JP5175168B2 - 電流サンプリング方法と回路 - Google Patents

Description

本発明は、電流サンプリング方法と回路に関するものであって、特に、電流出力端を有するセンサーからの出力信号の捕捉専用ではない電流サンプリング方法と回路に関するものである。

多くのセンサー応用中、センサー装置（例えば、ダイオードやトランジスタ）は検出されるパラメータに基づく出力電流を生成する。電流センサーの応用範囲は大きく、あらゆるアプリケーションに適用される。例えば、検出されるパラメータは、光検出器の場合は光源レベルで、温度センサーの場合は温度である。センサーは、光源、温度、張力、或いは、その他の力等の物理的性質を測定する。

センサーの出力電流は通常、とても小さく、信号品質、特に、信号対ノイズ比を維持するために、通常、センサーの出力電流を増幅させる。この実施例中、電流のサンプリングが必要である。数個のセンサー（アレイ方式で配列）が同時に複数の出力電力を生成する状況下でも、電流のサンプリングが必要である。

公知の電流サンプリング回路は、特に、電流が小さい時、新しい信号を獲得するのに非常に時間がかかる。

図１は公知のサンプリング回路を示す図である。サンプリングされる電流は、例えば、光電流で、電流源１０で示される。電流は、Ｐ型駆動トランジスタＴ１ｐを流れ、ソースとゲート間に接続されるキャパシタＣ１を有する。よって、このキャパシタは、サンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧を保存することができる。

この回路は、トランジスタＴ１ｐのゲートとドレイン間に、第一スイッチＳ１（タイミングＣｌＫ１で制御）を有し、トランジスタＴ１ｐを導通させて、サンプリングされる電流を供給することができる。第二スイッチＳ２（タイミングＣｌＫ２で制御）は、トランジスタＴ１ｐをセンサーに結合し、第三スイッチＳ３（タイミングＣｌＫ３で制御）は、トランジスタＴ１ｐを、サンプリング回路の出力端に結合する。

図２で示されるように、サンプリング期間Ｓで、スイッチＳ１とＳ２が閉じ、スイッチＳ３が開く。サンプリングされた電流（本具体例では光電流）はトランジスタＴ１ｐを流れる。トランジスタＴ１ｐのゲートとドレイン上に存在する電圧は、トランジスタＴ１ｐ中でドレイン電流を生成する値で安定し、光電流に等しい。この電圧はキャパシタＣ１で保存される。維持期間Ｈで、スイッチＳ１とＳ２が開き、スイッチＳ３が閉じる。トランジスタＴ１ｐのゲートーソース電圧はＣ１で維持され、これにより、サンプリングされた光電流は、回路の出力端で得られる。

電流をサンプリングするのに必要な時間は（Ｃ１＋Ｃｄ）／ｇｍ１に比例し、Ｃｄはセンサー（フォトダイオード）のキャパシタンス、ｇｍ１はトランジスタＴ１ｐの相互コンダクタンスである。測定される電流が小さい時、トランジスタＴ１ｐは、サブスレショルド領域で操作する。この領域で、ｇｍ１の値はドレイン電流Ｉｄ１に比例する。よって、サンプリングされる電流が低い時、サンプリング期間が延長される。

サンプリング期間は図３の回路により短縮することができる。

Ｐ型トランジスタＴ１ｐは、Ｎ型トランジスタＴ１ｎにより代替し、インバータ増幅器２０は、トランジスタＴ１ｎのソースとゲート間に接続される。ストレージキャパシタＣ１は更に、ソースとゲート間に位置し、Ｎ型トランジスタは、高電圧線ＶＤＤに接続されるドレインを有する。このような配置により、サンプリング期間は（Ｃ１＋Ｃｄ）／（Ａ×ｇｍ１）に比例し、Ａはインバータ増幅器２０の増幅率である。Ｔ１ｎの相互コンダクタンスの有効値を増加させることにより、回路のサンプリング期間を減少させる。

スイッチＳ４（タイミングＣｌＫ４で制御）は増幅フィードバックループを開閉し、スイッチＳ５（タイミングＣｌＫ５で制御）は増幅器をリセットすることができる。

図４で示されるように、サンプリング期間Ｓで、スイッチＳ２とＳ４は閉じ、スイッチＳ３とＳ５が開き、Ｔ１のゲートは、ソース電圧の増幅転位が生じる。Ｔ１ｎのゲートソース電圧Ｖｇｓは、Ｃ１を経て保存される光電流に等しいドレイン電流を生成しなければならない。維持期間Ｈで、スイッチＳ４とＳ２は開き、Ｓ３とＳ５は閉じる。出力端はサンプリング電流を出力する。増幅器の入力端と出力端が接続されるので、センサーの接点（例えば、ダイオードの陰極）を維持することができる。

図３のキャパシタＣ１は、サンプリング期間中、インバータ増幅器２０の入力端と出力端に接続される。ミラー効果（ｍｉｌｌｅｒ ｅｆｆｅｃｔ）により、インバータ増幅器２０は入力端と接地間の等価キャパシタンスがＡ．Ｃ１なので、Ｃ１の有効値は増加する。この等価キャパシタはＣｄに並列されて、電流の速度を遅くする。

図３で示される回路はサンプリングの必要がある電流に制限される。サンプリングが必要な電流はゲートソース電圧を固定し、キャパシタンスＣ１中に保存する必要がある。仮に、サンプリングが必要な電流が３５０ｐＡの時、トランジスタＴ１ｎのゲートソース電圧は７００ｍＶで、トランジスタＴ１ｎのゲートソース電圧はインバータ増幅器の特定操作点に対応する。

図５はインバータ増幅器の特性を示す図である。縦軸はインバータ増幅器の増幅率を示し、横軸はインバータ増幅器の出力端電圧Ｖｏｕｔと入力端電圧Ｖｉｎ間の電圧差Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎである。サンプリング期間で、第二スイッチＳ２とＳ４が閉じるので、トランジスタＴ１ｎのソースがインバータ増幅器２０の入力端に結合され、ゲートはインバータ増幅器２０の出力端に結合される。よって、サンプリング期間中、図５の横軸はトランジスタＴ１ｎのゲートとソース間の電圧差とみてよい。図５から分かるように、インバータ増幅器の増幅率が最大値の時、異なる電圧（トランジスタＴ１ｎのゲートとソース間の電圧差）に対応する。また、インバータ増幅器２０は最も理想的な操作点で操作していない。これは、図３のアプローチの本質的限界である。

本発明は、電流サンプリング方法と回路を提供し、上述の問題を改善することを目的とする。

本発明の電流サンプリング回路は、電流サンプリングトランジスタ、キャパシタ装置、増幅器、及び、スイッチ装置からなる。キャパシタ装置は、電流サンプリング回路のゲートとソース間に位置し、サンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧を保存する。増幅器は、電流サンプリング回路トランジスタのゲートとソース間にフィードバックループを提供する。スイッチ装置は、キャパシタ装置上でサンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧をサンプリングするように回路を制御する。キャパシタ装置は、第一キャパシタ回路と第二キャパシタ回路からなり、第一サンプリング期間で、第一キャパシタ回路はゲートソース電圧をサンプリングする。第二サンプリング期間で、第一、第二キャパシタ回路は、ゲートソース電圧をサンプリングするように配置される。スイッチ装置は第一サンプリング期間のサンプリング結果に基づいて、第一、及び、第二サンプリング期間で、増幅器の操作点をシフトする。

この配置は、粗サンプリング期間で、回路中で用いられる増幅器の操作点を変化させ、特に、出力端の電圧を変化させる。よって、後続の微調整サンプリング期間で、増幅器は更に効果的に操作することができる。

スイッチ装置はスイッチからなり、第一サンプリング期間で、第一キャパシタ回路を電流サンプリングトランジスタのソースとゲート間に接続し、第二サンプリング期間で、第一、第二キャパシタ回路を電流サンプリングトランジスタのソースとゲート間に結合する。よって、異なる期間で、異なる回路構造を使用する。

スイッチ装置は、第一増幅出力スイッチと第二増幅出力スイッチを有する。第一サンプリング期間で、第一増幅出力スイッチは、増幅器の出力端と電流サンプリングトランジスタのゲートを接続する。第二サンプリング期間で、第二増幅出力スイッチは、増幅器の出力端を第一、及び、第二キャパシタ回路の間の接点に結合する。よって、増幅器の出力端電圧を変化させることにより、増幅器の操作要素を変更することができる。

好ましくは、第一、第二サンプリング期間中にリセット期間があり、増幅器の出力端と入力端は結合される。

第一、或いは、第二キャパシタ回路は、第一キャパシタと第二キャパシタを有する。第一キャパシタは第二キャパシタに直列される。サンプリング期間で、第一、第二キャパシタの間の接点は参考電位に結合される。よって、ミラー効果を解決することができる。

本発明は電流サンプリング回路を提供する。本回路は、電流サンプリングトランジスタ、キャパシタ、増幅器、及び、スイッチ装置からなる。キャパシタは電流サンプリングトランジスタのゲートとソースの間に設置されて、サンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧を保存する。増幅器は、電流サンプリングトランジスタのゲートとソース間にフィードバックループを提供する。スイッチ装置は、キャパシタ上でサンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧をサンプリングする。キャパシタは第一キャパシタと第二キャパシタを有する。第一キャパシタは第二キャパシタに直列される。スイッチ装置はスイッチで、第一、第二キャパシタ間の接点を参考電位に結合する。本発明の電流サンプリング回路はセンサー回路の一部として使用され、生成される出力電流をサンプリングする。

本発明は、電流サンプリング方法を提供する。第一サンプリング期間で、増幅器により、電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧をゲートに提供し、第一キャパシタ回路上でサンプリングされる電流に対応するゲートソース電圧がサンプリングされ、サンプリングされたゲートソース電圧は、増幅器の操作点をシフトする。第二サンプリング回路で、増幅器は、電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧はゲートに提供され、キャパシタ上でサンプリングされる電流に対応するゲートソース電圧がサンプリングされる。キャパシタは、第一キャパシタ回路と第二キャパシタ回路とからなる。

本発明は、電流サンプリング方法を提供する。サンプリング期間で、増幅器により、電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧をゲートに提供し、キャパシタ回路上でサンプリングされる電流に対応するゲートソース電圧がサンプリングされる。キャパシタ回路は直列された第一キャパシタと第二キャパシタを有し、サンプリング期間で、第一、第二キャパシタ間の接点を参考電位に結合する。

維持期間で、サンプリングされた電流を出力端に提供し、第一、第二キャパシタ間の接点と参考電位を隔離する。

これらの方法は、本発明の回路の使用に対応する。本電流サンプリング方法は信号検出方法の一部として用いることができ、センサーは検出機能を実行し、これにより、本発明のサンプリング方法によりサンプリングされる電流出力を生成する。

よって、本発明が提供する回路と方法は二アプローチある。一つは、サンプリング期間でミラー効果を除去する方法である。この方法は、ミラー効果により増加するキャパシタンスを二つの直列キャパシタに分割し、それらのコモン端と参考電位、例えば、接地を接続する。

もう一つは、二工程のサンプリングアプローチである。第一サンプリング期間で、粗電圧値がキャパシタに保存され、第二サンプリング期間で、インバータ増幅器の操作点をシフトする。この方法で、第二サンプリング期間中、インバータ増幅器は高増幅率で操作し、よって、サンプリング時間を短縮し、トランジスタの特性を変化させる必要がない。上述の二種の方法は一回路、或いは、一方法中に整合することができる。

ミラー効果を除去し、インバータ増幅器は高増幅率で操作し、サンプリング時間を短縮し、トランジスタの特性を変化させる必要がない。

本発明は上述の二問題の方策を提供し、即ち、ミラー効果によるキャパシタンス問題と増幅器操作点問題である。センサー回路がどのようにしてこれらの問題を解決するか説明する。

図６の回路とタイミング図によりミラー効果を解決し、特に、図３の回路のサンプリング期間を短縮する。ミラー効果により増加するキャパシタンスＣ１は二つのキャパシタＣ１ａとＣ１ｂに分割される。この回路は、第一、第二キャパシタＣ１ａとＣ１ｂ間の接点を参考電位ＶＳＳ１に結合するスイッチＳ４’を有する。スイッチＳ４’はスイッチＳ４と同一の信号にクロックされる。よって、サンプリング期間Ｓで、増幅器はフィードバックループに接続され、接点は固定電位で維持される。

この方法で、ミラー効果が解決され、回路の設定時間が改善される。サンプリング期間Ｓ中、キャパシタＣ１ａとＣ１ｂは、固定電位（接地）に接続される一端子を有し、よって、Ｃ１ａは、インバータ増幅器の出力により駆動されるキャパシタとして見られ、Ｃ１ｂは、インバータ増幅器の入力キャパシタとして見られる。

維持期間Ｈで、キャパシタＣ１ａとＣ１ｂは直列され、Ｃ１ａとＣ１ｂが保存する総電圧は、トランジスタＴ１ｎにサンプリング電流を提供させる。トランジスタＴ１ｎは電流サンプリングトランジスタと称される。

図６の回路において、サンプリングされる電圧が変化する速度に対し特別な注意が必要である。電流変化が速過ぎると、サンプリングされた電流は標的電流以下になり、その後、時間をかけて修復し、回路を本質的に遅くする。

図７の回路とタイミング図は、増幅器の操作点問題を解決し、ダブルサンプリング方法を実行する。

時間は、第一サンプリング期間Ｓａ、リセット期間Ｒ１、第二サンプリング期間Ｓｂ、及び、維持期間Ｈに分けられる。

回路は、電流サンプリングトランジスタＴ１ｎのゲートとソース間に直列のキャパシタＣ１、Ｃ２を有し、サンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧を保存する。回路は、第一サンプリング期間Ｓａで、第一キャパシタＣ１上でサンプリングされる電流に対応するゲートーソース電圧をサンプリングするように制御され、第二サンプリング期間Ｓｂで、直列された第一、第二キャパシタ上のゲートーソース電圧をサンプリングするように制御される。

第一サンプリング期間は、粗サンプリング期間と見なされ、第二、第一微調整サンプリング期間で、増幅器２０の操作点を設定することが主な用途である。

第六スイッチＳ６（期間ｃｌｋ６で制御）は、第一キャパシタＣ１を、電流サンプリングトランジスタのソースとゲート間に接続するか（第一期間）、或いは、第一、第二キャパシタＣ１、Ｃ２を、直列で、電流サンプリングトランジスタＴ１ｎのソースとゲート間に接続するか決定する（第二期間）。

増幅器２０の出力端は、第一期間で、第四スイッチＳ４によりゲートに接続されるか、第二期間で、第七スイッチＳ７により、第一、及び、第二キャパシタＣ１、Ｃ２間の接点に接続される。この方法で、キャパシタＣ１上の電圧は、増幅器の操作点を定義する。

第一サンプリング期間Ｓａで、スイッチＳ２とＳ４は閉じ、スイッチＳ３、Ｓ５、Ｓ７は開く。よって、キャパシタＣ２はその後短絡し、トランジスタＴ１ｎは、キャパシタＣ１に保存される粗電圧（Ｔｉｎのゲートソース電圧Ｖｇｓ）に基づいて、サンプリング電流を提供する。

リセット期間Ｒ１で、スイッチ５（期間Ｃｌｋ５）が閉じる。これで、増幅器入力端と出力端が接続され、スイッチＳ４が開き、増幅器がリセットされ、フィードバック機能を提供しない。

リセット期間で、インバータ増幅器２０がスレショルドで偏向し、Ｔ１ｎのソースはその後、スレショルドまで増幅される。ソースーゲートキャパシタＣ１の一端が高インピーダンスなので、Ｔ１ｎのゲートはソースドレイン電圧の変化により変化する。キャパシタＣ２はインバータ増幅器両端で短絡する。

第二サンプリング期間Ｓｂで、スイッチＳ６とＳ５が開き、スイッチＳ７は閉じる。増幅器出力端はキャパシタ間の接点に接続され、両キャパシタはトランジスタのゲートとソース間に位置する。

第二サンプリング期間Ｓｂで、キャパシタＣ１は粗電圧を維持する。よって、第一、第二サンプリング期間で、キャパシタＣ１は粗電圧を保存する。キャパシタＣ２が保存する電圧はトランジスタＴ１ｎのゲートソース電圧を修正する。

インバータ増幅器の操作点は、キャパシタＣ１に保存された粗電圧により、高増幅率にシフトする。

リセット期間Ｒ１により、トランジスタＴ１ｎのドレインが第二サンプリング期間Ｓｂの開始点で急増するのを防止する。急増の原因は、第七スイッチＳ７が閉じ、キャパシタＣ１の一端子が増幅したソース電圧と見なされるからで、トランジスタＴ１ｎのゲート電圧に結合されて、余分な電流を形成する。

リセット期間Ｒ１で、インバータ増幅器をリセットするので、キャパシタＣ１とＣ２の端子で、正確な電圧を生成する。

維持期間Ｈで、第三スイッチＳ３と第五スイッチＳ５が閉じ、第二スイッチＳ２と第七スイッチＳ７が開く。キャパシタＣ１とＣ２はその後、直列されるので、キャパシタＣ１とＣ２の総電圧は、粗電圧と微調整電圧の合計である。キャパシタＣ１とＣ２の総電圧はトランジスタＴ１ｎの最終ゲートーソース電圧である。
トランジスタＴ１はキャパシタＣ１とＣ２の総電圧に基づいて、サンプリング後の電流を出力端に提供する。

図７ｂのダブルサンプリング期間とサンプリング電流の変化量は関係しない。

図８ａは本発明の電流サンプリング回路のもう一つの実施例を示す図である。

図８ｂは、図８ａのクロック信号を制御することを示す図である。本実施例中、ミラー効果と関連するキャパシタンス（図７ａのＣ２）を分割することにより、サンプリング期間を短縮することができる。ミラー効果は図６ａで説明済みである。

図８ａは図７ａと類似しているが、異なるのは、図８ａはプレチャージトランジスタＰ１、Ｐ２を有し、図７ａのキャパシタＣ２はキャパシタＣ２ａとＣ２ｂに分割されることである。第八スイッチＳ８は、クロック信号ｃｌｋ８（図８ｂで示される）に基づいて、キャパシタＣ２ａとＣ２ｂの間の接点を固定電位に接続する。

第一サンプリング期間Ｓａ、第二サンプリング期間Ｓｂ、及び、リセット期間Ｒ１で、第八スイッチＳ８は閉じ、維持期間Ｈで、第八スイッチＳ８は開く。

図８ａの回路はプレチャージトランジスタＰ１、Ｐ２を有するので、図８ｂ中、プレチャージ期間ＰＲが必要である。

プレチャージトランジスタＰ１はトランジスタＴ１ｎのゲートと高電圧ＶＤＤ間に接続される。プレチャージトランジスタＰ２はトランジスタＴ１ｎのドレインと高電圧ＶＤＤ間に接続される。プレチャージトランジスタＰ１、Ｐ２は、それぞれ、クロック信号ｃｌｋ９、及び、Ｃｌｋ１０により制御される。

プレチャージ期間、プレチャージトランジスタＰ１は導通し、プレチャージトランジスタＰ２は導通しない。同時に、第二スイッチＳ２、第六スイッチＳ６、及び、第八スイッチＳ８は閉じる。プレチャージトランジスタＰ１は高電圧ＶＤＤをトランジスタＴ１ｎのゲートに伝送し、トランジスタＴ１ｎのソースはインバータ増幅器のスレショルドで偏向する。よって、Ｃ１、Ｃ２ａ、及び、Ｃ２ｂは高電圧ＶＤＤの約半分ＶＤＤ／２である。

プレチャージトランジスタＰ２はトランジスタＴ１ｎと高電圧ＶＤＤから隔離されて、余分な電流がトランジスタＴ１ｎに流入するのを防止する。プレチャージ期間、次の第一サンプリング期間Ｓａ時、トランジスタＴ１ｎを流れる初期電流が、サンプリングに必要な光電流より大きいよう確保し、トランジスタＴ１ｎを流れる初期電流は、キャパシタＣ１に保存される電圧により決定される。このような条件下で、サンプリング回路は、光電流の変化量をすぐに知ることが出来、よって、快速なサンプリング時間を提供することができる。その他の期間（第一サンプリング期間Ｓａ、リセット期間Ｒ１、第二サンプリング期間Ｓｂ、及び、維持期間Ｈ）中、プレチャージトランジスタＰ１は導通せず、プレチャージトランジスタＰ２は導通する。よって、トランジスタＴ１ｎのドレインは高電圧ＶＤＤに接続され、相関する説明はその他の回路と相同である。

この回路は特に、センサーの応用中に用いられ、特に、小さい電流を検出する時、電流の変化を即時に知ることが出来る。例えば、輝度、温度、或いは、ＤＮＡ混成（ｈｙｂｒｉｄｉｚａｔｉｏｎ）の検出時、小さい電流を検出する必要がある。

本発明はディスプレイ装置にも応用でき、光センサーの出力信号を処理する。光線を検出して、ディスプレイの輝度が外界光線の強度によって変化する。ディスプレイの輝度制御方式は当該技術を熟知する者なら理解できる。

上述の回路結果は実施例の一部であり、トランジスタで回路内のスイッチを代替することができる。電流サンプリング回路をその他の装置（例えば、ディスプレイ）の基板上に整合する時、電流サンプリング回路中のスイッチにより基板上のその他の回路素子を制御することもできる。

本発明では好ましい実施例を前述の通り開示したが、これらは決して本発明に限定するものではなく、当該技術を熟知する者なら誰でも、本発明の精神と領域を脱しない範囲内で各種の変動や潤色を加えることができ、従って本発明の保護範囲は、特許請求の範囲で指定した内容を基準とする。

公知の電流サンプリング回路を示す図である。 図１の回路のタイミング図である。 公知の電流サンプリング回路を示すもう一つの図である。 図３の回路のタイミング図である。 増幅器の操作点を示す図である。 タイミング図に関連する本発明の電流サンプリング回路の第一実施例を示す図である。 図６ａの回路のタイミング図である。 タイミング図に関連する本発明の電流サンプリング回路の第二実施例を示す図である。 図７ａの回路のタイミング図である。 タイミング図に関連する本発明の電流サンプリング回路の第三実施例を示す図である。 図８ａの回路のタイミング図である。

符号の説明

Ｔ１ｐ、Ｔ１ｎ トランジスタ
１０ 電流源
Ｓ４’ スイッチ
Ｓ１〜Ｓ８ 第一〜第八スイッチ
Ｃｌｋ１〜ｃｌｋ１０ クロック信号
Ｓ、Ｓａ、Ｓｂ サンプリング期間
Ｒ１ リセット期間
Ｈ 維持期間
ＰＲ プレチャージ期間
Ｃ１、Ｃｄ、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ２、Ｃ２ａ、Ｃ２ｂ キャパシタ

Claims (10)

1. 電流サンプリング回路と、サンプリング電流の電流出力端を有するセンサーと、からなり、
   前記電流サンプリング回路は、
   電流サンプリングトランジスタと、
   前記電流サンプリングトランジスタのゲートとソース間に位置し、サンプリングされる電流に対応するゲート−ソース電圧を保存するキャパシタ装置と、
   前記電流サンプリング回路トランジスタのゲートとソース間にフィードバックループを提供する増幅器と、
   前記キャパシタ装置上でサンプリングされる電流に対応するゲート−ソース電圧をサンプリングするように前記回路を制御するスイッチ装置と、
   からなり、
   前記キャパシタ装置は、第一サンプリング期間でゲートソース電圧をサンプリングする第一キャパシタ回路と、第二キャパシタ回路と、からなり、第二サンプリング期間で、前記第一、第二キャパシタ回路は、前記ゲートソース電圧をサンプリングするように配置され、
   前記スイッチ装置は前記第一サンプリング期間のサンプリング結果に基づいて、前記第一、及び、前記第二サンプリング期間で、前記増幅器の操作点をシフトすることを特徴とするセンサー回路。
2. 前記スイッチ装置は、前記第一サンプリング期間で、前記増幅器の出力端と前記電流サンプリングトランジスタのゲートを接続する第一増幅出力スイッチと、前記第二サンプリング期間で、前記増幅器の出力端を前記第一、及び、前記第二キャパシタ回路の間の接点に結合する第二増幅出力スイッチと、を有し、前記スイッチ装置は、前記第一、及び、前記第二サンプリング期間中にリセット期間を提供し、前記増幅器の入力端と出力端を接続することを特徴とする請求項１に記載のセンサー回路。
3. 前記スイッチ装置は、前記電流サンプリングトランジスタを電流源に接続するサンプリングスイッチと、前記電流サンプリングトランジスタを前記回路の出力端に接続する出力スイッチと、を有することを特徴とする請求項１に記載のセンサー回路。
4. 前記第一、及び、第二キャパシタ回路は、直列の第一、第二キャパシタを有し、前記スイッチ装置は、前記第一、及び、前記第二キャパシタ間の接点を参考電位に接続するスイッチを含むことを特徴とする請求項１に記載のセンサー回路。
5. センサー回路であって、電流サンプリング回路と、サンプリング電流の電流出力端を有するセンサーと、からなり、前記電流サンプリング回路は、
   電流サンプリングトランジスタと、
   前記電流サンプリングトランジスタのゲートとソース間に位置し、サンプリングされる電流に対応するゲート−ソース電圧を保存するキャパシタ装置と、
   前記電流サンプリング回路トランジスタのゲートとソース間にフィードバックループを提供する増幅器と、
   前記キャパシタ装置上でサンプリングされる電流に対応するゲート−ソース電圧をサンプリングするように前記回路を制御するスイッチ装置と、
   からなり、
   前記キャパシタ装置は、直列された第一、第二キャパシタを有し、前記スイッチ装置は、前記第一と第二キャパシタ間の接点を参考電位に接続するスイッチを含むことを特徴とするセンサー回路。
6. 信号検出方法であって、
   センサーにより、検出機能を実行し、出力電流を生成する工程と、
   第一サンプリング期間で、
   増幅器により電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧をゲートに提供する工程と、
   第一キャパシタ回路上でサンプリングされる電流に対応する前記ゲートソース電圧をサンプリングする工程と、
   サンプリングされたゲートソース電圧により、前記増幅器の操作点をシフトする工程と、
   第二サンプリング期間で、
   前記増幅器により、前記電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧を前記ゲートに提供する工程と、
   前記第一キャパシタ回路、及び、第二キャパシタ回路からなるキャパシタ上でサンプリングされる電流に対応する前記ゲートソース電圧をサンプリングする工程と、
   からなることを特徴とする信号検出方法。
7. 前記第一サンプリング期間で、
   前記電流サンプリングトランジスタのソースとゲート間で、前記第一キャパシタ回路を接続する工程と、
   前記増幅器の出力端と前記電流サンプリングトランジスタのゲートを接続する工程と、
   前記第二サンプリング期間で、
   前記電流サンプリングトランジスタのソースとゲート間で、前記第一、及び、第二キャパシタ回路を接続する工程と、
   前記増幅器の出力端と前記第一、第二キャパシタ回路間の接点を接続する工程と、
   からなることを特徴とする請求項６に記載の信号検出方法。
8. 更に、前記第一、及び、第二サンプリング期間中に、リセット期間を提供し、前記増幅器の入力端と出力端を接続する工程を含むことを特徴とする請求項６に記載の信号検出方法。
9. サンプリング期間で、前記電流サンプリングトランジスタと電流源を接続し、維持期間で、前記回路の出力端を接続し、前記第一、及び、第二キャパシタ回路は、直列された第一、及び、第二キャパシタを有し、前記方法は、更に、前記サンプリング期間で、前記第一、及び、第二キャパシタ間の接点を参考電位に接続する工程を含むことを特徴とする請求項６に記載の信号検出方法。
10. 信号検出方法であって、
    センサーにより、検出機能を実行し、出力電流を生成する工程と、
    サンプリング期間で、
    増幅器により電流サンプリングトランジスタのソース電圧を増幅し、増幅電圧をゲートに提供する工程と、
    直列された第一、及び、第二キャパシタを有するキャパシタ回路上でサンプリングされる電流に対応するゲートソース電圧をサンプリングし、前記サンプリング期間で、前記第一、及び、第二キャパシタ間の接点を参考電位に接続する工程と、
    維持期間で、
    前記増幅電流を出力端に提供し、前記第一、及び、第二キャパシタ間の接点と前記参考電位から隔離する工程と、
    からなることを特徴とする信号検出方法。

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