JP5057368B2 - 交流電力生成装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電力生成装置に関し、特に、交流電圧および交流電流の位相差を検出し、検出した位相差に基づいてインバータを制御する交流電力生成装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置に関する。

従来、交流電圧および交流電流の位相差（以下、電圧電流位相差とも称する。）を検出し、検出した電圧電流位相差に基づいてインバータ制御を行なうことにより、モータを駆動するための交流電力を生成する交流電力生成装置が開発されている。

たとえば、特許文献１には、以下のような構成が開示されている。すなわち、ブラシレスＤＣモータの駆動装置において、インバータ回路は、直流電圧を交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータに電圧を供給する。インバータ回路は、スイッチング素子により構成される。電流検出手段は、モータ電流を検出する。制御回路は、電流検出手段からの検出信号に基づいてインバータ回路のスイッチング素子を駆動制御する。制御回路において、電流位相検出手段は、電流検出手段によって検出された電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出する。演算手段は、検出された電流位相が任意に指定される所望の電流位相になるように、インバータ回路への電圧指令または周波数指令を演算する。この演算手段の演算結果に基づいてインバータ回路が制御される。

また、特許文献２には、以下のような構成が開示されている。すなわち、モータ制御装置は、複数相のモータコイルを備えた同期モータを駆動制御する。駆動波データ作成手段は、回転数の設定のための指令が与えられたことに応じて、同期モータを駆動するための駆動波データを複数相の各相ごとに作成する。モータ電流検出手段は、複数相のうちのいずれかの特定相のモータ電流を検出してモータ電流信号を出力する。位相差検出手段は、駆動波データ作成手段によって作成された駆動波データから特定相のモータ駆動電圧位相を検出し、モータ電流検出手段から出力されたモータ電流信号との位相差を検出して位相差情報を出力する。位相差制御手段は、位相差検出手段から出力される位相差情報を目標の値に制御するためのデューティ基準値を算出する。デューティ算出手段は、駆動波データ作成手段から出力される各相の駆動波データと位相差制御手段から出力されるデューティ基準値とを乗算して、各相ごとの出力デューティを算出する。インバータ手段は、複数のスイッチング素子を含み、デューティ算出手段によって算出された各相ごとの出力デューティに従ってパルス幅変調信号を生成して各スイッチング素子の導通を制御し、各モータコイルに通電を行なう。位相差検出手段は、特定相のモータ駆動電圧位相を基準とした２箇所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、２箇所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差情報とする。

特許文献２記載の方法は、特許文献１記載の方法に比べ、交流電流の変動による電圧電流位相差の検出精度の低下を抑制する効果的な方法である。

しかしながら、特許文献１記載の構成および特許文献２記載の構成では、交流電流を検出するための電流検出手段、たとえば巻線およびホール素子で構成されたいわゆる電流センサ、あるいはカレントトランス等が必要となる。

このような交流電流センサをなくして構成の簡易化を図るため、たとえば、特許文献３には、以下のような構成が開示されている。すなわち、電流センサは、ＰＷＭインバータの主回路の直流側の電流を検出する。電流変化分演算手段は、主回路の各相スイッチング素子のスイッチング直前と直後の電流センサの検出電流からその変化分を求める。分配演算手段は、各相スイッチング素子のスイッチングタイミングに応じて検出電流の変化分を各相別に分配して相別の検出電流を得る。
特開平５−２３６７８９号公報 特開２００１−１１２２８７号公報 特開平８−１９２６３号公報

ところで、特許文献３記載の構成等、従来の構成では、電流センサが検出した電流を表わす検出信号は所定の増幅率を有する増幅回路により増幅される。たとえば、増幅回路としては差動増幅回路が用いられる。増幅回路の増幅率は、回路定数により設定される。

ここで、上記した電圧電流位相差を算出するためには、検出信号の最大振幅値を考慮して増幅回路の増幅率を決定する必要がある。すなわち、検出信号の最大振幅値に対して増幅回路の増幅率が大きすぎる場合には、増幅された検出信号の振幅は増幅回路の電源電圧に制限された状態となり、歪んでしまうため、正確な電圧電流位相差を検出することができない。また、逆に、検出信号の最小振幅値に対して増幅回路の増幅率が小さすぎる場合には、検出信号をデジタル値に変換するためのＡ／Ｄ変換器において、検出信号の振幅が変化してもその変化幅がＡ／Ｄ変換器の分解能より小さいためにデジタル値に反映されない。したがって、交流電流センサをなくして構成の簡易化を図った従来の構成では、検出信号の振幅に応じて検出信号を適切に増幅することができないため、正確な電圧電流位相差を検出することができないという問題点があった。

それゆえに、本発明の目的は、簡易な構成で交流電力を正確に生成することが可能な交流電力生成装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる交流電力生成装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ部と、インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、検出信号を可変の増幅率で増幅し、増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、増幅後の検出信号に基づいて、負荷に供給される交流電圧と負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、検出された位相差に基づいてインバータ部を制御するインバータ制御部とを備える。

好ましくは、負荷は、複数相に対応する複数個のコイルを含むモータであり、インバータ部は、複数個のコイルにそれぞれ交流電圧を供給し、インバータ制御部は、設定されたモータの回転数に応じて、モータを駆動するための駆動波データを相ごとに生成する駆動波データ生成部と、駆動波データ生成部によって生成された駆動波データに基づいて複数相のうちのいずれかの特定相に対応する交流電圧の位相を検出し、検出した交流電圧の位相と増幅後の検出信号の位相との差を検出して位相差情報を出力する位相差検出部と、位相差検出部から出力された位相差情報を目標値に制御するためのデューティ基準値を算出する位相差制御部と、駆動波データ生成部から出力される各相の駆動波データと位相差制御部から出力されるデューティ基準値とを乗算し、乗算結果に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを含み、インバータ部は、複数個のコイルに対応して配置され、パルス幅変調信号生成部によって生成されたパルス幅変調信号に基づいて対応のコイルに電圧を供給するか否かを切り替える複数個のスイッチング素子を含み、位相差検出部は、特定相の交流電圧の位相を基準とした２箇所の位相期間中の検出信号の振幅の積算値をそれぞれ求め、２箇所の位相期間中の積算値の比を算出し、算出結果を位相差情報として出力する。

より好ましくは、２箇所の位相期間は、特定相の交流電圧の１周期の一部であり、２箇所の位相期間においては増幅率を連続的に変更し、特定相の交流電圧の１周期のうちの２箇所の位相期間以外においては増幅率を離散的に変更する。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる圧縮機駆動装置は、交流電力生成装置を備え、圧縮機に交流電圧を供給する圧縮機駆動装置であって、交流電力生成装置は、直流電力を交流電力に変換して圧縮機に供給するインバータ部と、インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、検出信号を可変の増幅率で増幅し、増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、増幅後の検出信号に基づいて、負荷に供給される交流電圧と負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、検出された位相差に基づいてインバータ部を制御するインバータ制御部とを備える。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる冷凍・空調装置は、圧縮機と、交流電力生成装置とを備える冷凍・空調装置であって、交流電力生成装置は、直流電力を交流電力に変換して圧縮機に供給するインバータ部と、インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、検出信号を可変の増幅率で増幅し、増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、増幅後の検出信号に基づいて、負荷に供給される交流電圧と負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、検出された位相差に基づいてインバータ部を制御するインバータ制御部とを備える。

本発明によれば、簡易な構成で交流電力を正確に生成することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置の構成を示す図である。

図１を参照して、交流電力生成装置１０１は、インバータ部２と、コンバータ部３と、電流検出抵抗（電流検出部）５と、検出信号増幅部６と、インバータ制御部５１とを備える。インバータ部２は、たとえばＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであるスイッチング素子ＴＲＵ、ＴＲＶ、ＴＲＷ、ＴＲＸ、ＴＲＹおよびＴＲＺと、フライホイールダイオードＤＵ、ＤＶ、ＤＷ、ＤＸ、ＤＹおよびＤＺとを含む。スイッチング素子ＴＲＵ、ＴＲＶおよびＴＲＷは、インバータ部２の上アームを構成し、スイッチング素子ＴＲＸ、ＴＲＹおよびＴＲＺは、インバータ部２の下アームを構成する。

インバータ制御部５１は、マイクロコンピュータ７と、回転数設定部１１とを含む。マイクロコンピュータ７は、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、ＰＩ演算部１０と、正弦波データ生成部（駆動波データ生成部）１２と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部１３と、加算器１４と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１５とを含む。ＰＩ演算部１０および加算器１４は、位相差制御部を構成する。マイクロコンピュータ７は、図示しないメモリから読み出したプログラムに基づいて、各種の処理を行なう。

コンバータ部３は、ＡＣ電源４から受けた交流電力を直流電力に変換する。
インバータ部２は、ＰＭモータ１を駆動する。すなわち、インバータ部２は、コンバータ部３から受けた直流電力を交流電力に変換してＰＭモータ１に供給する。

ＰＭ（Permanent Magnet）モータ１は、ステータとしてＵ，Ｖ，Ｗの３相のモータコイルと、ロータとして永久磁石とを含む。

電流検出抵抗５は、インバータ部２を通して流れる電流を検出する。この電流は、インバータ部２からＰＭモータ１に供給される電流に対応している。より詳細には、電流検出抵抗５の両端に発生する電圧が、検出電流を表わす検出信号として検出信号増幅部６へ出力される。

検出信号増幅部６は、電流検出抵抗５から受けた検出信号を増幅し、増幅した検出信号をマイクロコンピュータ７へ出力する。なお、検出信号増幅部６の増幅率は可変である。

Ａ／Ｄ変換器１５は、検出信号増幅部６から受けたアナログ信号である検出信号を所定のタイミングでサンプリングしてデジタル値に変換し、変換したデジタル値を位相差検出部８へ出力する。

位相差検出部８は、ＰＷＭ信号生成部１３から受けた各相の正弦波データに基づいて、モータ１におけるＵ，Ｖ，Ｗの各相のコイルに供給される交流電圧（以下、「モータ駆動電圧」とも称する）位相を検出する。そして、位相差検出部８は、Ａ／Ｄ変換器１５から受けた検出信号のデジタル値および検出した各相のモータ駆動電圧位相に基づいて、２箇所のモータ駆動電圧位相期間の各々において、サンプリングした検出信号の振幅の積算値、すなわち検出信号が表わす検出電流の積算値（以下、モータ電流信号面積とも称する。）を算出する。そして、位相差検出部８は、２箇所のモータ駆動電圧位相期間の各々に対応するモータ電流信号面積の面積比を電圧電流位相差（位相差情報）ψＡとして出力する。

目標位相差情報格納部９は、目標電圧電流位相差（目標位相差情報）ψＢを格納する。
加算器１４は、目標位相差情報格納部９から受けた目標電圧電流位相差ψＢと、位相差検出部８から受けた電圧電流位相差ψＡとに基づいて誤差データを生成し、ＰＩ演算部１０へ出力する。

ＰＩ演算部１０は、加算器１４から受けた誤差データに基づいて比例誤差データＰおよび積分誤差データＩを算出し、これらに基づいてデューティ基準値Ｖａを算出し、ＰＷＭ信号生成部１３へ出力する。なお、加算器１４とＰＩ演算部１０とによって位相差制御部が構成される。

回転数設定部１１はＰＭモータ１の回転数を設定し、設定した回転数を表わす回転数指令を目標位相差情報格納部９および正弦波データ生成部１２へ出力する。

正弦波データ生成部１２は、所定種類の正弦波データを有する正弦波データテーブルを含む。正弦波データ生成部１２は、回転数設定部１１から受けた回転数指令と時間経過とに従って正弦波データテーブルからモータコイルＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応した正弦波データを読出し、ＰＷＭ信号生成部１３へ出力する。なお、正弦波データは正弦波データテーブルをもとに生成せずに、演算によって生成してもよい。

ＰＷＭ信号生成部１３は、正弦波データ生成部１２から受けた正弦波データと、ＰＩ演算部１０から受けたデューティ基準値Ｖａとに基づいて、インバータ部２におけるＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応するスイッチング素子のゲートにそれぞれＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を出力する。また、ＰＷＭ信号生成部１３は、各相の正弦波データを位相差検出部８へ出力する。

位相差検出部８において２箇所のモータ駆動電圧位相期間の２つのモータ電流信号面積が算出され、さらに、面積比が算出される。この面積比が電圧電流位相差ψＡとされる。この電圧電流位相差ψＡと目標電圧電流位相差ψＢとの誤差量に基づいてＰＩ演算部１０でＰＩ演算が行なわれる。ＰＷＭ信号生成部１３は、ＰＩ演算部１０から受けたデューティ基準値Ｖａと回転数設定部１１による回転指令から求まる正弦波データとに基づいて、その都度のデューティ比を計算してＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号がインバータ２を介してモータコイルに印加されることでＰＭモータ１が駆動される。より詳細には、インバータ２における各スイッチング素子は、ＰＷＭ信号生成部１３から受けたＰＷＭ信号に基づいて対応のモータコイルに電圧を供給するか否かを切り替える。

モータ駆動電圧に対するモータ電流の位相差を目標値に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさすなわちＰＷＭ信号のデューティ幅が決定される。また、ＰＭモータ１を所望の回転数で回転させるために、所望の周波数に対応する正弦波データが正弦波データ生成部１２によって生成され、ＰＷＭ信号生成部１３がＰＭモータ１の回転数を制御する。このような構成により、所望の位相差および所望の回転数になるようにＰＭモータ１を駆動制御することができる。

次に、回転数の設定およびＰＷＭ出力について説明する。本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置による位相差制御方式は、逆起電圧パルス等を検出することによりモータの回転制御を行なう方式とは異なる。すなわち、モータコイルに供給される交流電圧の周波数すなわちＰＷＭ信号の周波数でモータの回転数が決定される、いわゆる強制励磁駆動方式である。

正弦波データ生成部１２が含む正弦波データテーブルには、格納データを連続的にＤ／Ａ変換して出力すると出力電圧波形が正弦波になるようなデータ列が格納されており、このデータ列を選択するための参照アドレス信号がＰＷＭキャリア周期ごとに更新される。
たとえば、１周期分の正弦波データが３６０個のデータで構成されていたとすると、各データは正弦波の１度に対応する。

以下、１周期分である３６０個のデータ列で構成された正弦波データテーブルについて説明する。ＰＷＭキャリア周波数ｆは３ｋＨｚとし、また、正弦波の２周期で同期モータが１回転するものとする。

正弦波１８０度通電の場合、モータ駆動電圧を正弦波波形にする必要があるため、ＰＷＭキャリア周期ごとに正弦波データを更新する必要がある。また、同期モータ１回転分には３６０×２＝７２０回の更新が必要である。ここで、正弦波１８０度通電とは、通電休止期間を設けずに各モータコイルに正弦波等の電圧を連続的に印加するものである。

ここで、ＰＷＭキャリア周期ごとに正弦波データテーブルの参照データを１つずつ更新していくとすれば、ＰＷＭキャリア周期Ｔは
１／３０００［Ｈｚ］＝０．３３３［ｍｓｅｃ］
になるので、同期モータ１回転に要する時間は
７２０×０．３３３［ｍｓｅｃ］＝０．２４［ｓｅｃ］
であり、同期モータは約２５０ｒｐｍの回転数で回転することとなる。

したがって、モータ回転数は、ＰＭモータ１の構造的な要因を除外すると、ＰＷＭキャリア周波数と正弦波データテーブルの参照データの更新間隔とで決まる。また、たとえば巻線相数が３相であれば、各相で１２０度ずつずらした正弦波データを参照すればよい。

つまり、参照アドレスはモータ駆動電圧の位相情報そのものである。ＰＷＭ波形発生器であるＰＷＭ信号生成部１３は、各相の正弦波データと、位相差制御によって算出されたデューティ基準値Ｖａとを乗算することにより、ＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部１３は、たとえばＰＷＭキャリア周期で三角波を発生し、この三角波の波高値と乗算された値とを比較し、比較結果に基づいて論理Ｈレベルまたは論理Ｌレベルのデータを出力する。たとえば、ある電圧位相において、正弦波データの大きさが０〜１の範囲中の０．８であり、デューティ基準値Ｖａが７０％である場合には、ＰＷＭ信号のデューティは５６％となる。

図２は、インバータ部２におけるスイッチング素子ＴＲＵ，ＴＲＸ，ＴＲＶのスイッチング波形と検出電流ｉｄｃとの関係を示す図である。図２において、ＴはＰＷＭキャリア周期である。また、ｖｕはＵ相のモータコイルに供給される交流電圧であり、ｖｖはＶ相のモータコイルに供給される交流電圧であり、ｖｗはＷ相のモータコイルに供給される交流電圧である。また、ＴＲＵ，ＴＲＶ，ＴＲＷはそれぞれスイッチング素子ＴＲＵ，ＴＲＸ，ＴＲＶのスイッチング波形すなわちＨレベルがスイッチング素子のオン状態を表わし、Ｌレベルがスイッチング素子のオフ状態を表わす。また、図２は、後述する図８のサンプリング点ｐ４における状態を示している。

ｉｄｃ１は、インバータ部２の上アームにおけるスイッチング素子のうちの１個のみがオン状態である第１の期間Ｔ１における検出電流すなわち電流検出抵抗５によって検出される電流である。ｉｄｃ２は、インバータ部２の下アームにおけるスイッチング素子のうちの１個のみがオン状態である第２の期間Ｔ２における検出電流である。

図３は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において、図２の第１の期間Ｔ１における検出電流ｉｄｃ１とＰＭモータ１を流れる電流との関係を示す図である。

スイッチング素子ＴＲＵ、ＴＲＶ、ＴＲＷ、ＴＲＸ、ＴＲＹおよびＴＲＺは、前述のようにたとえばＮチャネルＭＯＳトランジスタであるが、図３では、簡略化してスイッチとして示している。

図３を参照して、ＰＭモータ１は、Ｕ相のモータコイルＬＵと、Ｖ相のモータコイルＬＶと、Ｗ相のモータコイルＬＷとを含む。

インバータ部２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との関係は以下のようになる。すなわち、スイッチング素子ＴＲＵおよびスイッチング素子ＴＲＸが排他的にオン／オフし、スイッチング素子ＴＲＶおよびスイッチング素子ＴＲＹが排他的にオン／オフし、スイッチング素子ＴＲＷおよびスイッチング素子ＴＲＺが排他的にオン／オフする。

第１の期間Ｔ１では、インバータ部２の上アームにおけるスイッチング素子のうちスイッチング素子ＴＲＵのみがオン状態である。このため、検出電流ｉｄｃ１＝Ｕ相交流電流ｉｕとなる。

図４は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において、図２の第２の期間Ｔ２における検出電流ｉｄｃ２とＰＭモータ１を流れる電流との関係を示す図である。

図４を参照して、第２の期間Ｔ２では、インバータ部２の下アームにおけるスイッチング素子のうちスイッチング素子ＴＲＺのみがオン状態である。このため、検出電流ｉｄｃ２＝−Ｗ相交流電流ｉｗとなる。

同様に考えると、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号パターンと検出電流ｉｄｃとの関係は、以下の図５のようになる。

図５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号パターンと検出電流ｉｄｃとの関係を示す図である。

図６（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータコイルにそれぞれ供給される交流電圧を示す図である。（ｂ）は、検出電流ｉｄｃに現われるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流を示す図である。

図６を参照して、検出電流ｉｄｃに現われるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧すなわち正弦波データ生成部１２から出力される正弦波データによって決まる。

電流検出モード１および２においては、検出電流ｉｄｃ１によってＵ相交流電流ｉｕを検出することが可能である。また、電流検出モード３および４においては、検出電流ｉｄｃ１によって交流電流ｉｖを検出することが可能である。また、電流検出モード５および６においては、検出電流ｉｄｃ１によって交流電流ｉｗを検出することが可能である。

すなわち、位相差検出部８は、電圧電流位相差を検出するための相として他の相の交流電圧より大きくなる相を選択する。たとえば、位相差検出部８は、電流検出モード１および２においては、Ｕ相交流電圧ｖｕがＶ相交流電圧ｖｖおよびＷ相交流電圧ｖｗより大きいことから、Ｕ相交流電圧ｖｕおよびＵ相交流電流ｉｕを用いて電圧電流位相差ψＡを算出する。

続いて、この検出したＵ相交流電流ｉｕを用いて電圧電流位相差を算出する方法について説明する。

図７（ａ）および（ｂ）は、電圧電流位相差の算出方法を示す図である。図８（ａ）および（ｂ）は、電圧電流位相差の算出方法を示す図である。

図７を参照して、位相差検出部８は、Ｕ相交流電流ｉｕの面積比すなわちＵ相交流電流ｉｕの積算値の比に基づいて電圧電流位相差を算出する。すなわち、２つの位相期間におけるＵ相交流電流ｉｕの面積をそれぞれＳ１およびＳ２とすると、電圧電流位相差ψは以下のように表わされる。

ψ＝ｆ（Ｓ０／Ｓ１）
より詳細には、図８を参照して、電流面積Ｓ１に対応する第１の位相期間θ１は、Ｕ相交流電圧ｖｕの３０度〜９０度の位相期間である。電流面積Ｓ２に対応する第２の位相期間θ２は、Ｕ相交流電圧ｖｕの９０度〜１５０度の位相期間である。

また、位相差検出部８は、等間隔にすなわち位相間隔Δθで検出電流ｉｄｃすなわちＵ相交流電流ｉｕをサンプリングする。ここでは、位相差検出部８は、各位相期間においてＵ相交流電流ｉｕを３回ずつサンプリングしている。サンプリング点は、ｐ１〜ｐ６である。

そして、位相差検出部８は、第１の位相期間θ１のサンプリング点ｐ１〜ｐ３においてそれぞれサンプリングした検出電流ｉｄｃであるｉｕ［１］、ｉｕ［２］およびｉｕ［３］を積算して第１の位相期間θ１における電流面積Ｓ１を算出する。また、位相差検出部８は、第２の位相期間θ２のサンプリング点ｐ４〜ｐ６においてそれぞれサンプリングした検出電流ｉｄｃであるｉｕ［４］、ｉｕ［５］およびｉｕ［６］を積算して第２の位相期間θ２における電流面積Ｓ２を算出する。そして、位相差検出部８は、電圧電流位相差ψを以下の式に従って算出する。

ψ＝ｆ（（ｉｕ［１］＋ｉｕ［２］＋ｉｕ［３］）／（ｉｕ［４］＋ｉｕ［５］＋ｉｕ［６］））
図９は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の増幅率を説明するための図である。

図９を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、帰還抵抗ＲｆおよびＲｉとを含む。

ＰＭモータ１を通して流れる電流の大きさに比例して、電流検出抵抗５の両端に発生する電圧は大きくなる。ここで、電流検出抵抗部５における損失を小さくするために、電流検出抵抗５の抵抗値は非常に小さく設定されることから、電流検出抵抗５の両端に発生する電圧は小さい。

そこで、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、検出信号増幅部６によって検出信号すなわち電流検出抵抗部５の両端電圧を増幅し、マイクロコンピュータ７へ出力する。

オペアンプ２１は、電流検出抵抗５から受けた検出信号である入力電圧Ｖｉｎを非反転入力端子において受ける。オペアンプ２１からＡ／Ｄ変換器１５へ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

図９に示す検出信号増幅部６では、帰還抵抗の抵抗値により増幅率が決まる。帰還抵抗Ｒｆの抵抗値をＲｆとし、帰還抵抗Ｒｉの抵抗値をＲｉとすると、検出信号増幅部６の増幅率Ａは以下の式で表わされる。

Ａ＝１＋Ｒｆ／Ｒｉ
たとえば、帰還抵抗Ｒｆ＝２００ｋΩとし、帰還抵抗Ｒｉ＝２０ｋΩとすると、増幅率は１１倍となる。

図１０は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。

図１０を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、増幅率切り替え部２２と、帰還抵抗Ｒｆと、帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣとを含む。たとえば、帰還抵抗ＲｉＡの抵抗値＞帰還抵抗ＲｉＢの抵抗値＞帰還抵抗ＲｉＣの抵抗値である。

オペアンプ２１は、電流検出抵抗部５からの検出信号を受ける非反転入力端子と、互いに結合される反転入力端子および出力端子とを有する。帰還抵抗Ｒｆは、オペアンプ２１の反転入力端子と出力端子との間に接続される。帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣは、オペアンプ２１の反転入力端子と接地電位との間に接続される。

マイクロコンピュータ７は、たとえば回転数設定部１１が設定したＰＭモータ１の回転数に基づいて増幅率切り替え部２２を制御する。

増幅率切り替え部２２は、マイクロコンピュータ７の制御に基づいて、オペアンプ２１の反転入力端子と帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣの各々との接続および非接続を切り替える。たとえば、増幅率切り替え部２２は、帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣのうちのいずれか１個を選択してオペアンプ２１の反転入力端子と接続することにより、検出信号増幅部６の増幅率を切り替える。なお、増幅率切り替え部２２は、帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣのうちのいずれか２個または全部を選択する構成であってもよい。

図１１は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。ここで、期間ＣにおけるＰＭモータ１の回転数＜期間ＢにおけるＰＭモータ１の回転数＜期間ＡにおけるＰＭモータ１の回転数である。

図１１を参照して、マイクロコンピュータ７は、ＰＭモータ１の回転数が大きくなるにつれて検出信号増幅部６の増幅率を小さくする。すなわち、増幅率切り替え部２２は、マイクロコンピュータ７の制御に基づいて、期間Ｃにおける検出信号増幅部６の増幅率＞期間Ｂにおける検出信号増幅部６の増幅率＞期間Ａにおける検出信号増幅部６の増幅率となるように、期間Ｃにおいて帰還抵抗ＲｉＣを選択し、期間Ｂにおいて帰還抵抗ＲｉＢを選択し、期間Ａにおいて帰還抵抗ＲｉＡを選択する。

すなわち、マイクロコンピュータ７は、モータ起動時または低回転数領域では、ＰＭモータ１を通して流れる電流は小さいことが予想されるため、あらかじめ検出信号増幅部６の増幅率が大きくなるように、小さい帰還抵抗を設定する。このような構成により、増幅後の検出信号をＡ／Ｄ変換器１５の分解能に対して十分大きくすることができる。

また、マイクロコンピュータ７は、モータ起動後または高回転数領域では、ＰＭモータ１を通して流れる電流は大きいことが予想されるため、あらかじめ検出信号増幅部６の増幅率が小さくなるように、大きい帰還抵抗を設定する。このような構成により、増幅後の検出信号がＡ／Ｄ変換器１５の最大入力可能電圧ＶＭＡＸを超えて歪んだり、オペアンプ２１の電源電圧にクリップして歪んだりすることを防ぐことができる。

図１２は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の変形例の構成を示す図である。

図１２を参照して、回転数設定部１１は、増幅率切り替え部２２へ直接回転数指令を出力する。

増幅率切り替え部２２は、回転数設定部１１から受けた回転数指令に基づいて、たとえば帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣのうちのいずれか１個を選択してオペアンプ２１の反転入力端子と接続することにより、検出信号増幅部６の増幅率を切り替える。

図１３は、本発明の第１の実施の形態に係る冷凍・空調装置の構成を示す図である。
図１３を参照して、冷凍・空調装置３０１は、室内側熱交換器（蒸発器）２０１と、電子膨張弁２０２と、室外側熱交換器（凝縮器）２０３と、４路切り替え弁２０４と、圧縮機２０５と、圧縮機駆動装置２０６と、制御部２０７とを備える。圧縮機２０５は、たとえばＰＭモータ１を含む。

室内側熱交換器２０１、電子膨張弁２０２、室外側熱交換器２０３、４路切り替え弁２０４および圧縮機２０５は、環状にパイプで配管接続されている。制御部２０７は、冷凍・空調装置３０１における各部を制御する。

冷凍・空調装置３０１が冷房運転を行なう場合、パイプ内の冷媒は、矢印Ａに示すように流れる。すなわち、冷媒は、圧縮機２０５により高圧に圧縮（気化）され、４路切り替え弁２０４を介して室外側熱交換器２０３へ搬送される。そして、冷媒は、室外側熱交換器２０３において室外の空気へ放熱しながら凝縮（液化）し、電子膨張弁２０２へ搬送される。冷媒は、電子膨張弁２０２で膨張された後、パイプを介して室内側熱交換器２０１へ搬送され、更に室内側熱交換器２０１において室内の空気を吸熱しながら蒸発（気化）する。冷媒は、４路切り替え弁２０４を介して圧縮機２０５へ搬送され、圧縮機２０５で再び圧縮（気化）される。そして、このような冷媒の循環によって生成された冷気は、室内側熱交換器２０１近傍に配置された図示しない送風ファンにより室内へ送られ、室内の空気を冷やす。

ところで、交流電流センサをなくして構成の簡易化を図った従来の構成では、検出信号の振幅に応じて検出信号を適切に増幅することができないため、正確な電圧電流位相差を検出することができないという問題点があった。たとえば、モータの負荷トルクが大きい場合を想定して増幅回路の増幅率を小さく設定した場合であってモータの負荷トルクが小さいときには、増幅率不足となりＡ／Ｄ変換において誤差が発生してしまうため、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値を用いた種々の計算処理において誤差が生じてしまう。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、検出信号増幅部６は、検出信号の増幅率が可変である、たとえば、増幅率を設定するための帰還抵抗を複数個含む。そして、増幅率切り替え部２２は、たとえばマイクロコンピュータ７の制御に基づいて帰還抵抗Ｒｉを切り替える。このような構成により、検出信号増幅部６の増幅率を大きくしたり、小さくしたり、任意に設定することができる。たとえば、検出信号増幅部６の増幅率をモータの回転数に応じて切り替えるフィードフォワード制御を実現することにより、増幅後の検出信号が歪むことなく、モータ起動時または低回転数領域から高回転数領域に至るまで電圧電流位相差を正確に検出することができる。したがって、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、簡易な構成で交流電力を正確に生成することができるため、高い信頼性と、高い効率と、低騒音とを実現することができる。また、交流電流センサを備えることなくモータを正弦波１８０度通電で制御することができる。

なお、検出信号増幅部６は、帰還抵抗Ｒｉを４個以上含むことにより、４つ以上の増幅率を切り替える構成であってもよい。また、マイクロコンピュータ７は、図１１に示す期間Ａ〜Ｃすなわち増幅率の切り替え判定に用いられるモータ回転数の閾値を３個以上有する構成であってもよい。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と比べて増幅率の切り替え基準を変更した交流電力生成装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様である。

図１４は、本発明の第２の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。

図１４を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、増幅率切り替え部２２と、帰還抵抗Ｒｆと、帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣとを含む。たとえば、帰還抵抗ＲｉＡの抵抗値＞帰還抵抗ＲｉＢの抵抗値＞帰還抵抗ＲｉＣの抵抗値である。

マイクロコンピュータ７は、検出信号増幅部６が増幅した検出信号の振幅に基づいて増幅率切り替え部２２を制御する。

増幅率切り替え部２２は、マイクロコンピュータ７の制御に基づいて、たとえば帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣのうちのいずれか１個を選択してオペアンプ２１の反転入力端子と接続することにより、検出信号増幅部６の増幅率を切り替える。

図１５は、本発明の第２の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。ここで、期間ＣにおけるＰＭモータ１の回転数＜期間ＢにおけるＰＭモータ１の回転数＜期間ＡにおけるＰＭモータ１の回転数である。

図１５を参照して、マイクロコンピュータ７は、ＰＭモータ１の負荷トルクが大きくなるにつれて検出信号増幅部６の増幅率を小さくする。すなわち、増幅率切り替え部２２は、マイクロコンピュータ７の制御に基づいて、期間Ｃにおける検出信号増幅部６の増幅率＞期間Ｂにおける検出信号増幅部６の増幅率＞期間Ａにおける検出信号増幅部６の増幅率となるように、期間Ｃにおいて帰還抵抗ＲｉＣを選択し、期間Ｂにおいて帰還抵抗ＲｉＢを選択し、期間Ａにおいて帰還抵抗ＲｉＡを選択する。

より詳細には、マイクロコンピュータ７は、Ａ／Ｄ変換器１５が検出信号増幅部６から受ける検出信号の振幅を監視する。たとえば、モータ起動後、マイクロコンピュータ７は、まず、帰還抵抗ＲｉＣを選択する。そして、検出信号の振幅が閾値電圧ＶＴＨＣ以上になると帰還抵抗ＲｉＢを選択して増幅率を小さくする。

また、マイクロコンピュータ７は、帰還抵抗ＲｉＢを選択している場合において検出信号の振幅が閾値電圧ＶＴＨＢ未満となると、帰還抵抗ＲｉＣを選択して増幅率を大きくする。一方、マイクロコンピュータ７は、帰還抵抗ＲｉＢを選択している場合において検出信号の振幅が閾値電圧ＶＴＨＣ以上となると、帰還抵抗ＲｉＡを選択して増幅率をさらに小さくする。

また、マイクロコンピュータ７は、帰還抵抗ＲｉＡを選択している場合において検出信号の振幅が閾値電圧ＶＴＨＡ未満となると、帰還抵抗ＲｉＢを選択して増幅率を大きくする。

すなわち、マイクロコンピュータ７は、モータ起動時または負荷トルクが小さい領域では、ＰＭモータ１を通して流れる電流は小さいことが予想されるため、あらかじめ検出信号増幅部６の増幅率が大きくなるように、小さい帰還抵抗を設定する。このような構成により、増幅後の検出信号をＡ／Ｄ変換器１５の分解能に対して十分大きくすることができる。

また、マイクロコンピュータ７は、負荷トルクが大きい領域では、ＰＭモータ１を通して流れる電流は大きいことが予想されるため、あらかじめ検出信号増幅部６の増幅率が小さくなるように、大きい帰還抵抗を設定する。このような構成により、増幅後の検出信号がＡ／Ｄ変換器１５の最大入力可能電圧ＶＭＡＸを超えて歪んだり、オペアンプ２１の電源電圧にクリップして歪んだりすることを防ぐことができる。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

したがって、本発明の第２の実施の形態に係る交流電力生成装置では、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様に、簡易な構成で交流電力を正確に生成することができる。

また、閾値電圧ＶＴＨＡ＜閾値電圧ＶＴＨＢ＜閾値電圧ＶＴＨＣに設定する、すなわち増幅率の切り替えにヒステリシスを入れることにより、検出信号の振幅が閾値電圧の周辺で変動することによって検出信号増幅部６の増幅率の切り替えが頻雑に発生することを防ぐことができる。

なお、検出信号増幅部６は、帰還抵抗Ｒｉを４個以上含むことにより、４つ以上の増幅率を切り替える構成であってもよい。また、マイクロコンピュータ７は、増幅率の切り替え判定に用いられる検出信号の閾値電圧を４個以上有する構成であってもよい。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と比べて検出信号増幅部６が自ら増幅率を変更する構成とした交流電力生成装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様である。

図１６は、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。

図１６を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、整流回路２３と、帰還抵抗Ｒｆと、可変帰還抵抗ＲｉＶとを含む。

整流回路２３は、オペアンプ２１から出力される検出信号の振幅を検出し、検出結果を表わす制御電圧を可変帰還抵抗ＲｉＶへ出力する。可変帰還抵抗ＲｉＶは、整流回路２３から受けた制御電圧に応じて抵抗値が連続的に変化する。

図１７は、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。

図１７を参照して、検出信号増幅部６は、増幅後の検出信号の振幅がＡ／Ｄ変換器１５の入力に適した値、たとえばＡ／Ｄ変換器１５の入力可能電圧範囲内の所定値になるように増幅率を制御する。

すなわち、検出信号増幅部６は、ＰＭモータ１の負荷トルクが大きくなるにつれて増幅率を小さくする。より詳細には、モータ起動時または負荷トルクが小さい領域では、増幅後の検出信号の振幅が小さくなるために可変帰還抵抗ＲｉＶの抵抗値が小さくなることから検出信号増幅部６の増幅率が大きくなる。このような構成により、増幅後の検出信号をＡ／Ｄ変換器１５の分解能に対して十分大きくすることができる。

また、負荷トルクが大きい領域では、増幅後の検出信号の振幅が大きくなるために可変帰還抵抗ＲｉＶの抵抗値が大きくなることから検出信号増幅部６の増幅率が小さくなる。このような構成により、増幅後の検出信号がＡ／Ｄ変換器１５の最大入力可能電圧ＶＭＡＸを超えて歪んだり、オペアンプ２１の電源電圧にクリップして歪んだりすることを防ぐことができる。

図１８は、可変帰還抵抗ＲｉＶとしてＪＦＥＴを含む検出信号増幅部の構成を示す図である。図１９は、ＪＦＥＴにおけるゲート−ソース間電圧とドレイン−ソース間の抵抗値との関係を示す図である。

図１８を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、整流回路２３と、帰還抵抗Ｒｆと、可変帰還抵抗ＲｉＶとしてＪＦＥＴとを含む。

図１９を参照して、ＪＦＥＴのドレイン−ソース間の抵抗値ＲＤＳは、ＪＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶＧＳを整流回路２３から受けた電圧に基づいて大きく変化する。

帰還抵抗ＲｉＶの抵抗値が増幅後の検出信号に応じて変化することにより、検出信号増幅部６の増幅率が連続的に変化する。たとえば、ＪＦＥＴの可変抵抗範囲が５００Ω〜５０ｋΩである場合には、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を５００ｋΩとすると、検出信号増幅部６の増幅率は１１倍から１００１倍の間で変化する。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

したがって、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置では、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様に、簡易な構成で交流電力を正確に生成することができる。

また、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置では、検出信号増幅部６の増幅率を不連続的に切り替える回路が不要となる。また、検出信号増幅部６の増幅率が増幅後の検出信号の振幅に応じて連続的に切り替えられるため、増幅後の検出信号の振幅は常にＡ／Ｄ変換器１５の入力に適した値とすることができることから、常に電圧電流位相差を正確に検出することができる。

本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置では、検出信号増幅部６の増幅率が増幅後の検出信号に応じて変化する。このため、マイクロコンピュータ７において検出信号の絶対値を検出することはできない。しかしながら、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置では、インバータ制御部５１は、モータ１に供給される交流電圧とモータ１に供給される交流電流との位相差を検出し、検出した位相差に基づいてインバータ部２を制御する。より詳細には、位相差検出部８が、２箇所のモータ駆動電圧位相期間の２つのモータ電流信号面積の比を算出し、この面積比に基づいて電圧電流位相差を算出することから、検出信号の絶対値情報は不要である。本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置は、これを積極的に利用したものである。

なお、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において、本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様に、検出信号増幅部６が、増幅率切り替え部２２および帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣの代わりに可変帰還抵抗ＲｉＶを備えることにより、増幅率を連続的に切り替える構成とすることも可能である。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係る交流電力生成装置における増幅方式および第３の実施の形態に係る交流電力生成装置における増幅方式を切り替える構成とした交流電力生成装置に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る交流電力生成装置および第３の実施の形態に係る交流電力生成装置と同様である。

図２０は、本発明の第４の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。

図２０を参照して、検出信号増幅部６は、オペアンプ２１と、増幅率切り替え部２２と、整流回路２３と、増幅方式切り替え部２４と、帰還抵抗Ｒｆと、帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣと、可変帰還抵抗ＲｉＶとを含む。

増幅方式切り替え部２４は、検出信号増幅部６が増幅率を連続的に変更する方式、および検出信号増幅部６が増幅率を離散的に変更する方式を切り替える。たとえば、増幅方式切り替え部２４は、増幅後の検出信号の振幅が所定値になるように増幅率を連続的に変更するか、あるいはマイクロコンピュータの制御に基づいて増幅率を離散的に変更するかを切り替える。より詳細には、増幅方式切り替え部２４は、増幅率切り替え部２２および可変帰還抵抗ＲｉＶとオペアンプ２１の反転入力端子との間に配置される。増幅方式切り替え部２４は、マイクロコンピュータ７の制御に基づいて、増幅率切り替え部２２および可変帰還抵抗ＲｉＶのいずれか一方とオペアンプ２１の反転入力端子とを電気的に接続し、他方とオペアンプ２１の反転入力端子とを電気的に切断する。

マイクロコンピュータ７は、モータ起動から通常運転時は、検出信号増幅部６が、増幅後の検出信号の振幅に基づいて増幅率を連続的に変更する方式を採用する。これにより、増幅後の検出信号の振幅は常にＡ／Ｄ変換器１５の入力に適した値とすることができることから、常に電圧電流位相差を正確に検出することができる。

一方、モータ１を通して流れる電流すなわち電流検出抵抗５によって検出される電流の絶対値を測定する場合、およびモータ１を通して流れる電流の振幅の相対変化量を測定する場合等は、マイクロコンピュータ７は、オペアンプ２１の反転入力端子と帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣの各々との接続および非接続を切り替えることにより、検出信号増幅部６の増幅率を切り替える方式を採用する。この場合、検出信号増幅部６の増幅率はモータ１の回転数および増幅後の検出信号の振幅等に基づいて固定的に設定されているため、増幅後の検出信号の振幅と増幅率切り替え回路２２により選択されている増幅率とに基づいてモータ電流絶対値情報すなわちモータ１を通して流れる電流の絶対値を算出することができる。モータ電流絶対値情報を算出することにより、モータ１の負荷トルクを検出することができ、また、モータ電流の振幅の相対変化量から乱調現象を検出することができる。

上記増幅方式の切り替えタイミングは、たとえば本発明の実施の形態に係る交流電力生成装置のように交流電流の面積比から電圧電流位相差を算出する場合、以下のように設定する。すなわち、モータ１の電気角１回転中の電圧電流位相差検出において、第１の位相期間θ１をＵ相電圧位相の３０〜９０度、第２の位相期間θ２をＵ相電圧位相の９０〜１５０度に設定する。そして、第１の位相期間θ１および第２の位相期間θ２では、検出信号増幅部６が、増幅後の検出信号の振幅に基づいて増幅率を連続的に変更する方式を採用する。一方、Ｕ相電圧位相の１５０度から３０度の期間では、オペアンプ２１の反転入力端子と帰還抵抗ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣの各々との接続および非接続を切り替えることにより、検出信号増幅部６の増幅率を離散的に切り替える方式を採用する。Ｕ相電圧位相の１５０度から３０度の期間では、たとえばモータ電流の振幅の相対変化量から乱調現象を検出する。このような構成により、交流電力を正確に生成するとともに交流電力生成装置の異常を検出することができる。

ここで、冷凍・空調装置などで使用されている圧縮機では、内部が高温状態になるため、ホールＩＣ（Integrated Circuit）等、ロータ位置を検出するセンサを設けることが困難である。このため、ホールＩＣ等の位置センサを備えずにモータを駆動する必要がある。

ここで、本発明の第４の実施の形態に係る交流電力生成装置では、モータに供給される交流電流のセンサが不要になるだけでなく、ロータ位置を検出する位置センサも不要になる。したがって、本発明の第４の実施の形態に係る交流電力生成装置を圧縮機駆動装置に使用することにより、圧縮機駆動装置あるいは冷凍・空調装置の構成の簡易化を図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置の構成を示す図である。 インバータ部２におけるスイッチング素子ＴＲＵ，ＴＲＸ，ＴＲＶのスイッチング波形と検出電流ｉｄｃとの関係を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において、図２の第１の期間Ｔ１における検出電流ｉｄｃ１とＰＭモータ１を流れる電流との関係を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において、図２の第２の期間Ｔ２における検出電流ｉｄｃ２とＰＭモータ１を流れる電流との関係を示す図である。 Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号パターンと検出電流ｉｄｃとの関係を示す図である。 （ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータコイルにそれぞれ供給される交流電圧を示す図である。（ｂ）は、検出電流ｉｄｃに現われるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、電圧電流位相差の算出方法を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、電圧電流位相差の算出方法を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の増幅率を説明するための図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の変形例の構成を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る冷凍・空調装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出電流と検出信号増幅部６の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。 可変帰還抵抗ＲｉＶとしてＪＦＥＴを含む検出信号増幅部の構成を示す図である。 ＪＦＥＴにおけるゲート−ソース間電圧とドレイン−ソース間の抵抗値との関係を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る交流電力生成装置における検出信号増幅部６の構成を示す図である。

符号の説明

２ インバータ部、３ コンバータ部、５ 電流検出抵抗（電流検出部）、６ 検出信号増幅部、７ マイクロコンピュータ、８ 位相差検出部、９ 目標位相差情報格納部、１０ ＰＩ演算部、１１ 回転数設定部、１２ 正弦波データ生成部（駆動波データ生成部）、１３ ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部、１４ 加算器、１５ Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器、２１ オペアンプ、２２ 増幅率切り替え部、２３ 整流回路、２４ 増幅方式切り替え部、５１ インバータ制御部、１０１ 交流電力生成装置、２０１ 室内側熱交換器（蒸発器）、２０２ 電子膨張弁、２０３ 室外側熱交換器（凝縮器）、２０４ ４路切り替え弁、２０５ 圧縮機、２０６ 圧縮機駆動装置、２０７ 制御部、３０１ 冷凍・空調装置、ＴＲＵ，ＴＲＶ，ＴＲＷ，ＴＲＸ，ＴＲＹ，ＴＲＺ スイッチング素子、ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ，ＤＸ，ＤＹ，ＤＺ フライホイールダイオード、Ｒｆ 帰還抵抗、ＲｉＡ，ＲｉＢ，ＲｉＣ 帰還抵抗、ＲｉＶ 可変帰還抵抗。

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ部と、
   前記インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、
   前記検出信号を可変の増幅率で増幅し、前記増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、
   前記増幅後の検出信号に基づいて、前記負荷に供給される交流電圧と前記負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、前記検出された位相差に基づいて前記インバータ部を制御するインバータ制御部とを備える交流電力生成装置。
2. 前記負荷は、複数相に対応する複数個のコイルを含むモータであり、
   前記インバータ部は、前記複数個のコイルにそれぞれ交流電圧を供給し、
   前記インバータ制御部は、
   設定された前記モータの回転数に応じて、前記モータを駆動するための駆動波データを前記相ごとに生成する駆動波データ生成部と、
   前記駆動波データ生成部によって生成された駆動波データに基づいて前記複数相のうちのいずれかの特定相に対応する前記交流電圧の位相を検出し、前記検出した交流電圧の位相と前記増幅後の検出信号の位相との差を検出して位相差情報を出力する位相差検出部と、
   前記位相差検出部から出力された前記位相差情報を目標値に制御するためのデューティ基準値を算出する位相差制御部と、
   前記駆動波データ生成部から出力される前記各相の駆動波データと前記位相差制御部から出力される前記デューティ基準値とを乗算し、前記乗算結果に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを含み、
   前記インバータ部は、前記複数個のコイルに対応して配置され、前記パルス幅変調信号生成部によって生成された前記パルス幅変調信号に基づいて対応の前記コイルに電圧を供給するか否かを切り替える複数個のスイッチング素子を含み、
   前記位相差検出部は、前記特定相の交流電圧の位相を基準とした２箇所の位相期間中の前記検出信号の振幅の積算値をそれぞれ求め、前記２箇所の位相期間中の前記積算値の比を算出し、前記算出結果を前記位相差情報として出力する請求項１記載の交流電力生成装置。
3. 前記２箇所の位相期間は、前記特定相の交流電圧の１周期の一部であり、
   前記２箇所の位相期間においては前記増幅率を連続的に変更し、前記特定相の交流電圧の１周期のうちの前記２箇所の位相期間以外においては前記増幅率を離散的に変更する、請求項２記載の交流電力生成装置。
4. 交流電力生成装置を備え、圧縮機に交流電圧を供給する圧縮機駆動装置であって、
   前記交流電力生成装置は、
   直流電力を交流電力に変換して前記圧縮機に供給するインバータ部と、
   前記インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、
   前記検出信号を可変の増幅率で増幅し、前記増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、
   前記増幅後の検出信号に基づいて、前記負荷に供給される交流電圧と前記負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、前記検出された位相差に基づいて前記インバータ部を制御するインバータ制御部とを備える圧縮機駆動装置。
5. 圧縮機と、交流電力生成装置とを備える冷凍・空調装置であって、
   前記交流電力生成装置は、
   直流電力を交流電力に変換して前記圧縮機に供給するインバータ部と、
   前記インバータ部を通して流れる電流を検出し、検出電流を表わす検出信号を出力する電流検出部と、
   前記検出信号を可変の増幅率で増幅し、前記増幅率を連続的に変更する場合と離散的に変更する場合とに切り替え可能である増幅部と、
   前記増幅後の検出信号に基づいて、前記負荷に供給される交流電圧と前記負荷に供給される交流電流との位相差を検出し、前記検出された位相差に基づいて前記インバータ部を制御するインバータ制御部とを備える冷凍・空調装置。

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