JP5079336B2 - 増幅器用の適応型バイアス電流回路及び方法 - Google Patents

Description

本発明の分野は一般的に増幅器である。本発明の特定の分野は、無線周波数（ＲＦ）増幅器、例えばＲＦ信号を送受信し通常は携帯型電源装置を使用する携帯電話端末やその他の機器に利用される増幅器である。

効率的な増幅器は、ＲＦの応用にとって重要である。典型的なＲＦ機器は、携帯型の電源、例えばバッテリーを使用している。このＲＦ機器の動作は、バッテリーに対する要求が軽減されたときに強化される。しかしながら、携帯機器のＲＦ回路は、携帯機器の電源に対し最も大きな要求の一つをもたらす。特に、ＲＦ回路の増幅器はかなりの電源を消費する。

ＲＦ信号の伝送方法には複数の異なる方法がある。いくつかの方法では、伝送される情報は伝送されるＲＦ信号の位相の領域で完全に符号化される。ＧＳＭは、伝送される情報がＲＦ信号の位相の領域で完全に符号化される、典型的な規格である。他の方法では、少なくともいくつかの情報がＲＦ信号の振幅の領域で符号化される。後者の場合は、ＲＦ増幅回路の設計において、矛盾する目標に向かうよう試みることが重要である。最初の目標は、高い平均効率であり、これは電源からの利用可能な電力のよりよい利用を生じさせる。２つ目の目標は、振幅信号を運んでいる情報を増幅器が歪めないようにするための、高い直線性である。ＲＦ信号によって搬送される情報のいくつかまたは全てに対しＲＦ振幅を利用する技術又は規格は多数ある。

最新の無線データ伝送方法は、ＲＦ信号で伝送されるトラフィックが、テキストメッセージングからイメージデータ、ビデオデータ、インターネットプロトコールデータにわたる、音声及びビットの大きなデータトラフィックを含んでいるため、高いデータレートを提供することを目標としている。第三世代（３Ｇ）の無線通信方式は、スペクトル的に効率的な可変エンベロープ変調方式を用いる。そのような方式の１つは、ＨＰＳＫ（ｈｙｂｒｉｄ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）方式であり、ＷＣＤＭＡ（ｗｉｄｅ ｂａｎｄ ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）規格に採用されている。ＷＣＤＭＡでは、送信機の回路歪によるスペクトルの再増殖は、厳しく制限される。これはしばしば、送信機チェーンの最後を構成し最も高い信号レベルを扱うことを課せられるＲＦ増幅器に対する、厳しく且つ挑戦的な直線性の要求と解釈される。

矛盾するけれどももう一つの重要な設計基準は、増幅器の電力消費である。ＲＦ増幅器は、携帯機器のバッテリー電力のかなりの部分を消費するので、それらの電力効率は、電源（例えばバッテリー）の再充電や交換までの機器動作時間に対し、直接的且つ決定的な影響を有する。効率は、増幅器のピーク出力レベルにおいて増幅器の直線性と妥協することなく最大化されるべきである。しかしながら、加えて、効率は電力のバックオフの間にも高い必要がある。効率を両方の条件で達成するのは、実際面では難しいことが判明している。例えばＷＣＤＭＡ規格では、基地局のカバー領域内での携帯電話機の基地局からの距離に関係なく基地局の受信信号の均等化を実現するために、出力制御（減衰）が継続的に且つ適応的に実行されることが要求される。従ってＲＦ増幅器は、バッテリー寿命を長引かせるために、高い平均効率を示す必要がある。増幅器のバイアスは、適応的であるべきである。小さい信号条件に対しては、効率を高めるため静止電流は最小に維持されなければならない。大きい信号条件に対しては、高い直線性を達成するために上記電流は自動的に上がらなければならない。

クラスＡＢ（又はＢ）バイアスが、適応型バイアス電流を提供するために伝統的にＲＦ増幅器に採用されている。適応型バイアス電流を実現する増幅器には、様々な種類がある。増幅器の一つのタイプに、インダクタベースバイアス供給増幅器と一般に呼ばれるものがある。この回路では、インダクタが出力トランジスタのベースと電流バイアス回路の出力の間に連結される。一つのバリエーションは、電流増加効果を増大するために電流バイアス回路の中にフイードバック用電流ミラーを追加した、自己ベースバイアス制御回路である。インダクタベースバイアス供給増幅器の電流ミラーフィードバックバリエーション（自己ベースバイアスコントロール）は、Ｓｈｉｎｊｏらの“Ｌｏｗ Ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ ＳｉＧｅ ＨＢＴ Ｄｒｉｖｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｈａｖｉｎｇ Ｓｅｌｆ Ｂａｓｅ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ，”ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，ｖｏｌ．Ｅ８５−Ｃ，ｎｏ．７，ｐｐ．１４０４−１４１１，Ｊｕｌｙ ２００２の中で議論されている。

これら及び他のインダクタを用いる増幅回路の認識されている問題の中には、インダクタが占める領域の大きさがある。抵抗器（典型的には微量のポリシリコン）は、インダクタに比べはるかに少ない空間を占める。抵抗ベースバイアス供給回路はインダクタを削除はするが、本回路の逆インピーダンス要件によって高い値の抵抗器が要求される。しかしながら、出力トランジスタのベース電流が増加するにつれ、出力トランジスタのベースに接続された前記抵抗での電圧降下も増大する。エミッタ共通増幅器のベース電流におけるいかなる増加も、このようにベースでの電圧降下を引き起こす。大きな信号条件下においての、上記の結果生じたベース−エミッタ電圧（Ｖｂｅ）の減少は、電流ブーストを大きく抑制する。抵抗値が高ければ高いほど（インピーダンス要件には良いが）、バイアス回路は定電流バイアスに似てくる（ここでは入力電力Ｐｉｎが増加してもコレクタ電流は増加できない）。

抵抗ベースバイアス供給のバリエーションの一つは、出力トランジスタのベースに電流を供給するために、付加的な電流バイアス回路を加えている。抵抗ベースバイアスを含むデュアルバイアス回路は、Ｔａｎｉｇｕｃｈｉらの“Ａ Ｄｕａｌ Ｂｉａｓ−Ｆｅｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ＳｉＧｅ ＨＢＴ Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ Ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ．５１，ｎｏ．２，ｐｐ．４１４−４２１，Ｆｅｂ．２００３で論じられている。

直線性を実現するために抵抗縮退が用いられている。しかしこれは増幅器の利得の犠牲の上である。抵抗は、出力トランジスタのエミッタに接続される。この回路構成では、エミッタ抵抗は出力トランジスタのエミッタ電圧を上昇させ、それによりベース−エミッタ電圧降下（ＶＢＥ）を低減させ、そしてその結果上述したバイアス方式の電流ブースト効果を減少させる。インダクタ縮退（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）は、エミッタ電圧の上昇を回避はするが、上述のようにインダクタはインダクタ収容のために要求される領域の大きさに起因する製造問題をもたらす。

本発明は、増幅回路の検出された入力電力に少なくとも部分的に基づいて大きな電流ブーストをもたらす増幅器用の、適応型バイアス方法及び回路を提供する。本発明の方法及び回路は、検出された入力電力に基づく付加的なバイアス電流を提供する。本発明の回路は、単純で、面積効率がよく、低電力で、安定且つデジタルプログラミングが可能であろう。加えて、本発明の方法及び回路は、インダクタ及び／又は抵抗縮退のいずれかを有する増幅器を含む、多くの増幅回路構成とともに用いることができる。

本発明の実施形態は、ＲＦ増幅器のバイアス回路に入力電力を基準とした電流ブーストを提供する。本発明の好ましい実施形態では、差動トランジスタ・ペアがＲＦ増幅器の正／負入力電圧の電力差を検出する。差動ＲＦ増幅器への入力電力が増加すると、差動トランジスタ・ペアの出力電流がクリップされ、入力電力のレベルに応じて高い平均電流を提供する。上記差動トランジスタは、大きな信号条件のときにそのコレクタ電流がクリップされるように低静止電流でバイアスされ、それ故にその平均（ｄｃ）コレクタ電流は上記静止電流よりも引き上げられる。ローパス・フィルタが高調波を除去し、入力電力に比例する電流ブーストΔＩが生成される。この電流ブーストは、ＲＦ増幅器のバイアス回路に供給される。デジタルプログラミング可能な電流ミラーを含む１またはそれ以上の電流ミラーが、ＲＦ増幅器バイアス回路に供給される電流ブーストΔＩを増大するために具備されることが好ましい。入力電力に比例する割増しのｄｃ電流が、デジタルプログラミング可能バイアス電流ミラーネットワークを通してＲＦ増幅器に適用される。

本発明の適応型バイアス回路は、異なるタイプのＲＦ増幅器にも適用可能である。本発明のバイアス回路は、抵抗縮退の影響を相殺するために用いることができる。本発明の好ましい実施形態のＲＦ増幅回路は抵抗縮退を用いており、抵抗が出力トランジスタのエミッタに接続される。電流ブーストバイアス回路は入力電力を検出し、効率的で、上昇する入力電力とともに増加していく適応型バイアス電流を維持するために、電流ブーストを供給する。出力トランジスタにおける増幅用のベースーエミッタ電圧ＶＢＥは維持され、同時に抵抗縮退が直線性を提供する。

ここで、図面を参照して好ましい実施形態を論ずる。この好ましい実施形態の説明により、当業者は本発明のより広範な態様を理解するであろう。当業者はまた、本発明の適応型バイアス回路及び方法は、本発明の原理が高平均効率と高直線性の両方の提供のために用いることができることから、一般的にクラスＡＢ／Ｂ級のＲＦ増幅回路に適用可能であることも理解しよう。

図１は、ＲＦ増幅器の典型的な実施形態を示している。図１において、バイアス回路１０は、正出力１２Ｐ及び負出力１２Ｎを含む出力増幅器１２に、バイアス電流Ｉｃｑ１を供給する。適応型バイアス電流回路１４は、ＲＦ増幅器の正及び負電圧ＶＩＰ及びＶＩＮ間の入力電力差を検出し、電流ブーストΔＩｃｑ＋Ｉｅｎｖ（ｔ）を供給する。ここで、Ｉｃｑは、適応型バイアス電流回路１４に供給される静止電流である。電流ブーストのｄｃ部分であるΔＩｃｑを先ず論じ、一方エンベロープ電流Ｉｅｎｖ（ｔ）もまた有利に好ましい実施形態の回路により提供されるが、その後で論じられよう。ｄｃ電流ブーストΔＩｃｑは、入力電力に比例しており、上昇する入力電力に応えて静止電流を増加するためにバイアス回路１０に供給される。図１には示されてはいないが、もし抵抗が出力増幅器１２のトランジスタのエミッタに適用されている場合には、電流ブーストは抵抗縮退の影響を相殺するためにも用いることができる。図１は、適応型バイアス電流回路１４が正／負の入力電圧を受け取ることを表している。これらの電圧は、例えば単一入力（接地電位又は他の基準電位に対するとき）又は２つの入力を含んでいる差動入力経由で受けることができる。

さて、図２を参照して好ましい一実施形態の適応型バイアス電流回路１４の、全般的な特徴を説明する。差動入力電力センサ１６は、増幅器１２の正／負入力電圧ＶＩＰ及びＶＩＮの入力電力差を検出する。センサ１６（好ましくは差動トランジスタ・ペアとして実装）の出力電流は、入力電力差に比例した電流を生成する。上記差動ＲＦ増幅器への入力電力が増加すると、センサ１６の出力電流は大きな入力電力条件の間の入力電力レベルに応じて高い平均電流を提供する。ローパス・フィルタ１８が高調波を除去し、入力電力に比例する電流ブーストΔＩｃｑ＋Ｉｅｎｖ（ｔ）が、電流乗算器２０（例えば電流ミラー）に供給され、増倍率だけ電流ブーストのレベルを増加させる。プログラム可能電流乗算器２２は、追加の電流ブーストを提供する。電流乗算器２０の定数をＫ、プログラム可能電流乗算器２２の増倍率をＮとしたとき、全体の増倍率はＫＮで与えられ、この場合、増倍率はＫＮ（ΔＩｃｑ＋Ｉｅｎｖ（ｔ））となる。この電流ブーストは、ＲＦ増幅器のバイアス回路２４に供給される。従ってバイアス回路２４は、入力電力及びエンベロープ電流に比例した割り増しのｄｃ電流を受け取る。エンベロープ電流Ｉｅｎｖ（ｔ）は、ｄｃ電流ΔＩｃｑに加えて本発明の好ましい実施形態の適応型バイアス回路の中で提供されている。周波数ω１及びω２の２階調正弦波入力を仮定すれば、エンベロープ信号はＩｅｎｖ（ｔ）＝Ｉｅｎｖｃｏｓ〔（ω２−ω１）ｔ＋Θｅｎｖ〕で与えられ、ここでＩｅｎｖ（ｔ）及びΘｅｎｖは、それぞれエンベロープ信号の振幅、位相を意味する。エンベロープ信号の振幅は、プログラム可能電流乗算器２２と静止電流値によって変化させることができ、エンベロープ信号の位相はローパス・フィルタ１８によって決定される。エンベロープ信号の位相と振幅は、ＲＦ増幅器の第３高調波をキャンセルするために制御することができる。例えば、Ｖ．Ｌｅｕｎｇ，Ｊ．Ｄｅｎｇ，Ｐ．ＧｕｄｅｍおよびＬ．Ｌａｒｓｏｎによる“Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｏｆ ＲＦ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｃｕｓｔｏｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｃｏｎｆ．，ｐｐ．１３３−１３６，Ｏｃｔ．２００４を参照願いたい。

図３は、ＲＦ増幅器バイアス回路２５に割り増しの電流を供給するための適応型電流バイアス電流を提供する、好ましい実施形態の適応型電流バイアス及び増幅回路を示す。低静止電流が、静止電流バイアス供給回路２６によって、２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）を通してＲＦ増幅器に対する差動入力信号Ｖｉｐ及びＶｉｎを検出する差動トランジスタＱ１、Ｑ２を含む差動トランジスタセンサー２８に供給される。キャパシタＣ１、Ｃ２は、小さな値（例えば、５０ｆＦ）を有すべきである。キャパシタＣ１、Ｃ２の値は、適応型バイアス回路が接続されるＲＦ増幅器への負荷を最小にするように選択すべきである。

信号検出は、差動トランジスタセンサー２８の２つのバイポーラトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）により達成される。トランジスタＱ１、Ｑ２はエミッタ共通増幅器として構成されている。トランジスタＱ１、Ｑ２は、極めて低い静止電流（例えば２０μＡ）でバイアスされることが好ましい。この静止電流バイアスは、電力消費を最小にするように、また一方では増幅に対し充分なレベルの電流ブーストを供給するように選択される。低静止電流バイアスにより、ＲＦ増幅器の通常動作中に起こる大きな信号条件の期間中に、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流は容易に且つ急激にクリップされるであろう。クリップを引き起こす所定の入力信号条件のレベルは、本発明を実施する特定の設計上の選択に適するトランジスタサイズ、静止電流、及び他の回路要素の値を決定することができる当業者によって決定されうる設計上の選択である。

電力が、クリップが起こるレベルに達すると、平均電流（Ｉａｖｅ）、つまりクリップされた電流のｄｃ部分は、静止電流（Ｉｃｑ）よりも上がる。すなわち、Ｉａｖｅ＝Ｉｃｑ＋ΔＩとなる。信号レベルが上がれば上がるほど、結果としての平均電流は大きくなる。コレクタ電流ＩＱ１、ＩＱ２は、電流加算器３０によって加算される。

２つのコレクタ電流（ＩＱ１，ＩＱ２）は、本質的に差動であることに気づいて欲しい。同じ平均電流を有してはいるが、それらの（ＲＦ）信号成分は１８０°位相がずれている。従って、２つの信号がトランジスタＭ１のドレインで加算されるとき、信号部分は除去される。その結果、Ｍ１の電流（ＩＭ１）は平均電流の２倍を含むことになる。要約すれば、ＩＭ１は入力信号レベルに比例している。

このような大きな電流クリップが起こると、たくさんの高調波歪や相互変調歪が生成される。Ｍ１のドレインにおける信号合成は、先ず、全ての偶数次歪を除去するだろう。しかしながら、奇数次の高調波成分は（ｄｃ成分Ｉａｖｅとともに）残留する。もしＩＭ１が、静止電流（Ｉｃｑ１）を補うためにＲＦ増幅器に直接フイードバックされれば、歪成分はＲＦ信号とともに変調され増幅器直線性性能を劣化させるであろう。ローパス・フィルタ３２は、増幅器の直線性の劣化につながる歪成分を除去する。

ローパス・フィルタ処理は、Ｍ１、Ｍ２のゲート間に配置された単極によって電流ＩＭ１に対し実行される。Ｒｌｐ及びＣｌｐの値は、充分な歪成分の除去をもたらすため極周波数が充分に低くなるように選定される。しかしながら、極周波数があまりに低く設定されると、平均電流は信号エンベロープに充分な速さで反応せず、適応型バイアス制御の効果を無にしてしまう。本発明者らがシミュレーションした信号バンド幅が約５ＭＨｚの典型的な実施形態のＷＣＤＭＡ増幅器では、極は１．４ＭＨｚ（Ｒｌｐ＝１８ＫΩ、Ｃｌｐ＝６．４ｐＦ）であった。シミュレーション及び実験により、良好な歪除去と高速エンベロープ追跡の間での優れた歩み寄りが確認された。これらのパラメータ及び考慮事項は、適切な極周波数とローパス・フィルタの抵抗やキャパシタの値の選定に用いることができよう。

ローパス・フィルタリング実施後、ＩＭ１はＭ２のドレインに１：１でミラー化される。静止電流（２Ｉｃｑ）は、Ｑ３のコレクタに於いて減じられる。その結果として得られた電流は電流ミラー３４、詳しくはＱ４のコレクタに供給される。Ｑ４のコレクタ電流ＩＱ４は、２Ｉａｖｅ−２Ｉｃｑ＝２ΔＩと等しい。この時点で、増幅器入力レベルＰｉｎと正比例関係にあるｄｃ電流（ＩＱ４）が得られたことになる。上記電流は入力電力の検出信号に基づくものであり、バイアス回路を増強するために直接加えることができるし、より好ましくは、追加の電流ブーストを提供するために更に乗算される。

電流の乗算は、図３の例示的な実施形態の中では、２つの段階で提供される。電流ミラー３４は、定率の電流乗算を提供する。具体的には、ＩＱ４はＱ４とＱ５によってミラー化される。この例示的な実施形態では、１：４の電流ミラー比が、与えられた入力レベルに対する上記電力検出器制御バイアスのＲＦ増幅器への電流ブースト効果を拡大するであろう。次に、トランジスタ・ペアＭ３−Ｍ４が電流の流れの方向を反転させ、そのｄｃ電流をＲＦ増幅器のバイアス回路２５に静止電流（Ｉｃｑ１）を補うために供給される。

２つ目の電流乗算は、プログラム可能電流ミラー３６で提供される。Ｍ３とＭ４の間のミラー比はデジタル的にプログラム可能である。これは増幅器に対する電流ブースト効果に対して、プロセスや温度の変動に対応するための柔軟性と制御性を与える。一例として、Ｍ４の全体的なトランジスタの規模は、Ｍ３よりも８倍大きくしてもよい。従って、２ビットのデジタル制御によって、８、６、４、及び０のいずれかの単位のＭ４を切断することができる。このようにミラー比は、１：０（これは、電力検出器制御回路を効果的に無効にする）にするか、又は１：２、１：４、若しくは１：８へ前進的に増加するようにするかのいずれかに、デジタル的にプログラムすることができる。要約すれば、この例示的な実施形態の適応型バイアス電流回路（ここで、電流ミラー３４は１：４の比を有し、Ｍ４のトランジスタ規模はＭ３の８倍）は、ＲＦ増幅器の静止電流を、ＩＱ４（ここでＩＱ４はＰｉｎに比例）の０倍、１６倍、３２倍、又は６４倍だけ増加することができる。電流ブーストは増幅器のベース電流又は出力電力に依存しないので、フイードバックは無く、本適応型バイアス回路及び方法は本質的に安定である。本回路は、低静止電流であるがために殆ど電力を消費せず、また半導体製造の中に組み入れる上ではコンパクトである。

図３の回路の適応型バイアス出力は、図４ではバイアス１と名付けられ、例示的な実施形態の２段増幅器（図４に示す）に対する、バイアス電流供給として用いられている。説明を簡単にするため、図４は増幅回路の半分を表しているが、当業者は回路の残りの全く同じ半分が逆位相の出力電力を生成することを理解するであろう。図４の回路は、例えばＷＣＤＭＡ携帯電話伝送アプリケーション用の低電力ドライバ増幅器に適している。

上記増幅器は、２パス・２段・シングルエンド設計である。図４は、増幅器の１パスを示す。もう１つのパスは示されてないが、同一であり逆位相の出力電力を生成する。最初の段は、可変利得を提供するカスコード増幅器３８である。可変利得の大きさは、制御電圧Ｖｃｔｒｌのレベルにより決定される。カスコード増幅器３８は、直線性を提供する縮退抵抗４０を含んでいる。第２段は、エミッタ共通増幅器４２である。上記エミッタ共通増幅器はパワーマッチングを提供し、直線性のための縮退インダクタ４４を含んでいる。この例示的な実施形態の図３の回路により供給されるバイアス１は、大きな信号条件に対し良好な直線性性能を実現するために適応的に電流消費を調整し、電力バックオフの間は高い効率を維持する。バイアス２は、例えば通常のクラスＡＢ／Ｂバイアス回路とすることができる。あるいは、電圧入力がカスコード増幅器３８の出力電圧であろうところの、本発明の適応型バイアス回路でもよいだろう。バイアス１を供給するバイアス回路及びバイアス２を供給するバイアス回路は、増幅器の２つ目のパスに共有される（個別のバイアス回路は、逆位相の出力電力を生成する２番目のパスには不要）。図４における実施は一例であり、図３の適応型バイアス電流回路が適応型バイアス回路を提供する本方法は、他のクラスＡＢ／Ｂ増幅回路に適用可能なことを当業者は認識するであろう。当業者は特に、他のタイプのＲＦ増幅器への本発明の原理の一般的な適用可能性を認めるであろう。

本発明の適応型バイアス電流を供給する方法及び適応型バイアス電流回路は、高い電力レベルにおいてＲＦ増幅器の静止電流を補うための電流ブーストを提供する。本発明の回路は、低電力で、コンパクトで、且つデジタル的にプログラム可能な実施として実施することができ、それらの性能は本質的に安定している。本発明の適応型バイアス回路は、抵抗縮退を有する増幅器にクラスＡＢ／Ｂ形式のバイアスを提供することができる。

本発明の特定の実施形態について示しそして述べたが、当業者にとってはその他の修正、置き換え、及び代替について明らかであることが理解されるべきである。そのような修正、置き換え、及び代替は、添付の請求項から決定されるべき本発明の精神及び範囲から離れることなく、構成することができる。
本発明の各種特徴が、添付の請求項の中で説明されている。

本発明の一実施形態による、適応的にバイアスされた増幅回路のブロック図である。 図１の適応型バイアス電流ブーストブロックのブロック図である。 本発明の一実施形態による適応型バイアス電流回路である。 本発明の一実施形態による典型的な多段ＲＦ増幅器の半分を示す。

Claims (11)

1. ＲＦ増幅器の入力電力に応じた適応型バイアス電流を生成するための方法であって、
   前記ＲＦ増幅器の差動入力信号を受けるステップと、
   前記差動入力信号の負側に応じた第１の電流を生成するステップ、前記差動入力信号の正側に応じた第２の電流を生成するステップ、及び、前記第１の電流と前記第２の電流とを前記ＲＦ増幅器の通常動作範囲内においてクリップさせてから加算し加算電流を生成するステップを含む生成ステップと、
   前記加算電流からの少なくとも１つの高調波をフィルタリングするステップと、
   前記生成ステップを実行する回路を駆動するために用いられる静止バイアス電流を、前記加算電流から減じ、前記入力電力に応じた前記適応型バイアス電流を生成するステップと、
   を含む方法。
2. 前記適応型バイアス電流を増幅するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記増幅するステップが、前記適応型バイアス電流を一定の増倍率で増幅することを含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記増幅するステップが、前記適応型バイアス電流をプログラム可能な増倍率で増幅する第２段目の増幅をさらに含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記高調波をフィルタリングするステップが、前記加算電流をローパス・フィルタリングすることを含む、請求項１から４のいずれかに記載の方法。
6. 前記ローパス・フィルタリングするステップが、歪成分を除去するに足る極周波数の低さで実行され、且つ前記ＲＦ増幅器の信号エンベロープに応じるに足る極周波数の高さで実行される、請求項５に記載の方法。
7. ＲＦ増幅器の入力電力に応じたバイアス電流を生成するための適応型バイアス電流回路であって、
   静止電流を供給する静止電流バイアス供給回路と、
   前記静止電流によってバイアスされ、前記ＲＦ増幅器の入力電力の正側に応じた第１のコレクタ電流を生成する第１のトランジスタと、前記ＲＦ増幅器の入力電力の負側に応じた第２のコレクタ電流を生成する第２のトランジスタとを含み、前記ＲＦ増幅器の前記入力電力が所定のレベルに達したとき前記第１及び第２のコレクタ電流をクリップさせるように前記静止電流が設定される、差動トランジスタ・ペアと、
   前記バイアス電流を生成するために前記第１と第２のコレクタ電流を加算する電流加算器と、
   前記バイアス電流をミラー化する第１の電流ミラーと、
   前記静止電流に対応する電流の量を前記バイアス電流から差し引く減算器と、
   前記バイアス電流のミラー化と増幅を行う第２の電流ミラーと、
   を含むバイアス電流回路。
8. 前記バイアス電流を受けてフィルタリングするローパス・フィルタをさらに含む、請求項７に記載の回路。
9. 前記バイアス電流を増幅するためのプログラム可能な第３の電流ミラーをさらに含む、請求項７又は８に記載の回路。
10. ＲＦ増幅器であって、
    請求項７から９のいずれかに記載のバイアス電流回路と、
    前記電流バイアス回路からの前記バイアス電流を受ける増幅回路とを含む増幅器。
11. 前記増幅回路の中に、縮退抵抗を含む出力トランジスタ増幅器をさらに含む、請求項１０に記載の増幅器。