としてのオーディオ信号を発生させるためのものであり、その負極側同士がグランドに接地されている。この接続構成により、ＶＩコンバータ１における入力側が平衡入力となっている。なお、図面上は、オーディオ信号発生源は、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂというように２つのオーディオ信号発生源とされているが、平衡入力できるものであれば１つのオーディオ発生源によって構成されてもよい。

第１の電圧−電流変換部３は、オーディオ信号としての電圧信号を電流信号に変換するためのものであり、第１ＯＰアンプ１１と、複数の抵抗Ｒ _1a ，Ｒ _3a ，Ｒ₂，Ｒ₄とからなる。一方、第２の電圧−電流変換部４は、第１の電圧−電流変換部３と同じく、オーディオ信号としての電圧信号を電流信号に変換するためのものである。第２の電圧−電流変換部４は、第１の電圧−電流変換部３と略同様の構成とされ、第１ＯＰアンプ１１と同様の機能を有する第２ＯＰアンプ１２と、複数の抵抗Ｒ _1a ，Ｒ _3a ，Ｒ₂，Ｒ₄とからなる。なお、図面上、抵抗について符号が同一で表されているものは、同一の機能及び同一の抵抗値を有するものとする。

入力端子Ｎ，Ｎ’には、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４がそれぞれ接続されている。より詳細には、一方の入力端子Ｎには、抵抗Ｒ_1aを介して第１の電圧−電流変換部３の第１ＯＰアンプ１１の負極入力端子（−）が接続されているとともに、抵抗Ｒ_3aを介して第２の電圧−電流変換部４の第２ＯＰアンプ１２の正極入力端子（＋）が接続されている。

また、他方の入力端子Ｎ’には、抵抗Ｒ_1aを介して第２の電圧−電流変換部４の第２ＯＰアンプ１２の負入力端子（−）が接続されているとともに、抵抗Ｒ_3aを介して第１の電圧−電流変換部３の第１ＯＰアンプ１１の正入力端子（＋）が接続されている。これら第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの接続構成により、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの各出力電圧ｅ₁，ｅ₂の差（ｅ₁−ｅ₂）は、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４にそれぞれ入力されることになる。

第１の電圧−電流変換部３では、上述した抵抗Ｒ_1aが第１ＯＰアンプ１１の負入力端子（−）に接続されるとともに第１ＯＰアンプ１１のループ抵抗（帰還抵抗ともいう。以下同様。）である抵抗Ｒ₂に接続されている。抵抗Ｒ₂は、第１ＯＰアンプ１１の出力端子に接続されるとともに、第１ＯＰアンプ１１の出力抵抗である抵抗Ｒ₄に接続されている。そして、抵抗Ｒ₄は、第１ＯＰアンプ１１の正入力端子（＋）と一方の出力端子ｂとにループを形成する（帰還経路を形成するともいう。以下同様。）ように接続されている

この構成により、第１の電圧−電流変換部３は、第１ＯＰアンプ１１の正入力端子（＋）と負入力端子（−）間に入力された第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧の差（ｅ₁−ｅ₂）を、負荷Ｌを流れる電流に変換している。

また、第２の電圧−電流変換部４では、上述した抵抗Ｒ_3aが第２ＯＰアンプ１２の正入力端子（＋）に接続されるとともに第２ＯＰアンプ１２の出力抵抗である抵抗Ｒ₄に接続されている。抵抗Ｒ₄は、他方の出力端子ｃに接続されるとともに、第２ＯＰアンプ１２のループ抵抗である抵抗Ｒ₂に接続されている。そして、抵抗Ｒ₂は、第２ＯＰアンプ１２の負入力端子（−）にループを形成するように接続されている。

この構成により、第２の電圧−電流変換部４は、第２ＯＰアンプ１２の正入力端子（＋）と負入力端子（−）間に入力された第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧の差（ｅ ₂ −ｅ ₁ ）を、負荷Ｌを流れる電流に変換している。

一対の出力端子ｂ，ｃの間には、負荷Ｌが接続されているとともに積分帰還部５が接続されている。積分帰還部５は、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の出力コモンモード成分を第１ＯＰアンプ１１の負入力端子（−）及び第２ＯＰアンプ１２の負入力端子（−）にそれぞれ負帰還させるものである。積分帰還部５は、２つの入力抵抗Ｒ_3bと、積分回路を構成する第３ＯＰアンプ１３及びコンデンサＣと、位相反転回路を構成する第４ＯＰアンプ１４及び複数の抵抗ｒ₁，ｒ₂とからなる。

第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の出力コモンモード成分は、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の出力端とグランドとの間に生じるコモンモード（同相）成分である。より厳密には、上記出力コモンモード成分は、負荷Ｌに対して並列接続された２つの入力抵抗Ｒ_3bの中点（接続点ａ参照）とグランドとの間に生じるコモンモード成分である。

積分帰還部５の接続構成としては、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の各出力抵抗Ｒ₄がともに入力抵抗Ｒ_3bを介して接続点ａで接続されている。接続点ａは、第３ＯＰアンプ１３の負入力端子（−）に接続されているとともに積分用のコンデンサＣに接続されている。コンデンサＣは、第３ＯＰアンプ１３の出力端子に接続されているとともに抵抗ｒ₁に接続されている。第３ＯＰアンプ１３の正入力端子（＋）は、第４ＯＰアンプ１４の正入力端子（＋）に接続されているとともにグランドに接地されている。

抵抗ｒ₁は、第４ＯＰアンプ１４の負入力端子（−）に接続されているとともに、第４ＯＰアンプ１４のループ抵抗である抵抗ｒ₂に接続されている。抵抗ｒ₂は、第４ＯＰアンプ１４の出力端子に接続されている。第４ＯＰアンプ１４の出力端子は、第１の電圧−電流変換部３側の抵抗Ｒ_1bを介して第１ＯＰアンプ１１の負入力端子（−）に接続されているとともに、第２の電圧−電流変換部４側の抵抗Ｒ_1bを介して第２ＯＰアンプ１２の負入力端子（−）に接続されている。すなわち、積分帰還部５の出力は、第１の電圧−電流変換部３及び第２の電圧−電流変換部４にそれぞれ負帰還入力されている。

上記の構成によると、式６〜式１０が成立する。

ここで、Ｖ₁は負荷Ｌの一方端ｂにおける電圧、Ｖ₂は負荷Ｌの他方端ｃにおける電圧、Ｖ₃は第１ＯＰアンプ１１の出力端子ｄにおける電圧、Ｖ₄は第２ＯＰアンプ１２の出力端子ｅにおける電圧、Ｖ₅は積分帰還部５の出力端ｇにおける電圧、Ｚは負荷Ｌの負荷インピーダンスをそれぞれ示す。

式６〜式１０より、出力電圧Ｖ₀は式１１で表すことができる。

ここで、Ｒ_1aＲ_1bＲ₄（Ｒ_3a＋Ｒ_3b）＝Ｒ_3aＲ_3bＲ₂（Ｒ_1a＋Ｒ_1b）、すなわち（Ｒ_1a／／Ｒ_1b）／Ｒ₂＝（Ｒ_3a／／Ｒ_3b）／Ｒ₄が成立するように抵抗定数を選択すると、式１２が成立する。

すなわち、出力電圧Ｖ₀は、負荷Ｌの負荷インピーダンスＺに比例する。この場合、負荷Ｌに流れる電流をＩ₀（＝Ｖ₀／Ｚ）とすれば、負荷電流Ｉ₀は式１２より式１３で表すことができる。

ここで、Ｒ₂＝ｐＲ_1a，Ｒ₄＝ｐＲ_3aとなるような定数ｐを設定すると、式１２に基づいて式１４が成立する。

式１４により、負荷Ｌに流れる電流Ｉ₀を再び導くと、負荷電流Ｉ₀は式１５で表すことができる。

式１５により、図１に示すＶＩコンバータ１の変換コンダクタンスは、−１／Ｒ_3aであることがわかる。すなわち、負荷電流Ｉ₀は、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧の差（ｅ₁−ｅ₂）に比例するとともに、負荷Ｌの負荷インピーダンスＺには依存しないことがわかる。そして、負荷Ｌには、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧の差（ｅ₁−ｅ₂）に比例した負荷電流Ｉ₀が流れることになる。

このように、上記構成によれば、積分帰還部５の積分回路が第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の出力コモンモード成分を検出し、位相反転回路によって位相を反転して第１ＯＰアンプ１１の負入力端子（−）及び第２ＯＰアンプ１２の負入力端子（−）にそれぞれ負帰還（直流サーボ帰還）させている。そのため、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４におけるわずかな回路定数のばらつきや第１又は第２ＯＰアンプ１１，１２のオフセット等による電圧変動分を互いにキャンセルすることができ、負荷Ｌが平衡（フローティング）の状態であっても、安定した出力電流（負荷電流）Ｉ₀を負荷Ｌに供給することができる。

図２は、図１に示すＶＩコンバータ１における出力波形を示す図である。このＶＩコンバータ１では、負荷Ｌは、グランドに対してフローティング状態である平衡負荷であるため、出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂がほぼ０Ｖを基準に対称に変化するように動作していることがわかる。そして、出力電圧Ｖ₀（＝Ｖ₁−Ｖ₂）は、正確な正弦波が見られる。

ここで、図１に示すＶＩコンバータ１の出力コモンモード成分を算出すると、式６，１０等により、式１６が成立する。

抵抗Ｒ _1a ，Ｒ _3a ，Ｒ ₂ ，Ｒ ₄ がＲ ₂ ＝ｐＲ _1a ，Ｒ ₄ ＝ｐＲ _3a を満たすように正確に設定されていれば、Ｒ _1a Ｒ ₄ −Ｒ ₂ Ｒ _3a ＝０となるから、出力コモンモード成分は、「０」になることが分かる。また、Ｒ _1a Ｒ ₄ −Ｒ ₂ Ｒ _3a が「０」とならない場合は、ω＝０で「０」となり、ωに比例して増加する特性を有することが分かる。

一方、図３は、図１に示すＶＩコンバータ１の比較例を示す回路図である。このＶＩコンバータ１Ａでは、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧ｅ₁，ｅ₂の差（ｅ₁−ｅ₂）が第１及び第２の電圧−電流変換部３，４に対して入力され、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４のそれぞれの出力抵抗Ｒ₄に負荷Ｌが接続されている。すなわち、図３に示すＶＩコンバータ１Ａは、図１に示すＶＩコンバータ１に比べ、積分帰還部５を備えていない構成とされている。

この図３に示すＶＩコンバータ１Ａにおいても、負荷Ｌは、グランドに対してフローティング状態である平衡負荷であり、第１及び第２のオーディオ信号発生源２ａ，２ｂの出力電圧ｅ₁，ｅ₂の差（ｅ₁−ｅ₂）に比例した出力電圧Ｖ₀及び負荷電流Ｉ₀を得ることができる。

しかしながら、このＶＩコンバータ１Ａでは、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の出力コモンモード（同相）成分に対して負帰還量と正帰還量とが同じになっているため、出力コモンモード電圧が不定となる。そのため、わずかな回路定数のばらつきや第１又は第２ＯＰアンプ１１，１２のオフセット等によって、無信号時には、出力電圧Ｖ₀が第１及び第２ＯＰアンプ１１，１２に供給される正負の電源電圧のいずれかに張り付いた状態となる。

図４は、図３に示すＶＩコンバータ１Ａにおける出力波形を示す図である。同図によると、出力電圧Ｖ₀（＝Ｖ₁−Ｖ₂）としては正確な出力波形が得られるが、出力電圧Ｖ₁，Ｖ₂の出力波形はかなり歪んでいる。すなわち、図３に示すＶＩコンバータ１Ａでは、音質の劣化が生じていることがわかる。

図５は、図１に示すＶＩコンバータ１の使用形態の変形例を示す回路図である。この変形例に示すＶＩコンバータ１では、負荷Ｌの他方端子（出力電圧Ｖ₂側）がグランドに接地され、Ｖ₂＝０となることから、出力電圧Ｖ₀は出力電圧Ｖ₁と同電位になる。すなわち、負荷Ｌが不平衡の状態である。

同図によると、式１７〜式１９が成立する。

式１７〜１９により、出力電圧Ｖ₀は式２０で表すことができる。

ここで、図１に示すＶＩコンバータ１における説明と同様に、Ｒ₂＝ｐＲ_1a，Ｒ₄＝ｐＲ_3aとなるような定数ｐを設定すると、式２１が成立する。

式２１によると、負荷Ｌが通常の抵抗負荷の場合には、図５に示すＶＩコンバータ１がハイパスフィルタ（ＨＰＦ）の特性を有することを示している。すなわち、直流域では出力電圧Ｖ₀＝０であるため、負荷電流Ｉ₀＝０である。

一方、周波数が比較的高い交流域においては、式２２，式２３に示すように、負荷Ｌが平衡状態の場合（図１のＶＩコンバータ１参照）と同じ出力特性を有する。

すなわち、図５に示す負荷Ｌが不平衡状態のＶＩコンバータ１では、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）の特性を有し、その減衰域では電流出力されないが、通過帯域においては負荷Ｌが平衡状態のときと同じように、安定した出力電流（負荷電流）Ｉ₀を負荷Ｌに供給することができる。

したがって、積分帰還部５の積分用のコンデンサＣの値を適当に選ぶことにより、対象となるオーディオ帯域においては、負荷Ｌが平衡状態又は不平衡状態に関係なく、ＶＩコンバータ１が有する電流伝送の機能を発揮することができる。

図６は、図５に示すＶＩコンバータ１における出力波形を示す図である。同図によると、出力電位Ｖ₂がグランドに接地されているため０Ｖであるが、出力電位Ｖ₁の波形が出力電圧Ｖ₀として出力される。

図７は、図１に示すＶＩコンバータ１の他の変形例を示す回路図である。図１に示すＶＩコンバータ１では、積分帰還部５の第３ＯＰアンプ１３によって出力コモンモード成分を検出し、検出された出力コモンモード成分を第４ＯＰアンプ１４によって位相反転して第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の第１及び第２ＯＰアンプ１１，１２の負入力端子（−）に負帰還している。

これに対し、図７に示すＶＩコンバータ１Ｂでは、積分帰還部５’の第３ＯＰアンプ１３によって検出されたコモンモード電圧を位相反転せずに、第１及び第２の電圧−電流変換部３，４の第１及び第２ＯＰアンプ１１，１２の正入力端子（＋）に負帰還している。すなわち、図７に示すＶＩコンバータ１Ｂでは、図１に示すＶＩコンバータ１に比べ、位相反転用の第４ＯＰアンプ１４及びその周辺部品を省略することができ、回路構成を簡素化できるといった利点がある。なお、その他の構成については、図１に示すＶＩコンバータ１と略同様である。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。例えば図１に、本願発明に係るＶＩコンバータの回路図を示したが、本願発明はこの回路に限るものではない。

本願発明に係る電圧−電流コンバータの回路図である。 図１に示す電圧−電流コンバータにおける平衡負荷時の出力波形を示す図である。 図１に示す電圧−電流コンバータの比較例を示す回路図である。 図３に示す電圧−電流コンバータにおける平衡負荷時の出力波形を示す図である。 図１に示す電圧−電流コンバータの使用形態の変形例を示す回路図である。 図５に示す電圧−電流コンバータにおける不平衡負荷時の出力波形を示す図である。 図１に示す電圧−電流コンバータの他の変形例を示す回路図である。 従来の電圧−電流コンバータの一例を示す回路図である。 従来の電圧−電流コンバータの変形例を示す回路図である。

符号の説明

１ 電圧−電流コンバータ
２ａ 第１のオーディオ信号源
２ｂ 第２のオーディオ信号源
３ 第１の電圧−電流変換部
４ 第２の電圧−電流変換部
５ 積分帰還部
１１ 第１ＯＰアンプ
１２ 第２ＯＰアンプ
１３ 第３ＯＰアンプ
１４ 第４ＯＰアンプ
ｅ_S オーディオ信号
Ｌ 負荷

Claims (5)

1. 第１の電圧が入力される第１の入力端子と、
   第２の電圧が入力される第２の入力端子と、
   負荷の一方端が接続される第１の出力端子と、
   前記負荷の他方端が接続される第２の出力端子と、
   前記第１の入力端子と前記第２の入力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と前記第１の出力端子に接続される出力端子を有し、前記一対の入力端子に入力される前記第１，第２の電圧を前記第１の電圧から前記第２の電圧を差し引いた差電圧に比例した電流に変換して前記第１の出力端子に出力する第１の電圧−電流変換手段と、
   前記第１の入力端子と前記第２の入力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と前記第２の出力端子に接続される出力端子を有し、前記一対の入力端子に入力される前記第１，第２の電圧を前記第２の電圧から前記第１の電圧を差し引いた差電圧に比例した電流に変換して前記第２の出力端子に出力する第２の電圧−電流変換手段と、
   を備えた電圧−電流コンバータであって、
   前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間の電圧に含まれるコモンモード成分を検出し、その検出値を前記第１の電圧−電流変換手段の一方の入力端子と前記第２の電圧−電流変換手段の一方の入力端子にそれぞれ帰還するコモンモード成分帰還手段を備えることを特徴とする、電圧−電流コンバータ。
2. 前記第１の電圧−電流変換手段は、第１のオペアンプと、その第１のオペアンプの負入力端子と前記第１の入力端子とに接続された第１の入力抵抗と、前記第１のオペアンプの正入力端子と前記第２の入力端子とに接続された第２の入力抵抗と、前記第１のオペアンプの出力端子と前記負入力端子とに接続された第１の帰還抵抗と、前記第１のオペアンプの出力端子と前記正入力端子及び前記第１の出力端子とに接続された第２の帰還抵抗とによって構成され、
   前記第２の電圧−電流変換手段は、第２のオペアンプと、その第２のオペアンプの負入力端子と前記第２の入力端子とに接続された第３の入力抵抗と、前記第２のオペアンプの正入力端子と前記第１の入力端子とに接続された第４の入力抵抗と、前記第２のオペアンプの出力端子と前記負入力端子とに接続された第３の帰還抵抗と、前記第２のオペアンプの出力端子と前記正入力端子及び前記第２の出力端子とに接続された第４の帰還抵抗とによって構成される、請求項１に記載の電圧−電流コンバータ。
3. 前記コモンモード成分帰還手段は、
   前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間の電圧の中間値を検出する一対の抵抗と、
   前記電圧の中間値を積分する積分回路と、
   前記積分回路から出力される信号の位相を反転し、前記第１のオペアンプ及び前記第２のオペアンプの負入力端子に帰還する位相反転回路と、
   を含む、請求項２に記載の電圧−電流コンバータ。
4. 前記コモンモード成分帰還手段は、
   前記第１のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの出力端子との間の電圧の中間値を検出する一対の抵抗と、
   前記電圧の中間値を積分し、その積分値を前記第１のオペアンプ及び前記第２のオペアンプの正入力端子に帰還する積分回路と、
   を含む、請求項２に記載の電圧−電流コンバータ。
5. 請求項１ないし４に記載の電圧−電流コンバータを備えたことを特徴とする、オーディオアンプ。

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