JP5084737B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
この発明は、電力変換器の出力電圧を補正することにより、出力電圧の脈動を低減した電力変換装置に関するものである。
従来より、交流電源を整流する整流手段の直流電圧を検出し、この直流電圧情報を用いて電力変換器（インバータ）の出力電圧の補正を行い、前記直流電圧の周期的脈動に起因するインバータの出力電圧の脈動を押さえてインバータにつながる負荷、例えば交流電動機のトルク脈動を抑制することが行われている。このようなインバータを用いた例えば交流電動機の出力するトルクは、最近の技術進歩に伴い益々厳密に制御されたものが要求されてきている。
このような要求に対して、従来、３相交流電源の相間電圧不均衡、整流手段のコンデンサ容量低減などによる直流電圧脈動に起因するインバータの出力電圧脈動を抑制するインバータ出力電圧補正装置として、マイコンを用いて直流電圧の変動に応じて出力電圧指令値を補正し、この補正された出力電圧指令値を用いてインバータを制御するものであって、前回キャリア割り込み時と、今回キャリア割り込み時の直流電圧検出値とから、波形出力タイミング時の直流電圧検出値を推定する直流電圧検出値推定手段を含むものが開示されている（例えば、特許文献１）。
しかしながら特許文献１に示されたものでは、キャリア周期に同期して直流電圧を検出しているため、キャリア周波数と同期しないサンプリング時刻では直流電圧を検出することはできないという問題点がある。また、前回および今回の直流電圧検出値から波形出力タイミング時の直流電圧検出値を推定しているので、各検出値の脈動を関数としてとらえておらず、そのため、推定値の誤差が大きくなり、インバータの出力電圧脈動をより厳密に抑制するには問題がある。
またさらにこの特許文献１に示されたものは、３相交流電源に適用されたものであり、これを単相交流電源に適用すると直流電圧の変動の振幅ピーク付近で、直流電圧推定値が実直流電圧から大きくずれ、そのためインバータの出力電流が大きく変動するいわゆるビート現象が発生し、その結果、駆動される例えば交流電動機のトルク脈動を発生させ、さらにはインバータ内の素子の破壊を生じる等の問題点がある。
またさらにこの特許文献１に示されたものは、３相交流電源に適用されたものであり、これを単相交流電源に適用すると直流電圧の変動の振幅ピーク付近で、直流電圧推定値が実直流電圧から大きくずれ、そのためインバータの出力電流が大きく変動するいわゆるビート現象が発生し、その結果、駆動される例えば交流電動機のトルク脈動を発生させ、さらにはインバータ内の素子の破壊を生じる等の問題点がある。
この発明は、前記のような課題を解決するものであって、交流電源が単相、３相のいずれであっても、インバータの出力電圧脈動をより厳密に抑制した電力変換装置を提供することを目的としている。
この発明の電力変換装置は、交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔ ｎ からｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔ ｎ−ｍ までに検出した直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を蓄積し、直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を用いて、次回時刻ｔ ｎ＋１ での直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を、電圧値Ｖ ｎ＋１ 〜Ｖ ｎ−ｍ を結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、２次関数に基づく式で演算すると共に、
直流電圧検出値推定手段は、次回時刻ｔ ｎ＋１ を現在時刻ｔ ｎ から所定の周期Ｔ経過した時刻とし、当該次回時刻ｔ ｎ＋１ の直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を演算し、
直流電圧検出値推定手段は、サンプリングの周期の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が、１０以上で１６６７以下となるようにサンプリング周期を設定し、
出力電圧制御手段は、直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を入力して出力電圧指令値を補正し、補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力するものである。
直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔ ｎ からｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔ ｎ−ｍ までに検出した直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を蓄積し、直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を用いて、次回時刻ｔ ｎ＋１ での直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を、電圧値Ｖ ｎ＋１ 〜Ｖ ｎ−ｍ を結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、２次関数に基づく式で演算すると共に、
直流電圧検出値推定手段は、次回時刻ｔ ｎ＋１ を現在時刻ｔ ｎ から所定の周期Ｔ経過した時刻とし、当該次回時刻ｔ ｎ＋１ の直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を演算し、
直流電圧検出値推定手段は、サンプリングの周期の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が、１０以上で１６６７以下となるようにサンプリング周期を設定し、
出力電圧制御手段は、直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を入力して出力電圧指令値を補正し、補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力するものである。
この発明の電力変換装置によれば、整流手段によって整流された変動する直流電圧値を所定の関数としてとらえて直流電圧推定値を演算し、この推定値から電力変換器の出力電圧の脈動を低減すべく電力変換器の出力電圧をより厳密に補正することができるので、電力変換器の出力電流のビート現象を抑制できるとともに、所定のサンプリング周期を設定し得るので、キャリア周波数と同期しないサンプリング周期とすることができ、単相、３相いずれの交流電源にも適用可能な電力変換装置を提供することができるという効果がある。
以下、本発明を実施するための最良の形態を図に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。図１において単相または３相交流電源２２の出力を整流手段２１で整流し、この整流された直流電圧をフィルタコンデンサ３を介して電力変換器１に入力している。この電力変換器１は後述するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）５０の出力信号に基づいて負荷となる例えば交流回転機２を制御、駆動する。
電圧検出手段４はフィルタコンデンサ３の直流電圧を検出してマイコン５０に出力する。このマイコン５０は後に詳述する直流電圧検出値推定手段５と、この直流電圧検出値推定手段５の出力を入力し、電力変換器１の出力電圧の脈動を抑制する出力電圧制御手段６とによって構成されている。また、この実施の形態１による電力変換装置１００は、前記電圧検出手段４とマイコン５０および電力変換器１によって構成されている。
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。図１において単相または３相交流電源２２の出力を整流手段２１で整流し、この整流された直流電圧をフィルタコンデンサ３を介して電力変換器１に入力している。この電力変換器１は後述するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）５０の出力信号に基づいて負荷となる例えば交流回転機２を制御、駆動する。
電圧検出手段４はフィルタコンデンサ３の直流電圧を検出してマイコン５０に出力する。このマイコン５０は後に詳述する直流電圧検出値推定手段５と、この直流電圧検出値推定手段５の出力を入力し、電力変換器１の出力電圧の脈動を抑制する出力電圧制御手段６とによって構成されている。また、この実施の形態１による電力変換装置１００は、前記電圧検出手段４とマイコン５０および電力変換器１によって構成されている。
図１、図２を参照して説明すると、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５は、電圧検出手段４を介して今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎより１回前のサンプリング時刻ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を記憶する第１のメモリ８と、今回のサンプリング時刻ｔｎより２回前のサンプリング時刻ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を記憶する第２のメモリ９と、加算器１０、減算器１１、乗算器１２とを備えている。この加算器１０、減算器１１、乗算器１２の動作は後述する。
この実施の形態１における整流手段２１は、ダイオード整流回路やブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路、もしくはＰＷＭ制御を行うコンバータを用いた自励式整流回路であってもよい。また、電力変換器１は例えばゲート信号を出力して交流回転機２を制御するＰＷＭ制御部を有している。この電力変換器１のＰＷＭ制御に関しては、既存の技術であるので説明は省略する。また、この実施の形態では、直流電圧検出値推定手段５と出力電圧制御手段６とを備えるマイコン５０の例を示しているが、マイコン５０に限定されることなく、同等の機能を有するものであってもよい。
次にこの実施の形態１の直流電圧検出値推定手段５の動作原理を説明する。図２に示すように、直流電圧波形８０を時系列データとみなし、前記直流電圧波形８０を２次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎでサンプリングした直流電圧検出値Ｖｎと、現在時刻より１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、同じく２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２とから、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定する。
図２に示すＴは所定のサンプリング周期であり、マイコン５０の設計時に任意に設定可能なものである。この図２において、Ｖｎ−２〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数とみなした場合について述べる。
すなわち、次回のサンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、今回のサンプリング時刻ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時刻ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時刻ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２とは次式（１）で表すことができる。
すなわち、次回のサンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、今回のサンプリング時刻ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時刻ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時刻ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２とは次式（１）で表すことができる。
上記式（１）より、任意数ａ、ｂ、ｃ、およびｔｎ−２、Ｔを消去し、次回サンプリング時刻の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（２）のようになる。
図１に示すマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５は、上記式（２）に基づいた構成を示している。直流電圧検出値推定手段５の動作を図１により説明する。
直流電圧検出値推定手段５の減算器１１は、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎから、第１のメモリ８の記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を引き算し、乗算器１２で所定の定数３を掛ける。そして、乗算器１２の結果を第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と加算器１０で足し合わせる。すなわち、式（２）に示す演算を行い、この結果は、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値として出力電圧制御手段６に出力する。
直流電圧検出値推定手段５の減算器１１は、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎから、第１のメモリ８の記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を引き算し、乗算器１２で所定の定数３を掛ける。そして、乗算器１２の結果を第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と加算器１０で足し合わせる。すなわち、式（２）に示す演算を行い、この結果は、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値として出力電圧制御手段６に出力する。
出力電圧制御手段６では、直流電圧検出値推定手段５によって推定された次回のサンプリング時の直流電圧推定値Ｖｎ＋１に応じて、パルス幅変調を行う変調率を補正することを行っている。
具体的な出力電圧制御手段６の一例の構成図を図３に示す。図３の出力電圧制御手段６では、直流電圧検出値推定手段５によって推定された直流電圧推定値Ｖｎ＋１を直流電圧／相電圧変換係数手段１５によって相電圧に相当する値に変換し、逆数変換手段１６によって逆数に相当する値に変換する。逆数変換手段１６によって変換された値は、周波数指令設定手段１８によって設定された周波数指令に応じて電圧／周波数指令手段１７によって電圧指令を求めた値と乗算器１２ａで掛け合わせることによってパルス幅変調を行う変調率を算出する。この変調率によって、直流電圧を推定して電力変換器１の出力電圧の脈動を低減すべく電力変換器１の出力電圧を補正することを行っている。周波数指令設定手段１８によって設定された周波数指令に応じて、乗算器１２ｂで２πを掛けた値を積分器１９によって積分し、位相を求めて、その位相に応じて三相電圧指令正弦波発生器２０によって三相電圧指令の正弦波を作成する。そして、前記三相電圧指令正弦波を乗算器１２ｃで乗算器１２ａの出力するパルス幅変調を行う変調率と掛け合わせた値、すなわち出力電圧指令値を電力変換器１のＰＷＭ制御部に出力する。前記ＰＷＭ制御部により電力変換器１を駆動させることにより電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制する。なお、本実施の形態１では、一例として上述した構成の出力電圧制御手段６を示したが、ベクトル制御など高性能な他の方法による出力電圧制御手段を用いても同様の効果が得られる。
具体的な出力電圧制御手段６の一例の構成図を図３に示す。図３の出力電圧制御手段６では、直流電圧検出値推定手段５によって推定された直流電圧推定値Ｖｎ＋１を直流電圧／相電圧変換係数手段１５によって相電圧に相当する値に変換し、逆数変換手段１６によって逆数に相当する値に変換する。逆数変換手段１６によって変換された値は、周波数指令設定手段１８によって設定された周波数指令に応じて電圧／周波数指令手段１７によって電圧指令を求めた値と乗算器１２ａで掛け合わせることによってパルス幅変調を行う変調率を算出する。この変調率によって、直流電圧を推定して電力変換器１の出力電圧の脈動を低減すべく電力変換器１の出力電圧を補正することを行っている。周波数指令設定手段１８によって設定された周波数指令に応じて、乗算器１２ｂで２πを掛けた値を積分器１９によって積分し、位相を求めて、その位相に応じて三相電圧指令正弦波発生器２０によって三相電圧指令の正弦波を作成する。そして、前記三相電圧指令正弦波を乗算器１２ｃで乗算器１２ａの出力するパルス幅変調を行う変調率と掛け合わせた値、すなわち出力電圧指令値を電力変換器１のＰＷＭ制御部に出力する。前記ＰＷＭ制御部により電力変換器１を駆動させることにより電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制する。なお、本実施の形態１では、一例として上述した構成の出力電圧制御手段６を示したが、ベクトル制御など高性能な他の方法による出力電圧制御手段を用いても同様の効果が得られる。
この実施の形態１による直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定した結果及び実測した直流電圧波形を図４に示す。図４から判るように、直流電圧推定値（図４のＶｅｓｔ）は、実測した直流電圧波形（図４のＶｄｃ）とほぼ一致し、従来に比較してより厳密な制御が可能となる。なお、図４の実直流電圧波形Ｖｄｃは、単相交流電圧を電源として、単相ダイオード整流回路で整流することによって、直流電圧を得た場合の直流電圧波形である。図４の直流電圧波形より判るように単相ダイオード整流回路より得られる直流電圧の脈動成分は、正弦波でなくのこぎり状の波形に近く、その脈動成分の周波数は、電源電圧の周波数の２倍になる。そのため、６０Ｈｚの単相電源であると１２０Ｈｚの脈動成分になる。図４の結果は、サンプリング周期を２５０μｓｅｃとした。なお、この実施の形態１の交流電源２２は、単相電源としたが、３相交流電源になっても同様の効果が得られることは言うでもない。
このようにこの実施の形態１による電力変換装置１００は、整流手段２１の出力する直流電圧を電圧検出手段４で検出し、この検出された直流電圧検出値は任意に設定された所定の周期Ｔでマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５に入力され、前記した式（２）に示す演算が行われ、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１に応じて、電力変換器１のパルス幅変調率を補正するので、直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができる。
従来のマイコン制御はマイコンから出力される制御信号が、直流電圧を検出してから１サンプリング周期遅れで電力変換器に反映されるものであり、そのため出力電圧脈動は十分に抑制できない。
しかし、この実施の形態１では、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５によって、所定のサンプリング周期で現在時刻より２回及び１回前の直流電圧検出値を検出しこれらの値を結ぶ直流電圧波形８０を２次関数とみなし、次回サンプリング時に直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定しているので、従来のマイコン制御による１サンプリング周期の制御遅れの欠点を解消している。
従来のマイコン制御はマイコンから出力される制御信号が、直流電圧を検出してから１サンプリング周期遅れで電力変換器に反映されるものであり、そのため出力電圧脈動は十分に抑制できない。
しかし、この実施の形態１では、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５によって、所定のサンプリング周期で現在時刻より２回及び１回前の直流電圧検出値を検出しこれらの値を結ぶ直流電圧波形８０を２次関数とみなし、次回サンプリング時に直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定しているので、従来のマイコン制御による１サンプリング周期の制御遅れの欠点を解消している。
実施の形態２．
この発明の実施の形態２は、電力変換装置１００に設けられたマイコン５０による直流電圧検出のサンプリング周期Ｔを限定するものである。すなわち、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が１０以上になるように、サンプリング周期Ｔを設定する。そのことにより、精度の良い直流電圧の推定精度を確保することができる。
ここで、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が１０以下になると、直流電圧を推定して電力変換器１の出力電圧の脈動を低減すべく電力変換器１の出力電圧を補正することが難しくなり、電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制することができないことを見出した。
この発明の実施の形態２は、電力変換装置１００に設けられたマイコン５０による直流電圧検出のサンプリング周期Ｔを限定するものである。すなわち、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が１０以上になるように、サンプリング周期Ｔを設定する。そのことにより、精度の良い直流電圧の推定精度を確保することができる。
ここで、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が１０以下になると、直流電圧を推定して電力変換器１の出力電圧の脈動を低減すべく電力変換器１の出力電圧を補正することが難しくなり、電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制することができないことを見出した。
サンプリング周期をＴ（ｓｅｃ）とおくと、直流電圧に含まれる脈動成分の周波数をｆ（Ｈｚ）とし、サンプリング周期Ｔ（ｓｅｃ）の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆ（Ｈｚ）で割った値が、下記のように１０から１６６７とする。
１０≦１／Ｔ／ｆ≦１６６７
その根拠は以下のように考えられる。推定電圧誤差＝（実直流電圧Ｖｄｃ）−（本願発明の直流電圧推定値）と定義し、直流電圧に含まれる脈動成分の周波数間の平均誤差を求める。図５は、横軸にサンプリング周期Ｔ（ｓｅｃ）の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆ（Ｈｚ）で割った値１／Ｔ／ｆをとり、縦軸に推定電圧誤差の直流電圧に含まれる脈動成分の周波数間の平均値と取った場合の結果を示したものである。図５より、サンプリング周期Ｔ（ｓｅｃ）の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆ（Ｈｚ）で割った値が１０の時（図５中の矢印部分）が推定電圧誤差の影響により、例えば交流回転機２の出力するトルク脈動が許容できる最低ラインであると言える。
１０≦１／Ｔ／ｆ≦１６６７
その根拠は以下のように考えられる。推定電圧誤差＝（実直流電圧Ｖｄｃ）−（本願発明の直流電圧推定値）と定義し、直流電圧に含まれる脈動成分の周波数間の平均誤差を求める。図５は、横軸にサンプリング周期Ｔ（ｓｅｃ）の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆ（Ｈｚ）で割った値１／Ｔ／ｆをとり、縦軸に推定電圧誤差の直流電圧に含まれる脈動成分の周波数間の平均値と取った場合の結果を示したものである。図５より、サンプリング周期Ｔ（ｓｅｃ）の逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆ（Ｈｚ）で割った値が１０の時（図５中の矢印部分）が推定電圧誤差の影響により、例えば交流回転機２の出力するトルク脈動が許容できる最低ラインであると言える。
ここで、実施の形態１による直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定した結果及び実測直流電圧波形を示す図４は、前述したようにサンプリング周期Ｔは２５０μｓｅｃ、直流電圧の脈動成分は１２０Ｈｚであった。上記実施の形態１の図４との比較を行うため、参考までに図６に直流電圧の脈動成分の周波数ｆ＝１２０Ｈｚでサンプリング周期Ｔ＝８００μｓｅｃの場合、すなわち、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆで割った値がほぼ１０の場合の実直流電圧波形Ｖｄｃと直流電圧推定値Ｖｅｓｔを示す。図６に示すように、サンプリング周期Ｔの逆数を直流電圧に含まれる脈動成分の周波数ｆで割った値がほぼ１０の場合は、直流電圧推定値Ｖｅｓｔが直流電圧の頂点付近で実直流電圧波形Ｖｄｃに比べ、その誤差が大きくなっていることが確認できる。また、図７にサンプリング周期を１．６７ｍｓｅｃ、脈動成分の周波数を１２０Ｈｚとした場合のシミュレーション結果（実直流電圧波形Ｖｄｃ、直流電圧推定値Ｖｅｓｔ）を参考までに示す。
このようにこの実施の形態２は前記実施の形態１に加えて、サンプリング周期を所定範囲に限定した電力変換装置１００としているので、直流電圧の変動の振幅ピーク付近での直流電圧推定値が実直流電圧値と大きくずれることがなく、そのため振幅ピークでの電力変換器１の出力電流が大きく振動することなく、ビート現象の発生を減少できるという効果がある。
実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図８において前記第１の実施の形態の図１とは直流電圧検出値推定手段５ａが異なるのみである。そのため、ここでは、図８に示す直流電圧検出値推定手段５ａについて説明する。
この実施の形態３の直流電圧検出値推定手段５ａの原理は、直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を３次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎでの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３から、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することである。ここで、Ｔは所定のサンプリング周期であり、このときのＶｎ−３〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を３次関数とする。この場合、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３の関係を次の式（３）で表すことができる。
図８は、この発明の実施の形態３の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図８において前記第１の実施の形態の図１とは直流電圧検出値推定手段５ａが異なるのみである。そのため、ここでは、図８に示す直流電圧検出値推定手段５ａについて説明する。
この実施の形態３の直流電圧検出値推定手段５ａの原理は、直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を３次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎでの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３から、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することである。ここで、Ｔは所定のサンプリング周期であり、このときのＶｎ−３〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を３次関数とする。この場合、次回サンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３の関係を次の式（３）で表すことができる。
上記式（３）より、任意数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、およびｔｎ−３、サンプリング周期Ｔを消去し、次回サンプリング時の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（４）のようになる。
図９は、式（４）の演算を行うための直流電圧検出値推定手段５ａの構成をブロック図で示したものである。
図９の直流電圧検出値推定手段５ａは、１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を記憶できる第１のメモリ８と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を記憶できる第２のメモリ９と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３を記憶できる第３のメモリ２５を備えている。
そして、第１のメモリ８に記憶された１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１と、第２のメモリ９に記憶された２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と、第３のメモリ２５に記憶された３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３と、今回のサンプリング時ｔｎに検出した直流電圧検出値Ｖｎに基づき、図９の加算器１０、加・減算器１１ａ、乗算器１２ｄ、１２ｅを用いることにより、次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算する。その結果、式（４）に基づいた次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することができる。
このように３回前のサンプリング時の直流電圧検出値Ｖｎ−３を追加することによって実施の形態１の推定方法と比較してより精度良い推定結果を得られる効果がある。
図９の直流電圧検出値推定手段５ａは、１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を記憶できる第１のメモリ８と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を記憶できる第２のメモリ９と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３を記憶できる第３のメモリ２５を備えている。
そして、第１のメモリ８に記憶された１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１と、第２のメモリ９に記憶された２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と、第３のメモリ２５に記憶された３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３と、今回のサンプリング時ｔｎに検出した直流電圧検出値Ｖｎに基づき、図９の加算器１０、加・減算器１１ａ、乗算器１２ｄ、１２ｅを用いることにより、次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算する。その結果、式（４）に基づいた次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することができる。
このように３回前のサンプリング時の直流電圧検出値Ｖｎ−３を追加することによって実施の形態１の推定方法と比較してより精度良い推定結果を得られる効果がある。
図１０に実施の形態３による直流電圧検出値推定手段５ａによる直流電圧推定値Ｖｅｓｔと実直流電圧波形Ｖｄｃの関係を示す。なお、この図１０の実直流電圧波形Ｖｄｃは、単相ダイオード整流回路で整流することによって、直流電圧を得た場合の直流電圧波形である。図１０の直流電圧波形より判るように単相ダイオード整流回路より得られる直流電圧の脈動成分は、正弦波でなくのこぎり状の波形に近く、その脈動成分の周波数は、電源電圧の周波数の２倍になる。そのため、６０Ｈｚの単相電源であると１２０Ｈｚの脈動成分になる。図１０の結果は、サンプリング周期Ｔを１８０μｓｅｃとして実施した直流電圧検出値推定手段５ａの結果である。
実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４の電力変換装置１００の構成例を示すブロック図である。
図１１において前記第１の実施の形態の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｂが異なるのみである。そのため、ここでは、図１２に示す直流電圧検出値推定手段５ｂについて説明する。
この実施の形態４の直流電圧検出値推定手段５ｂの原理は、直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を４次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４から、次回のサンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定する。ここで、Ｔは所定のサンプリング周期であり、このときのＶｎ−４〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を４次関数とする。すなわち、次の式（５）で次回サンプリング時の時刻ｔｎ＋１の直流電圧Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４を式（５）で表すことができる。
図１１は、この発明の実施の形態４の電力変換装置１００の構成例を示すブロック図である。
図１１において前記第１の実施の形態の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｂが異なるのみである。そのため、ここでは、図１２に示す直流電圧検出値推定手段５ｂについて説明する。
この実施の形態４の直流電圧検出値推定手段５ｂの原理は、直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を４次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４から、次回のサンプリング時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定する。ここで、Ｔは所定のサンプリング周期であり、このときのＶｎ−４〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を４次関数とする。すなわち、次の式（５）で次回サンプリング時の時刻ｔｎ＋１の直流電圧Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４を式（５）で表すことができる。
上記式（５）より、任意数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、およびｔｎ−４、サンプリング周期Ｔを消去し、次回のサンプリング時の直流電圧Ｖｎ＋１を求めると、式（６）のようになる。
図１２は、式（６）の演算を行うための直流電圧検出値推定手段５ａの構成をブロック図で示したものである。
図１２の直流電圧検出値推定手段５ｂは、１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を記憶できる第１のメモリ８と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を記憶できる第２のメモリ９と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３を記憶できる第３のメモリ２５と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４を記憶できる第４のメモリ２６を備えている。
そして、第１のメモリ８に記憶された１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１と、第２のメモリ９に記憶された２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と、第３のメモリ２５に記憶された３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３と、第４のメモリ２６に記憶された４回前のサンプリング時ｔｎ−４に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４と、今回のサンプリング時ｔｎに検出した直流電圧検出値Ｖｎに基づいて、図１２の加算器１１、加・減算器１１ａ、乗算器１２ｆ、１２ｇを用いることにより、次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算する。その結果、式（６）に基づいた次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することができる。
このように４回前のサンプリング時の直流電圧検出値Ｖｎ−４を追加することによって実施の形態３の推定方法より精度良い推定結果を得られる効果がある。
図１２の直流電圧検出値推定手段５ｂは、１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を記憶できる第１のメモリ８と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を記憶できる第２のメモリ９と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３を記憶できる第３のメモリ２５と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４を記憶できる第４のメモリ２６を備えている。
そして、第１のメモリ８に記憶された１回前のサンプリング時ｔｎ−１に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１と、第２のメモリ９に記憶された２回前のサンプリング時ｔｎ−２に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と、第３のメモリ２５に記憶された３回前のサンプリング時ｔｎ−３に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３と、第４のメモリ２６に記憶された４回前のサンプリング時ｔｎ−４に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４と、今回のサンプリング時ｔｎに検出した直流電圧検出値Ｖｎに基づいて、図１２の加算器１１、加・減算器１１ａ、乗算器１２ｆ、１２ｇを用いることにより、次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算する。その結果、式（６）に基づいた次回サンプリング時ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定することができる。
このように４回前のサンプリング時の直流電圧検出値Ｖｎ−４を追加することによって実施の形態３の推定方法より精度良い推定結果を得られる効果がある。
図１３に実施の形態４による直流電圧検出値推定手段５ｂによる直流電圧推定値Ｖｅｓｔと実直流電圧波形Ｖｄｃの関係を示す。なおこの図１３の実直流電圧波形Ｖｄｃは、単相ダイオード整流回路で整流することによって、直流電圧を得た場合の直流電圧波形である。図１３の直流電圧波形より判るように単相ダイオード整流回路より得られる直流電圧の脈動成分は、正弦波でなくのこぎり状の波形に近く、その脈動成分の周波数は、電源電圧の周波数の２倍になる。そのため、６０Ｈｚの単相電源であると１２０Ｈｚの脈動成分になる。図１３は、サンプリング周期Ｔを１００μｓｅｃとして実施した直流電圧検出値推定手段５ｂの結果である。
実施の形態５．
図１４は、この発明の実施の形態５の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図１４において実施の形態１の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｄが異なるのみである。そのため、ここでは、図１４に示す直流電圧検出値推定手段５ｄについて説明する。
この実施の形態５における電力変換装置１００は、サンプリング周期の制御遅れだけでなく、電力変換器の遅れ、つまり出力電圧制御手段６が電圧指令を送ってから電力変換器１のスイッチング素子が動作して交流回転機２に電圧が印加されるまでの遅れの欠点を解消するための構成である。すなわち、サンプリング周期の制御遅れに加えて電力変換器の遅れを考慮することにより、実施の形態１と比較して更に直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができる。
図１４は、この発明の実施の形態５の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図１４において実施の形態１の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｄが異なるのみである。そのため、ここでは、図１４に示す直流電圧検出値推定手段５ｄについて説明する。
この実施の形態５における電力変換装置１００は、サンプリング周期の制御遅れだけでなく、電力変換器の遅れ、つまり出力電圧制御手段６が電圧指令を送ってから電力変換器１のスイッチング素子が動作して交流回転機２に電圧が印加されるまでの遅れの欠点を解消するための構成である。すなわち、サンプリング周期の制御遅れに加えて電力変換器の遅れを考慮することにより、実施の形態１と比較して更に直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができる。
この実施の形態５の直流電圧検出値推定手段５ｄの動作原理を説明する。すなわち、本実施の形態５では、実施の形態１と同様に直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を２次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎでの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２から、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定する。ただし、本実施の形態５は、実施の形態１と異なり、電力変換器の遅れ時間を考慮して、次回時刻ｔｎ＋１は、現在時刻ｔｎからサンプリング周期Ｔを経過した時刻にさらに０．５Ｔを加えた時刻としている。つまり、図１５に示すように、次回時刻ｔｎ＋１を現在時刻ｔｎから所定のサンプリング周期Ｔの１．５倍の時間経過した時刻としている。このときの直流電圧値Ｖｎ−２〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数とする。この場合、次回サンプリング時刻に０.５Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２の関係は、次式（７）で表すことができる。
上記式（７）より、任意数ａ、ｂ、ｃ、およびｔｎ−２、Ｔを消去し、次回時刻の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（８）のようになる。
図１４に示すマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｄは、上記式（８）に基づいた構成を示している。直流電圧検出値推定手段５ｄの動作を図１４により説明する。
直流電圧検出値推定手段５ｄの乗算器１２ｉは、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎに所定の定数３５／８を掛けて、加算器１０ａに出力する。
乗算器１２ｋは、第１のメモリ８に記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１に所定の定数−（２１／４）を掛けて、加算器１０ａに出力する。
乗算器１２ｊは第２のメモリ９に記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２に所定の定数１５／８を掛けて、加算器１０ａに出力する。
加算器１０ａは、乗算器１２ｉ、１２ｋ、１２ｊの出力を足し合わせる。すなわち、直流電圧検出推定手段５ｄは、式（８）に示す演算を行い、この結果は、次回サンプリングに０.５Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１として出力電圧制御手段６に出力する。
このことにより、電力変換器１の遅れを考慮して、次回サンプリング時刻に０.５Ｔを加えた時刻の直流電圧推定値を用いることにより、実施の形態１より更に効果を得ることができる。
直流電圧検出値推定手段５ｄの乗算器１２ｉは、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎに所定の定数３５／８を掛けて、加算器１０ａに出力する。
乗算器１２ｋは、第１のメモリ８に記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１に所定の定数−（２１／４）を掛けて、加算器１０ａに出力する。
乗算器１２ｊは第２のメモリ９に記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２に所定の定数１５／８を掛けて、加算器１０ａに出力する。
加算器１０ａは、乗算器１２ｉ、１２ｋ、１２ｊの出力を足し合わせる。すなわち、直流電圧検出推定手段５ｄは、式（８）に示す演算を行い、この結果は、次回サンプリングに０.５Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１として出力電圧制御手段６に出力する。
このことにより、電力変換器１の遅れを考慮して、次回サンプリング時刻に０.５Ｔを加えた時刻の直流電圧推定値を用いることにより、実施の形態１より更に効果を得ることができる。
以上のように、この実施の形態５による電力変換装置１００は、整流手段２１の出力する直流電圧を電圧検出手段４で検出し、この検出された直流電圧検出値Ｖｎは任意に設定された所定の周期Ｔでマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｄに入力され、前記した式（８）に示す演算が行われる。そのため、電力変換器の遅れも考慮した次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１に応じて、電力変換器１のパルス幅変調率を補正することになるので、直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができる。
つまり、従来のマイコン制御はマイコンから出力される制御信号が、直流電圧を検出してから１サンプリング周期遅れに加えて電力変換器の遅れを含めて電力変換器に反映されるものであり、その為出力電圧脈動は十分に抑制できない。
しかし、この実施の形態５は、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｄによって、所定のサンプリング周期で現在時刻より２回及び１回前の直流電圧検出値を検出しこれらの値を結ぶ直流電圧波形８０を２次関数とみなし、電力変換器の遅れも考慮した次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定しているので、従来のマイコン制御による１サンプリング周期の制御遅れ及び電力変換器の遅れによる問題点を解消している。
しかし、この実施の形態５は、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｄによって、所定のサンプリング周期で現在時刻より２回及び１回前の直流電圧検出値を検出しこれらの値を結ぶ直流電圧波形８０を２次関数とみなし、電力変換器の遅れも考慮した次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定しているので、従来のマイコン制御による１サンプリング周期の制御遅れ及び電力変換器の遅れによる問題点を解消している。
この実施の形態５では、実施の形態１と同様に直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を２次関数とおくことによって、次回サンプリング時刻から０．５Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めたが、実施の形態３のように直流電圧波形を３次関数とみなして、次回サンプリング時刻から０．５Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めることもできる。すなわち、次の式（９）により、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、今回サンプリング時ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３を表すことができる。
上記式（９）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ及びｔｎ−２、Ｔを消去し、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（１０）のようになる。
また、実施の形態４のように直流電圧波形を４次関数とみなして、次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めて使用することもできる。すなわち、次の式（１１）により、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧Ｖｎ＋１と、今回のサンプリング時ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４を表すことができる。
上記式（１１）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ及びｔｎ−４、Ｔを消去し、次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧Ｖｎ＋１を求めると、式（１２）のようになる。
以上のように、式（１０）及び式（１２）を用いて、次回サンプリング時刻に０．５Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を用いても同様の効果を得られる。
実施の形態６．
図１６は、この発明の実施の形態６の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図１６において実施の形態１の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｅが異なるのみである。そのため、ここでは、図１６に示す直流電圧検出値推定手段５ｅについて説明する。
この実施の形態６における電力変換装置１００は、サンプリング周期の制御遅れだけでなく、電力変換器の遅れ、つまり出力電圧制御手段６が電圧指令を送ってから電力変換器１のスイッチング素子が動作して交流回転機２に電圧が印加されるまでの遅れの問題点を解消するための構成である。すなわち、サンプリング周期の制御遅れに加えて電力変換器の遅れを考慮することにより実施の形態１と比較して更に直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができることを発見した。そして、実施の形態１の直流電圧検出値推定手段５に加えて、電力変換器１の遅れを補償するために電力変換器の遅れ補償器２８を追加した構成である。
図１６は、この発明の実施の形態６の電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。
図１６において実施の形態１の図１とは直流電圧検出値推定手段５ｅが異なるのみである。そのため、ここでは、図１６に示す直流電圧検出値推定手段５ｅについて説明する。
この実施の形態６における電力変換装置１００は、サンプリング周期の制御遅れだけでなく、電力変換器の遅れ、つまり出力電圧制御手段６が電圧指令を送ってから電力変換器１のスイッチング素子が動作して交流回転機２に電圧が印加されるまでの遅れの問題点を解消するための構成である。すなわち、サンプリング周期の制御遅れに加えて電力変換器の遅れを考慮することにより実施の形態１と比較して更に直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができることを発見した。そして、実施の形態１の直流電圧検出値推定手段５に加えて、電力変換器１の遅れを補償するために電力変換器の遅れ補償器２８を追加した構成である。
この実施の形態６の直流電圧検出値推定手段５ｅの動作原理を説明する。すなわち、本実施の形態６では、実施の形態１と同様に直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を２次関数とおくことによって、今回のサンプリング時刻（現在時刻）ｔｎでの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２から、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定する。
ただし、本実施の形態６は、実施の形態１と異なり、電力変換器の遅れ時間を考慮して、次回時刻ｔｎ＋１は、現在時刻ｔｎからサンプリング周期Ｔを経過した時刻にさらにｋ・Ｔを加えた時刻としている。つまり、図１７に示すように、次回時刻ｔｎ＋１を現在時刻ｔｎから所定のサンプリング周期Ｔの（１＋ｋ）倍の時間経過した時刻としている。このときのＶｎ−２〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数とする。この場合、次回サンプリング時刻にｋ・Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２の関係は、次式（１３）で表すことができる。なお、時間ｋ×Ｔは、電力変換器１のスイッチングの遅れや素子のデットタイムによる遅れ要素を考慮しているものであり、電力変換器１の性能や構成で決定することができる。ただし、ｋは０＜ｋ＜１である。
ただし、本実施の形態６は、実施の形態１と異なり、電力変換器の遅れ時間を考慮して、次回時刻ｔｎ＋１は、現在時刻ｔｎからサンプリング周期Ｔを経過した時刻にさらにｋ・Ｔを加えた時刻としている。つまり、図１７に示すように、次回時刻ｔｎ＋１を現在時刻ｔｎから所定のサンプリング周期Ｔの（１＋ｋ）倍の時間経過した時刻としている。このときのＶｎ−２〜Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数とする。この場合、次回サンプリング時刻にｋ・Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、現在時刻ｔｎでサンプリングする直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２の関係は、次式（１３）で表すことができる。なお、時間ｋ×Ｔは、電力変換器１のスイッチングの遅れや素子のデットタイムによる遅れ要素を考慮しているものであり、電力変換器１の性能や構成で決定することができる。ただし、ｋは０＜ｋ＜１である。
上記式（１３）より、任意数ａ、ｂ、ｃ、およびｔｎ−２、Ｔを消去し、次回サンプリング時刻に時間ｋ×Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（１４）のようになる。
図１６に示すマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｅは、上記式（１４）に基づいた構成を示している。直流電圧検出値推定手段５ｅの動作を図１６により説明する。
直流電圧検出値推定手段５ｅの減算器１１は、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎから、第１のメモリ８で記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を引き算し、乗算器１２で所定の定数３を掛ける。この結果を第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と加算器１０ｂで足し合わせる。すなわち実施の形態１と同様に式（２）に示す演算を行う。
電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｎは、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎに所定の定数５を掛けて、加算器１０ｄに出力する。電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｏは、第１のメモリ８で記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１に所定の定数（−８）を掛けて、加算器１０ｄに出力する。
電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｐは、第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２に所定の定数３を掛けて、加算器１０ｄに出力する。加算器１０ｄは、乗算器１２ｎ、１２ｏ、１２ｐの出力を足し合わせて、乗算器１２ｑに出力して、電力変換器の遅れ時間を示すｋを掛け合わせて、加算器１０ｅに出力する。
直流電圧検出値推定手段５ｅの減算器１１は、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎから、第１のメモリ８で記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１を引き算し、乗算器１２で所定の定数３を掛ける。この結果を第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２と加算器１０ｂで足し合わせる。すなわち実施の形態１と同様に式（２）に示す演算を行う。
電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｎは、現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎに所定の定数５を掛けて、加算器１０ｄに出力する。電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｏは、第１のメモリ８で記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１に所定の定数（−８）を掛けて、加算器１０ｄに出力する。
電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｐは、第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２に所定の定数３を掛けて、加算器１０ｄに出力する。加算器１０ｄは、乗算器１２ｎ、１２ｏ、１２ｐの出力を足し合わせて、乗算器１２ｑに出力して、電力変換器の遅れ時間を示すｋを掛け合わせて、加算器１０ｅに出力する。
また、電力変換器の遅れ補償器２８の乗算器１２ｍは、第１のメモリ８で記憶する１回前の時刻ｔｎ−１で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１に所定の定数（−２）を掛けて、加算器１０ｃに出力し、加算器１０ｃでは、その値と現在時刻ｔｎで検出した直流電圧検出値Ｖｎと第２のメモリ９で記憶する２回前の時刻ｔｎ−２で検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２を加算する。加算器１０ｃで加算した値に、乗算器１２ｒで所定の値ｋの２乗と掛け合わせる。乗算器１２ｒと乗算器１２ｑで演算したそれぞれの値を加算器１０ｅで加算し、その加算した値に乗算器１２ｌで所定の値（１／２）を掛けて、加算器１０ｂに出力する。
加算器１０ｂは、乗算器１２ｌの出力と実施の形態１と同様に式（２）に示す演算を行った値を足し合わせる。すなわち式（１４）に示す演算を行い、この結果は、次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れの時間ｋ×Ｔを加えた時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１として出力電圧制御手段６に出力する。
このことにより、電力変換器１の遅れを考慮して、次回サンプリング時刻に時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を用いることにより、実施の形態１より更に効果を得ることができる。
以上のように、この実施の形態６による電力変換装置１００は、整流手段２１の出力する直流電圧を電圧検出手段４で検出し、この検出された直流電圧検出値Ｖｎは任意に設定された所定の周期Ｔでマイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｅに入力され、前記した式（１４）に示す演算が行われる。そのため、電力変換器の遅れも考慮した次回サンプリング時刻に時間ｋ×Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１に応じて、電力変換器１のパルス幅変調率を補正することになるので、直流電圧の脈動成分に起因する出力電圧脈動を十分に抑制し、出力電流のビート現象も減少させることができる。
つまり、従来のマイコン制御はマイコンから出力される制御信号が、直流電圧を検出してから１サンプリング周期遅れに加えて電力変換器の遅れを含めて電力変換器に反映されるものであり、その為出力電圧脈動は十分に抑制できない。しかし、この実施の形態６は、マイコン５０に設けられた直流電圧検出値推定手段５ｅによって、所定のサンプリング周期で現在時刻より２回及び１回前の直流電圧検出値を検出し、これらの値を結ぶ直流電圧波形８０を２次関数とみなし、電力変換器の遅れも考慮して次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れを考慮した所定の時間ｋ×Ｔを進ました時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を推定しているので、従来のマイコン制御による１サンプリング周期の制御遅れ及び電力変換器の遅れの欠点を解消している。
なお、この実施の形態６では、実施の形態１と同様に直流電圧波形を時系列データとみなし、直流電圧波形を２次関数とおくことによって、次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れを考慮した所定の時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めたが、実施の形態３のように直流電圧波形を３次関数とみなして、次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れを考慮した所定の時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めて使用することもできる。すなわち、次の式（１５）により、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、今回サンプリング時ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３を表すことができる。
上記式（１５）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ及びｔｎ−３、Ｔを消去し、次回サンプリング時刻に時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（１６）のようになる。
また、同様に実施の形態４のように４次関数とみなして、次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れを考慮した所定の時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を求めて使用することもできる。すなわち、次の式（１７）により、次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１と、今回のサンプリング時ｔｎの直流電圧検出値Ｖｎと、１回前のサンプリング時ｔｎ−１の直流電圧検出値Ｖｎ−１と、２回前のサンプリング時ｔｎ−２の直流電圧検出値Ｖｎ−２と、３回前のサンプリング時ｔｎ−３の直流電圧検出値Ｖｎ−３と、４回前のサンプリング時ｔｎ−４の直流電圧検出値Ｖｎ−４を表すことができる。
上記式（１７）より、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ及びｔｎ−４、Ｔを消去し、次回サンプリング時刻に時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を求めると、式（１８）のようになる。
以上のように、式（１６）及び式（１８）式を用いて、次回サンプリング時刻に電力変換器の遅れを考慮した所定の時間ｋ×Ｔを進ました時刻の直流電圧推定値を用いても同様の効果を得られる。
実施の形態７．
この実施の形態７による電力変換装置１００の直流電圧検出値推定手段５ｃは、図１８に示すように複数のメモリの前段にフィルタ手段２７を設けたものである。フィルタ手段２７は、電力変換器１によるスイッチングノイズなどを除去するための一次遅れフィルタや高周波カットオフフィルタなどである。このフィルタ手段２７のノイズ除去用のカットオフ周波数は直流電圧に含まれる脈動成分の周波数より十分高く設定する。このことにより電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制でき、また、スイッチングなどにより発生するノイズを除去して直流電圧を検出することができるため、直流電圧検出値推定手段５ｃ及び電力変換装置１００の信頼性を向上できる効果がある。
この実施の形態７による電力変換装置１００の直流電圧検出値推定手段５ｃは、図１８に示すように複数のメモリの前段にフィルタ手段２７を設けたものである。フィルタ手段２７は、電力変換器１によるスイッチングノイズなどを除去するための一次遅れフィルタや高周波カットオフフィルタなどである。このフィルタ手段２７のノイズ除去用のカットオフ周波数は直流電圧に含まれる脈動成分の周波数より十分高く設定する。このことにより電力変換器１の出力電流のビート現象を抑制でき、また、スイッチングなどにより発生するノイズを除去して直流電圧を検出することができるため、直流電圧検出値推定手段５ｃ及び電力変換装置１００の信頼性を向上できる効果がある。
なお、この発明の実施の形態１〜７には、電力変換装置１００につながる負荷として交流回転機の場合を示したが、交流回転機は、誘導機や同期機で限定することなく、何れの交流回転機でも同様の効果が期待できる。
また、交流回転機の他に、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御する電力変換装置に適用した場合も同様の効果が期待できる。
また、交流回転機の他に、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御する電力変換装置に適用した場合も同様の効果が期待できる。
この発明の電力変換装置は、例えば直流電圧を可変周波数／電圧の交流に変換して交流電動機を可変速駆動するインバータ装置に利用可能である。
Claims (15)
- 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔｎからｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔｎ−ｍまでに検出した直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを用いて、次回時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記電圧値Ｖｎ＋１〜Ｖｎ−ｍを結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、前記２次関数に基づく式で演算すると共に、
前記直流電圧検出値推定手段は、前記次回時刻ｔｎ＋１を前記現在時刻ｔｎから前記所定の周期Ｔ経過した時刻とし、当該次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算し、
前記直流電圧検出値推定手段は、前記サンプリングの周期の逆数を前記直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が、１０以上で１６６７以下となるようにサンプリング周期を設定し、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔｎからｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔｎ−ｍまでに検出した直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを用いて、次回時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、次式
Ｖｎ＋１＝３（Ｖｎ−Ｖｎ−１）＋Ｖｎ−２
で演算し、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔ ｎ からｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔ ｎ−ｍ までに検出した直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を用いて、次回時刻ｔ ｎ＋１ での直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を３次関数としてとらえて、次式
Ｖｎ＋１＝４（Ｖｎ＋Ｖｎ−２）−６Ｖｎ−１−Ｖｎ−３
で演算し、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔ ｎ からｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔ ｎ−ｍ までに検出した直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖ ｎ 〜Ｖ ｎ−ｍ を用いて、次回時刻ｔ ｎ＋１ での直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を、前記現在時刻より４回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を４次関数としてとらえて、次式
Ｖｎ＋１＝５（Ｖｎ−Ｖｎ−３）−１０（Ｖｎ−１−Ｖｎ−２）＋Ｖｎ−４
で演算し、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖ ｎ＋１ を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔｎからｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔｎ−ｍまでに検出した直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを用いて、次回時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記電圧値Ｖｎ＋１〜Ｖｎ−ｍを結ぶ曲線を所定の関数としてとらえて、所定の式で演算すると共に、
前記直流電圧検出値推定手段は、前記次回時刻ｔｎ＋１を前記現在時刻ｔｎから前記所定の周期Ｔの１．５倍の時間経過した時刻とし、当該次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算し、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を３次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より４回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を４次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 - 交流電源を整流する整流手段の直流電圧を入力し、負荷を制御、駆動する電力変換器と、前記整流手段の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段が検出する直流電圧検出値を入力して、直流電圧推定値を出力する直流電圧検出値推定手段と、前記直流電圧検出値推定手段の出力を入力し、前記電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御手段とを備え、
前記直流電圧検出値推定手段は、所定の周期Ｔで前記直流電圧検出値のサンプリングを行うとともに、現在時刻ｔｎからｍ回前（ｍ≧１）のサンプリング時刻ｔｎ−ｍまでに検出した直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを蓄積し、前記直流電圧検出値Ｖｎ〜Ｖｎ−ｍを用いて、次回時刻ｔｎ＋１での直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記電圧値Ｖｎ＋１〜Ｖｎ−ｍを結ぶ曲線を所定の関数としてとらえて、所定の式で演算すると共に、
前記直流電圧検出値推定手段は、前記次回時刻ｔｎ＋１を前記現在時刻ｔｎから前記所定の周期Ｔの（１＋ｋ）倍の時間経過した時刻とし、当該次回時刻ｔｎ＋１の直流電圧推定値Ｖｎ＋１を演算し（ただし、ｋは、０＜ｋ＜１）、
前記出力電圧制御手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を入力して出力電圧指令値を補正し、前記補正した出力電圧指令値を前記電力変換器に出力する電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を２次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を３次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を、前記現在時刻より４回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−４、前記現在時刻より３回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−３、前記現在時刻より２回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−２、前記現在時刻より１回前のサンプリング時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ−１、前記現在時刻に検出した直流電圧検出値Ｖｎ、および前記直流電圧推定値Ｖｎ＋１を結ぶ曲線を４次関数としてとらえて、次式
で演算することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。 - 前記直流電圧検出値推定手段は、前記サンプリング周期の逆数を前記直流電圧に含まれる脈動成分の周波数で割った値が、１０以上で１６６７以下となるようにサンプリング周期が設定されていることを特徴とする請求項２から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記整流手段は、ダイオード整流回路もしくはブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路、もしくはＰＷＭ制御を行うコンバータを用いた自励式整流回路の整流回路手段によって前記交流電源からの交流電圧を整流するものであることを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧検出値推定手段には、フィルタ手段が設けられていることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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