JP5096454B2 - オンボード電源電圧リップルに対してロバストに電磁制御弁の電流を制御するための制御装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、オンボード電源のリップルに対してロバストに自動車ハイドロリックユニット向けの電磁制御弁の電流を制御する自動車制御装置に関するものであり、電磁制御弁の電流の制御と同時に、閉ループ回路の操作量として目標電流の飛びに対する動特性を改善する。

例えば自動車の自動変速機では、ハイドロリックユニットとして、ギア選択およびシフトチェンジを実現する種々のクラッチおよび／またはブレーキが液圧式に操作される。とりわけ自動車では、液圧式に操作されるクラッチおよび／またはブレーキはシャフトの結合または固定に使用される。この液圧操作は、これらのクラッチおよびブレーキの圧媒体の流量および液圧がいわゆる電磁制御弁とそのディジタル閉ループ回路とによって調整されるように行われる。それぞれの電磁制御弁の通過量は弁を流れるコイル電流に依存し、電流制御器により制御される。このために、それぞれの閉ループ回路のフィードバックパスには測定素子またはセンサが設けられており、この測定素子またはセンサを用いて電磁制御弁を流れる実際電流が求められ、ディジタル制御器の、特にＰＩＤ制御器の入力側に渡される。圧媒体の液圧は、電磁制御弁の既知の特性図に基づき、測定された電磁制御弁を流れる電流から導き出される。

実際には、それぞれの自動車のオンボード電源電圧または供給電圧は不安定である可能性がある。とりわけ、オンボード電源電圧または供給電圧は種々の要因により数ボルトまで変動することさえあり得る。オンボード電源の供給電圧のこのような変動はそれぞれの電磁制御弁を流れる電流にも伝わるため、電磁制御弁の閉ループ回路の制御量に雑音が印加されてしまう。特に雑音が周期的である場合には、雑音の不都合な周波数（共振周波数）が、実際電流の、すなわち、閉ループ回路の電流制御器の出力側の制御量の、不所望な振動または急騰さえ生じさせることがあり得る。これに対しては、ディジタル閉ループ回路のフィードバックパス内にある遅いフィルタ、すなわち、フィルタ時間の大きなフィルタで対抗することができるだろう。だが、これでは結果的にディジタル制御器自体も不活発ないし遅くしてしまう。制御器の不活発な挙動はもちろん実用では不所望である。というのも、例えば自動変速機では、特に飛びのある目標電流推移を伴うシフトの際には、制御器の迅速な応答が必要とされるからである。

本発明の課題は、自動車ハイドロリックユニット用の電磁制御弁の電流の制御を改善するために、オンボード電源電圧のリップルに対して十分にロバストであると同時に、電磁制御弁の目標電流推移における意図的な飛びを迅速に補償する十分に高い動特性を有する自動車制御装置を提供することである。

この課題は、冒頭に記した形式の自動車制御装置において、ディジタル閉ループ回路のフィードバックパスに、目標電流のレベル変化によりフィルタ時間が動的に調整される少なくとも１つの適応補正フィルタを設けることにより解決される。

電磁制御弁向けのディジタルまたは離散閉ループ回路のフィードバックパス内の少なくとも１つのフィルタのフィルタ時間を電磁制御弁の所望の目標電流のレベル動特性またはレベル変化に応じて切換可能とすることにより、閉ループ回路は一方では目標電流の所望の飛びに高い動特性をもって、すなわち、迅速な補償動作をもって反応することができる。他方で、閉ループ回路は、静的な状態では、すなわち、目標電流のレベル変化が少ないときには、オンボード電源電圧のリップルに対して十分に安定ないしロバストなままである。

本発明による制御装置はとりわけ、所望のシフト動作の実行速度に対する快適さ要求とオンボード電源のゆらぎに対する不感度への要求がともに高いオートマチックトランスミッションのギア制御ユニットとして適している。

本発明はまた、自動車ハイドロリックユニット用の制御装置のディジタル閉ループ回路での電磁制御弁の電流の制御へのオンボード電源電圧のリップルの影響を低下させるとともに、閉ループ回路の操作量として目標電流の飛びに対する動特性を改善するための方法に関するものであり、ディジタル閉ループ回路のフィードバックパスにおいて、少なくとも１つの適応補正フィルタのフィルタ時間を目標電流のレベル変化に応じて調整することを特徴とする。

本発明のその他の展開形態は従属請求項に示されている。

以下では、本発明とその展開形態を図面に基づき詳細に説明する。

図１には、自動車ハイドロリックユニットの電磁制御弁のコイル電流を調節するディジタル閉ループ回路を備えた本発明による自動車制御装置の実施例としてギア制御ユニットが概略的に示されており、
図２には、図１のギア制御ユニットのディジタル閉ループ回路のフィードバックパスにおいて電磁制御弁の目標電流のレベル変化に応じて速い補正フィルタと遅い補正フィルタが動的に切り換えられる場合の制御比が、例示的な電流グラフにより示されており、
図３には、図１のギア制御ユニットのディジタル閉ループ回路のフィードバックパスにおいてディジタル制御器の出力された操作量のＤ成分に応じて補正フィルタが切り換えられる場合の制御比が、別の例示的な電流グラフにより示されている。

図１および３において、同じ機能および効果を有する要素にはそれぞれ同一の参照記号が付されている。図１には、自動車ハイドロリックユニットにおいて電気的なコントロールエレメントないしはアクチュエータＥＰを用いて圧媒体の、とりわけ、例えば圧媒油のような圧媒液の、体積流Ｑを調整するために使用される制御装置として、ギア制御ユニットＣＯが例示的に概略図で示されている。ギア制御ユニットＣＯは有利にはオートマチックトランスミッション用のオートマチックトランスミッション制御装置として形成されている。電気的コントロールエレメントないしアクチュエータＥＰは、主構成要素として、高電位ドライバ段ＨＳＤと低電位ドライバ段ＬＳＤの間に電磁制御弁ＣＶを有している。電磁制御弁ＣＶのコイル電流Ｉの調整により、作動シリンダ内のアーマチュアＡＮは様々な深さでハイドロリックユニットＨＰの体積流Ｑの中に沈み込む。図面を簡潔にするため、アーマチュアＡＮは図１では矢印だけで示されている。ハイドロリックユニットＨＰは実際には少なくとも１つのクラッチＣＬおよび／または少なくとも１つのハイドロリックブレーキにより形成されている。クラッチＣＬまたはハイドロリックブレーキは自動車のトランスミッションＴＲと作用結合している。電磁制御弁ＣＶのコイル電流Ｉは特性図を介してハイドロリックユニットＨＰ内の体積流Ｑの所定の液圧に対応付けられている。

電磁制御弁ＣＶのコイル電流Ｉを目標電流の所定の時間的推移へとできるだけ正確かつ迅速に制御するために、すなわち、同じことであるが、ハイドロリックユニットＨＰ内でコイル電流Ｉに相応して体積流Ｑの圧力の所望の時間的推移を形成するために、ギア制御ユニットＣＯはディジタル閉ループ回路ＣＬＳのフォワードパスＦＰ内に動的なディジタル制御器ＰＣ、とりわけＰＩＤ制御器を有している。制御器ＣＶは高電位ドライバ段ＨＳＤを介してハイドロリックユニットＨＰの電磁制御弁ＣＶに操作量信号ＡＳを出力する。ここで、電磁制御弁ＣＶとハイドロリックユニットＨＰは閉ループ回路ＣＬＳのプラントの一部を形成している。プラントの別の構成要素としては、電磁制御弁ＣＶの実際電流ＣＶＳを測定する測定素子ないしセンサがある。この測定素子はディジタル閉ループ回路ＣＬＳのフィードバックパスＦＢの入力側の部分区間にあり、低電位ドライバ段ＬＳＤにつながっている。この実施例では、測定素子ＧＭは検流計により形成されている。なお、この検流計は電磁制御弁ＣＶのその時その時の電圧を所定の電気抵抗を介して電磁制御弁ＣＶの実際電流ＣＶＳの尺度として求めるものである。測定された電圧値はオームの法則に従い相応のＡ／Ｄ変換により対応する離散的な実際電流値ＣＶＳに換算される。必要に応じて、電磁制御弁への電圧供給を逆の電位で行ってもよい。

測定された離散的な実際電流値ＣＶＳは測定素子ＧＭからフィードバックパスＦＢの適応補正フィルタＫＦＩに転送される。なお、適応補正フィルタＫＦＩのフィルタ時間は動的に調整可能である。補正フィルタＫＦＩは図１では１点鎖線の枠で表されている。補正フィルタＫＦＩは第１の遅いフィルタＦＩ１と第２の速いフィルタＦＩ２とから形成されており、第１のフィルタＦＩ１の静的フィルタ時間ＦＴ１は比較的長く、第２のフィルタＦＩ２の静的フィルタ時間ＦＴ２は比較的短い。したがって、ＦＴ１＞ＦＴ２である。第１のフィルタＦＩ１はフィードバックパスＦＢの第１の分岐路ＢＲ１にフィードバック方向（閉ループ回路出力側から閉ループ回路の入力側への方向から見て）で配置されている。第２のフィルタＦＩ２は第１のフィルタＦＩ１に並列してフィードバックパスＦＢの第２の分岐路ＢＲ２に配置されている。

例えばＦＩ１ないしＦＩ２のような各フィルタのフィルタ時間ＦＴ１ないしＦＴ２は、有利にはフィルタのステップ応答の整定時間により表される。これらのフィルタ時間は特に、各フィルタのステップ応答が０ｄＢから一定値ＫｄＢまで上昇する間の時間である。これらのフィルタ時間は、各フィルタが入力信号のレベルの飛びに対して出力側で相応するレベルの飛びで反応するために必要とする期間を特徴付けるものである。各フィルタのカットオフ周波数が高ければ高いほど、整定時間は短くなる。一般的に言えば、各フィルタのステップ応答のエッジ急峻度は各フィルタのフィルタ構造に遅延素子が多ければ多いほど低くなる。それには比較的長い整定時間が伴う。離散的なフィルタ構造において遅延素子が少なければ少ないほど、各ディジタル補正フィルタのステップ応答のエッジは急峻になり、整定時間は短くなる。整定時間の短いフィルタは整定時間の長いフィルタよりも速く入力側のレベル飛びに反応し、追随することができる。

各フィルタが例えば平均値算出器として形成されていれば、フィルタの整定時間は周波数領域における伝達関数の次数によって、したがってまた離散インパルス応答の長さによって決まる。これは、言い換えれば、印加された入力信号について所定の幅ｎＴの窓にわたり離散的な平均値算出をクロック周期Ｔで行う離散フィルタの反応が緩慢であればあるほど、平均値算出に使用される離散入力信号値の個数は多くなるということである。なお、離散入力信号値は全体として１つの補正された離散出力値としてフィルタの出力側に生じる。逆に、このような平均値を算出するフィルタのフィルタ時間が短ければ短いほど、平均値算出に使用される離散入力値の個数は少なくなる。これらの離散入力値は全体として１つの平均された出力値を生じる。これにはフィルタの短い整定時間が付随するため、このフィルタは入力側でのレベル飛びにより迅速に追随することができる。

様々なフィルタに平均値算出器を使用する代わりに、有利にはＰＴ１又はＰＴ２、すなわち、１次又は２次の遅延素子を単純なローパスフィルタとして使用するようにしてもよい。また、その他のローパスフィルタも有効でありうる。

特にこの実施例では、低速フィルタＦＩ１は、制御量ＣＶＳの平滑化フィルタとして、オンボード電源電圧リップルによる雑音を大幅に除去し、これらの雑音が減算素子ＤＩＦに伝わるのを大幅に防止する。

第１のフィルタＦＩ１の分岐路ＢＲ１又は第２のフィルタＦＩ２の分岐路ＢＲ２は、適応補正フィルタＫＦＩの後段に配置されたフィードバックパスＦＢ内の切換素子ＳＷによりフィードバックパスＦＢに挿入され、フィードバックパスＦＢにおいて、閉ループ回路ＣＬＳの制御量として機能する測定された実際電流値ＣＶＳに作用する。なお、切換素子ＳＷは分析／制御ユニットＤＡにより操作される。このために、分析／制御ユニットＤＡは、閉ループ回路ＣＬＳのフィードフォワードパスＦＰの入力側に供給される離散目標電流値ＳＳのレベル動特性を評価する。分析／制御ユニットＤＡによる切換装置ＳＷの操作は、図１では、制御矢印ないし作用矢印ＳＬ１によって示されている。

分析／制御ユニットＤＡは、例えば目標電流ＳＳが近似的に一定である、すなわち、準静的なプロファイルを有していることを確認した場合、切換素子ＳＷを用いて緩慢な第１のフィルタＦＩ１を持つ分岐路ＢＲをフィードバックパスＦＢに接続する。この第１のフィルタＦＩ１は比較的長いフィルタ時間ＦＴ１を有しているため、緩慢に反応するので、オンボード電源の電圧リップルないし電圧揺らぎにより生じる制御量ＣＶＳの雑音に対して十分に不感であり、したがってロバストである。これらは、長いフィルタ時間と、平滑化を行う平均値算出の際に考慮される多数の測定された離散的な実際電流値とに基づいて、大幅に平均化される。このようにして、第１のフィルタＦＩ１は、オンボード電源の電圧揺らぎによる雑音が大幅に除去された補正済み制御量ＣＣＶを出力側に生じさせる。

これに対して、分析／制御ユニットＤＡは、目標電流ＳＳが短期的に高いレベル動特性を有することを確認した場合、切換素子ＳＷを用いて、フィードバックパスＦＢ内の第１のフィルタＦＩ１の分岐路ＢＲ１をスイッチオフし、その代わりにフィルタ時間ＦＴ２の短い第２のフィルタＦＩ２の分岐路ＢＲ２をフィードバックパスＦＢに挿入する。フィルタＦＩ２の整定時間が短いおかげで、制御量ＣＶＳは測定された実際のＣＶＳの急速な飛躍的変化に追従することができる。でなければ、目標電流ＳＳのレベル変化は大きな制御偏差ＤＩＳにつながり、制御器ＰＣがこの制御偏差ＤＩＳを操作量ＡＳのレベルの飛びに変換してしまう。これは電磁制御弁のコイル電流Ｉを飛躍的に増大させることにつながり、このことがさらに測定された実際のＣＶＳの飛びをもたらす。したがって、迅速に応答する補正フィルタＦＩ２により、制御器ＰＣは目標電流ＳＳの所望のレベル飛びを電磁制御弁ＣＶにおける実際電流Ｉの相応するレベル飛びに迅速に変換することができるようになる。この場合、閉ループ回路ＣＬＳ全体は高い動特性を有する、つまり、目標電流推移ＳＳの所望の変化に対する迅速な応答特性を有する。

図２は、電流グラフに基づき、互いに異なるフィルタ時間ＦＴ１，ＦＴ２を有する２つのフィルタＦＩ１，ＦＩ２の間での動的切換が入力側の目標電流ＳＳのレベル変化に依存してどのようにして行われるかを示している。電流グラフの横軸には時間ｔがプロットされており、縦軸には電流ｉがプロットされている。目標電流ＳＳの時間的推移は実線によって示されている。目標電流値ＳＳはまず時点ｔ₀から時点ｔ_xまでの期間において実質的に一定値Ｕ１で推移する。時点ｔ_xにおいて目標電流値ＳＳはより高い新たなレベル値０１まで電流変化値ΔＳ１だけ飛躍し、所定の期間の間このレベル値を維持する。時点ｔ₀から時点ｔ_xまでの間の下方目標電流値Ｕ１のレベルでの実質的に一定の推移は図２ではＵＫで表されており、時点ｔ_x以降のより高いレベル０１での実質的に一定の電流推移は図２ではＯＫで表されている。図２では、下方の一定の目標電流推移ＵＫと上方の目標電流推移ＯＫの間の飛びの位置に参照記号ＳＴが付されている。分析／制御ユニットＤＡは閉ループ回路ＣＬＳの入力側において減算器ＤＩＦＦの前段にあって、閉ループ回路ＣＬＳの制御クロックに従って目標電流ＳＳのレベル特性を監視する。分析／制御ユニットＤＡは、目標電流ＳＳのレベル変化が所定の閾値ΔＬを超えていないと判断する限り、長いフィルタ時間ＦＴ１の低速補正フィルタＦＩ１がアクティブであるようにフィードバックパスＦＢ内のスイッチＳＷを制御する。そうすれば、オンボード電源電圧の揺らぎに起因する制御量ＣＶＳへの雑音を除去する、とりわけ、平均化することができるため、ディジタル制御器ＰＣの誤制御が防止される。電磁制御弁ＣＶのコイル電流Ｉはオンボード電源電圧の揺らぎにより雑音に曝されるが、これらの雑音は図１では雑音矢印ＤＳＳで表されている。図２の実施例では、低速フィルタＦＩ１は実質的に一定のレベル推移ＵＫの間フィードバックパスＦＢ内でアクティブである。図２には、レベル変化の上方及び下方限界が一点鎖線で記入されており、参照記号ＥＤ１が付されている。目標電流値Ｕ１は所定の閾値ΔＬで変動することができ、分析／制御ユニットＤＡにより実質的に定常的ないし静的であると評価される。

分析ＤＡは、時点ｔ_xでのように目標電流ＳＳが閾値ΔＬよりも大きく変化したことを確認すると直ちに切換素子ＳＷを用いて低速フィルタＦＩ１のあるフィードバックパスＦＢ内の分岐路ＢＲ１をスイッチオフし、代わりに高速補正フィルタＦＩ２のある分岐路ＢＲ２をフィードバックパスＦＢに挿入する。目標電流ＳＳが目標値変化分ΔＳ１だけ変化すると、この変化は制御量ＣＶＳの相応する変化として表れる。制御量ＣＶＳのレベル変化は高速フィルタＦＩ２を実質的に通過し、減算素子ＤＩＦに達する。すると、制御偏差ＤＩＳがより強く変化するので、ディジタル制御器ＰＣはむだ時間ｔ_tを経た直後に所望のより高い目標電流値０１へと調整される。図２には、電磁制御弁ＣＶにおいて調整される測定された実際電流ＣＶＳの時間的推移がさらに破線で記入されている。閉ループ回路ＣＬＳは時間ｔ_e−ｔ_xの間の小さなオーバーシュートの後、新しい所望の目標電流値０１へと制御される。時点ｔ_e以降、実際電流ＣＶＳの電流レベルはもうほとんど変化せず、所望の目標電流推移ＯＫに従って実質的に安定的に推移する。分析／制御ユニットＤＡでは、目標電流ＳＳのレベル変化が所定の閾値ΔＬを超える時点ｔ_xから、実際電流ＣＶＳを新しい所望の目標電流値０１へと制御するための期間を定めるタイムキーパーないしタイマーが開始される。分析／制御ユニットＤＡでは、電流の飛びΔＳ１の時点ｔ_xから制御時点ｔ_eまで、目標電流ＳＳの変化に対して漏斗形に延びる帯域限界ＥＤ２が定められる。目標電流ＳＳがこの漏斗形の帯域限界ＥＤ２内にある間は、高速フィルタＦＩ２はアクティブである。

閉ループ回路ＣＬＳの新しい目標電流値０１への制御が始まる時点ｔ_e以降、分析／制御ユニットＤＡは、目標電流ＳＳのレベル動特性が所定の閾値ΔＬを下回っているか否かを分析する。今の実施例では、時点ｔ_e以降、目標電流値ＳＳのレベル動特性は所定の閾値ΔＬを下回っている。そこで、分析／制御ユニットＤＡは長いフィルタ時間ＦＴ１の低速フィルタＦＩ１を切換素子ＳＷによって再びアクティブにする。このようにして、閉ループ回路の静特性から、オンボード電源電圧の揺らぎに起因する制御量ＣＶＳの雑音が補正フィルタＦＩ１によってまた除去されるので、閉ループ回路ＣＬＳの制御特性はこれらの雑音から十分に無影響でいられる。これにより、このような雑音による不所望かつ不要な制御プロセスが大幅に回避される。こうして閉ループ回路ＣＬＳは電磁制御弁における実際電流Ｉを安定して所望の目標電流ＳＳへと調整する。

場合によっては、複数の閾値が割り当てられた２つより多くの異なる高速フィルタをフィルタバンクとして設けることが有効であることもある。これら複数の補正フィルタは有利にはフィードバックパスＦＢ内で互いに並列して配置されており、目標電流の求められたレベル変化がそれぞれの閾値を超えた場合には、多重スイッチによってそれぞれアクティブに切り換えられる。

あるいは、必要に応じて、２つの別個の静的フィルタＦＩ１，ＦＩ２の代わりに単一の補正フィルタのみをフィードバックパスＦＢに設け、しかもそのフィルタ時間が目標電流ＳＳの変化に従って動的に変化しうる、とりわけ階段状に適応変化しうるものとすることも有効でありうる。特に、単一の補正フィルタＫＦＩのフィルタ時間に関する制御パラメータとして、ディジタル制御器ＰＣの操作量ＡＳのいわゆるＤ成分を考慮するようにしてよい。これは、図１において、制御器ＰＣと適応補正フィルタＫＦＩの間の一点鎖線矢印Ｄで表されている。例えばＰＩＤ制御器の操作量ＡＳのＤ成分Ｄは有利には次の関係式から求まる：
Ｄ成分Ｄ＝Ｃ_D（ｅ_neu−ｅ_alt）／Δｔ
ここで、Ｃ_Dは係数、ｅ_neuは現制御サイクルｒにおける制御偏差、ｅ_altは１つ前の制御サイクルｒ−１における制御偏差Δｔは１つ前の制御サイクルと現制御サイクルの間の時間間隔である。特に、求められるＤ成分Ｄに上限と下限を設けると有効である。図１では、Ｄ成分Ｄを上閾値及び／又は下閾値Ｔ２，Ｔ１に制限するリミッタＴＵが制御器ＰＣの中に一点鎖線で示されている。これにより、適応補正フィルタのフィルタ時間に対して上方及び下方の限界が定められる、つまり、フィルタ時間はこの上方及び下方の限界の間で可変に調整可能である。

制限付きＤ成分Ｆ_Dは有利には関係式Ｆ_D＝（ｍｉｎ（１０ｍＡ／ｍｓｅｃ，ｍａｘ（５０ｍＡ／ｍｓ，｜Ｄ｜））ｍｓ／５０ｍＡに従って求められる。

制限付きＤ成分Ｆ_Dは最後の係数ｍｓ／５０ｍＡにより０と１の間の値にスケーリングないし規格化される。そこで、補正フィルタＫＦＩは１つ前の制御サイクルｒ−１及び現制御サイクルｒの実際電流ＣＶＳを用いてこのＤ成分Ｆ_Dから補正された制御量ＣＣＶを求める：
ＣＣＶ＝Ｆ_DＣＶＳ（ｒ）＋（１−Ｆ_D）ＣＶＳ（ｒ−１）、ここでｒは連続する自然数である。

微分成分が操作量ＡＳの修正されたＤ成分Ｆ_Dとして小さければ小さいほど、１つ前の制御サイクルｒ−１の実際電流は強く重み付けされる。微分成分Ｆ_Dが大きければ大きいほど、現制御サイクルｒの実際電流ＣＶＳ（ｒ）が強く重み付けされ、１つ前の制御サイクルｒ−１の実際電流ＣＶＳ（ｒ−１）はあまり考慮されなくなる。もちろん、Ｄ成分Ｄないし制限付きＤ成分Ｆ_Dを求める際、補正された制御量ＣＣＶを生成するために２より多くの制御サイクルを考慮することも可能である。

図３には、図２と同じ目標電流推移ＳＳにおいて、単一の適応補正フィルタＫＦＩのフィルタ時間の動的変化が制御器ＰＣの操作量信号ＡＳの微分成分によってどのように行われるかが示されている。図３において、操作量信号ＡＳの微分成分Ｄの変化の時間的推移は一点鎖線で記入されている。

つまり、要約すれば、フィードバックパス内の少なくとも１つの補正フィルタのフィルタ時間は動的に調整可能である。目標電流の所望の切換ないし変化の間は、制御器の動特性に対する要求に適応するために比較的短いフィルタ時間が選択される。静的な状態、すなわち、目標電流が狭く設定された限界内で変化する又はまったく変化しない場合には、少なくとも１つの補正フィルタのフィルタ時間は、オンボード電源電圧の揺らぎに起因する雑音の影響を制御量から取り除くために相応して長く選ばれる。

特に、図１及び２に従った実施形態の場合、電流制御器ＰＣを閉ループ回路ＣＬＳのフォワードパス内に実現し、電流制御器ＰＣがＰＷＭ（パルス幅変調）信号のデューティ比を操作量ＡＳとして変化させるようにすることが有効でありうる。一方、ＰＷＭ信号は出力段ドライバＨＳＤ（図１参照）を介して電磁制御弁ＣＶの供給電圧をチョッパ制御し、これにより電磁制御弁ＣＶを通る電流Ｉを制御する。電流Ｉは測定センサＧＭの測定抵抗を介して測定され、実際電流として、つまり制御量ＣＶＳとして、フィードバックパスＦＢを介して閉ループ回路ＣＬＳのフォワードパスＦＰの入力側にある減算器ＤＩＦへと戻される。減算器ＤＩＦでは、目標電流ＳＳと実際電流との差が制御偏差ＤＩＳとして求められる。制御偏差ＤＩＳはディジタル制御器ＰＣへの、とりわけＰＩＤ制御器への入力量として供給される。操作量ＡＳのＰＷＭ信号は有利には定周波数を有する。時間ｔの間の目標電流の変化の総和が閾値ΔＬよりも少なく変化する場合には、測定された実際電流ＣＶＳは図１のＦＩ１のような緩慢な又は不活発なフィルタを用いてフィルタリングされる。なお、時間ｔはとりわけ閉ループ回路の一般的な調整時間、ここでは特におよそ３０ｍｓに相当する。実際上は、閾値ΔＬは有利にはおよそ２５ｍＡとしてよい。不活発フィルタＦＩ１は、図１及び図２の実施例では、有利には６つのＰＷＭ周期にわたる移動平均を形成する。目標電流が時間ｔ内に所定の閾値よりも大きく変化した場合は、制御器の大きな動特性を生じさせるために高速フィルタＦＩ２がアクティブになる。高速フィルタは、図１及び図２の実施例では、例えば１つのＰＷＭ周期にわたる平均値のみを形成する。

ただ１つの高速フィルタの閾値の代わりに、複数の高速フィルタに割り当てられた複数の閾値を選ぶようにするとまた有利である。

さらに、図３の実施形態に従い、ただ１つの適応補正フィルタだけを設け、しかもそのフィルタ時間が目標電流の変化に依存にして動的に調整される、すなわち変更されるようにするとまた特に有利である。

有利には、１つ又は複数の補正フィルタのフィルタ時間のこの動的な調整により、目標電流に飛びが生じた場合には、この飛びに対する閉ループ回路の迅速な応答が生成され、目標電流が安定した特性を示す場合には、オンボードリップルに起因する雑音があれば、不活発なフィルタ特性を有する少なくとも１つのフィルタを切り換えることよりその雑音を除去することができる。閉ループ回路は実質的に安定した挙動を示すので、フィードバックパス内の永続的に不活発な、すなわち定常的なフィルタによる挙動に類似する。したがって、制御量信号に重畳した高周波スプリアス振動は大幅に抑えられ、もはや制御偏差の計算に入り込むことがない。

自動車ハイドロリックユニットの電磁制御弁のコイル電流を調節するディジタル閉ループ回路を備えた本発明による自動車制御装置の実施例としてギア制御ユニットを概略的に示す。 図１のギア制御ユニットのディジタル閉ループ回路のフィードバックパスにおいて電磁制御弁の目標電流のレベル変化に応じて速い補正フィルタと遅い補正フィルタが動的に切り換えられる場合の制御比を例示的な電流グラフにより示す。 図１のギア制御ユニットのディジタル閉ループ回路のフィードバックパスにおいてディジタル制御器の出力された操作量のＤ成分に応じて補正フィルタが切り換えられる場合の制御比を別の例示的な電流グラフにより示す。

Claims (11)

1. オンボード電源のリップルに対してロバストに自動車ハイドロリックユニット（ＨＰ）向けの電磁制御弁（ＣＶ）の電流を制御するディジタル閉ループ回路（ＣＬＳ）を有し、前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の操作量として目標電流（ＳＳ）の飛び（ＳＴ）に対する動特性を改善するようにした自動車制御装置（ＣＯ）において、
   前記ディジタル閉ループ回路（ＣＬＳ）のフィードバックパス（ＦＢ）に少なくとも１つの適応補正フィルタ（ＫＦＩ）が設けられており、該適応補正フィルタのフィルタ時間（ＦＴ１，ＦＴ２）が目標電流（ＳＳ）のレベル変化（ΔＳ１）に基づいて動的に調整可能であり、
   前記適応補正フィルタ（ＫＦＩ）は少なくとも１つの第１の定常フィルタ（ＦＩ１）と少なくとも１つの第２の定常フィルタ（ＦＩ２）とにより形成されており、第１のフィルタ（ＦＩ１）のフィルタ時間（ＦＴ１）は第２のフィルタ（ＦＩ２）のフィルタ時間（ＦＴ２）よりも長く設定されているため、第１のフィルタ（ＦＩ１）は第２のフィルタ（ＦＩ２）よりも緩慢であり、
   前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の制御偏差（ＤＩＳ）を求めるために使用される前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の減算器（ＤＩＦ）の前段には、目標電流（ＳＳ）のレベル動特性を監視するために分析／制御ユニット（ＤＡ）が設けられており、該分析／制御ユニット（ＤＡ）は、前記フィードバックパス（ＦＢ）内で切換素子（ＳＷ）により、目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が小さい（ＳＳ＜ΔＬ）の場合には長いフィルタ時間（ＦＴ１）を有する第１のフィルタ（ＦＩ１）のみをアクティブな状態に切り換え、目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が大きい（ＳＳ＞ΔＬ）場合には短いフィルタ時間（ＦＴ２）を有する第２のフィルタ（ＦＩ２）のみをアクティブな状態に切り換え、
   前記適応補正フィルタ（ＫＦＩ）のフィルタ時間は前記閉ループ回路（ＣＬＳ）のディジタル制御器（ＰＣ）の操作量信号（ＡＳ）の微分成分（Ｄ）により制御可能である
   ことを特徴とする自動車制御装置。
2. 前記フィルタ時間（ＦＴ１）は、前記目標電流（ＳＳ）が実質的に一定のレベル（ＵＫ，ＯＫ）を示す場合又は小さなレベル変化（ΔＬ）を示す場合には、オンボード電源電圧のリップルに起因する電流（Ｉ）の雑音（ＤＳＳ）を低減するために、目標電流（ＳＳ）が大きなレベル変化（ΔＳ１）を示す場合よりも長く設定される、請求項１記載の自動車制御装置。
3. 長いフィルタ時間（ＦＴ１）を有する第１のフィルタ（ＦＩ１）は、目標電流（ＳＳ）のレベル変化が所定の閾値を超えていない（ＳＳ＜ΔＬ）場合に前記フィードバックパス（ＦＢ）内で活動状態に切り換えられ、短いフィルタ時間（ＦＴ２）を有する第２のフィルタ（ＦＩ２）は、目標電流（ＳＳ）のレベル変化が所定の閾値を超えている（ＳＳ＞ΔＬ）場合に前記フィードバックパス（ＦＢ）内で活動状態に切り換えられる、請求項１又は２記載の自動車制御装置。
4. 第１のフィルタ（ＦＩ１）及び第２のフィルタ（ＦＩ２）はそれぞれ前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の制御量（ＣＶＳ）を形成する前記電磁制御弁（ＣＶ）の測定された実際電流の離散的な時間平均値の算出器として形成されている、請求項１から３のいずれか１項記載の自動車制御装置。
5. 第１のフィルタ（ＦＩ１）及び第２のフィルタ（ＦＩ２）はそれぞれローパルフィルタとして、とりわけＰＴ１又はＰＴ２素子として形成されている、請求項１から４のいずれか１項記載の自動車制御装置。
6. 前記制御器（ＰＣ）内にはリミッタ（ＴＵ）が設けられており、前記微分成分（Ｄ）を上閾値及び／又は下閾値（Ｔ２，Ｔ１）に制限する、請求項１から５のいずれか１項記載の自動車制御装置。
7. 前記フィードバックパス（ＦＢ）内の適応補正フィルタ（ＫＦＩ）は前記微分成分（Ｄ）を用いて補正された制御量（ＣＣＶ）を求めるように形成されており、前記補正された制御量は、現制御サイクルの少なくとも１つの実際電流値（ＣＶ（ｒ））とさらに少なくとも１つの先行制御サイクルの少なくとも１つの実際電流値（ＣＶ（ｒ−１））とを考慮したものであり、先行制御サイクルの実際電流値（ＣＶ（ｒ−１））は前記微分成分（Ｄ）が小さければ小さいほど、強く考慮される、請求項１から６のいずれか１項記載の自動車制御装置。
8. 前記自動車ハイドロリックユニット（ＨＰ）は少なくとも１つのクラッチ及び／又は少なくとも１つのハイドロリックブレーキにより形成されている、請求項１から７のいずれか１項記載の自動車制御装置。
9. 前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の制御器（ＰＣ）はＰＩＤ制御器として形成されている、請求項１から８のいずれか１項記載の自動車制御装置。
10. とりわけ請求項１から９のいずれか１項記載の自動車ハイドロリックユニット（ＨＰ）用の制御装置（ＣＯ）のディジタル閉ループ回路（ＣＬＳ）での電磁制御弁（ＣＶ）の電流（Ｉ）の制御に対するオンボード電源電圧のリップルの影響を低下させるとともに、前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の操作量として目標電流（ＳＳ）の飛びに対する動特性を改善するようにした方法において、前記ディジタル閉ループ回路（ＣＬＳ）のフィードバックパス（ＦＢ）内で少なくとも１つの適応補正フィルタ（ＫＦＩ）のフィルタ時間（ＦＴ１，ＦＴ２）を目標電流（ＳＳ）のレベル変化（ΔＳ１）に依存して動的に調整することを特徴とする方法。
11. 前記ディジタル閉ループ回路（ＣＬＳ）のフィードバックパス（ＦＢ）内で、少なくとも１つのフィルタ（ＫＦＩ）のフィルタ時間を前記閉ループ回路（ＣＬＳ）の制御器（ＰＣ）の目標電流（ＳＳ）のレベル動特性により動的に調整することにより、入力側に供給される目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が小さい（ＳＳ＜ΔＬ）場合には、オンボード電源電圧のリップルに起因する電流（Ｉ）の雑音を低減するために、前記フィルタ（ＫＦＩ）のフィルタ時間（ＦＴ１）を目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が大きい（ＳＳ＞ΔＬ）のときよりも長くし、目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が大きい（ＳＳ＞ΔＬ）の場合には、前記制御器（ＰＣ）の補正の迅速性を高めるために、目標電流（ＳＳ）のレベル動特性が小さいときよりも短くする、請求項１０記載の方法。

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