JP5032483B2 - バンドパスフィルタ - Google Patents

Description

例えばフロントエンド回路で使用可能なバンドパスフィルタを示す。

バンドパスフィルタは刊行物US 5,191,305から公知である。遅延線付きフィルタは刊行物US 5301135から公知である。トランスバーサルフィルタおよび再帰フィルタは刊行物US 5021756から公知である。

解決すべき課題は、挿入損失が小さく、阻止帯域における妨害信号の大きなバンドパスフィルタを提供することである。

上記バンドパスフィルタは、中にフロントエンドモジュールの実装された基板、とりわけＬＴＣＣ基板内に組み込むのに適している。フロントエンドモジュールはマルチバンドモジュールとして設計されていてもよい。フロントエンドモジュールは、例えば、２．４〜２．５ＧＨｚと４．９〜５．９５ＧＨｚの２つの周波数帯域をもつＷＬＡＮモジュールとして設計されていてよい。

上記バンドパスフィルタの伝達関数は急峻なエッジを有している。

入力側と出力側では共通の信号経路に合流する並列接続された信号分岐を有するバンドパスフィルタを示す。

２つの信号分岐は１つのリング共振器を形成し、このリング共振器内を、

を有する時計回りのモードと、

を有する反時計回りのモードが伝搬する。少なくとも２つの阻止周波数をもつバンドパスフィルタの出力側に生じる

については、

が成り立つ。ここで、互いに逆向きのモードの振幅はほぼ等しく

、これらのモードの位相差は１８０°である：

各信号分岐の伝達係数は導通方向では等しく、そのため互いに逆向きの２つのモードが循環することができる。これらの信号分岐は周波数に依存した遅延を有しており、それぞれ移相器として作用する。２つの異なる信号分岐は有利には互いに異なる振幅特性曲線および／または位相特性曲線をもつ。

リング共振器は有利な実施形態では集中ＬＣ素子、すなわち、キャパシタンスとインダクタンスを有する。インダクタンスは基本的に遅延線または伝送線の区間で代用することができる。

しかし、リング共振器を線路セグメントだけで形成してもよい。第１および／または第２の信号経路に置かれた線路セグメントには、インピーダンスの飛躍があってよい。これは例えばスタブによって線路セグメントの適切な位置に発生させることができる。

供給された電磁波は第１の信号分岐と第２の信号分岐の入力ノードにおいて時計回りに入射する波動成分と反時計回りに入射する波動成分とに分かれる。第１（または第２）の分岐に案内された入射成分は、信号分岐が再び合流する出力ノードにおいて、部分的にこの信号分岐に反射し返される。時計回りのモードは右回りに入射する波動成分と反射された波動成分の総和である。反時計回りのモードは左回りに入射する波動成分と反射された波動成分の総和である。

１つの実施形態では、第１の信号分岐に、２つの直列インダクタンスとアースに接続された１つのキャパシタンスとからなるＬＣＬ回路が配置されている。第２の信号分岐には、２つの直列キャパシタンスとアースに接続された１つのインダクタンスから成るＣＬＣ回路が配置されている。

１つの実施形態では、第１および第２の信号分岐の直列分岐に、容量素子と誘導素子の両方が配置されている。この場合、入力信号の直流成分を抑制することが可能である。

１つの有利な実施形態では、第１の信号経路に、２つの直列インダクタンスとアースに接続された１つのキャパシタンスとから成る第１のＴ回路と、このＴ回路に後置接続された、２つの直列キャパシタンスとアースに接続された１つのインダクタンスとから成る第２のＴ回路が配置されている。また、第２の信号経路には、２つの直列キャパシタンスとアースに接続された１つのインダクタンスとから成る第１のＴ回路と、このＴ回路に後置接続された、２つの直列インダクタンスとアースに接続された１つのキャパシタンスとから成る第２のＴ回路が配置されている。

入力側の共通信号経路に接続された第１の信号分岐の素子は、入力側の共通信号経路に接続された第２の信号分岐の素子が容量性ならば、有利には誘導性であり、逆の場合も同様である。

出力側の共通信号経路に接続された第１の信号分岐の素子は、出力側の共通信号経路に接続された第２の信号分岐の素子が容量性ならば、有利には誘導性であり、逆の場合も同様である。

少なくとも３つの阻止周波数をもつバンドパスフィルタの出力側に生じる

については、

が成り立つ。ここで、互いに逆向きの信号の振幅はほぼ等しく、位相差は正確に１８０°である：

信号分岐の振幅特性曲線と位相特性曲線は、有利には、バンドパスフィルタの通過帯域の両側に阻止周波数が位置し、フィルタの伝達特性曲線が急峻なエッジを有するように、選ばれている。

少なくとも３つの阻止周波数をもつバンドパスフィルタの出力側に生じる

については、

が成り立つ。ここで、互いに逆向きの信号の振幅は正確に等しく、位相差はほぼ１８０°である：

有利には、阻止帯域外の少なくとも２つの周波数において、逆向きの波動成分の振幅は等しく、位相差は１８０°である。すなわち、

阻止帯域または阻止周波数の近傍にバンドパスフィルタの中心周波数の高調波が来るようにすることもできる。これは特に送信経路用に設けられたバンドパスフィルタの場合に有利である。

バンドパスフィルタの入力側および／または出力側の経路に、例えばバランやインピーダンス変換器のような別の回路を配置してもよい。この別の回路が集中素子を含んでいると有利である。

バンドパスフィルタは有利には基板内に、例えばＬＴＣＣ基板内に、導電路と導電面とによって実現されており、この導電面内に基板のメタライゼーション面が形成されている。２つのメタライゼーション面の間には、誘電層（ＬＴＣＣ基板の場合にはセラミック層）が配置されている。
以下では、縮尺通りでない概略図に基づいてバンドパスフィルタの説明をする。

図１Ａは、並列接続された２つの信号分岐を有する、２つのＴ回路を備えたバンドパスフィルタを示しており、
図１Ｂは、信号分岐に測定装置が配置された図１Ａによるバンドパスフィルタを示しており、
図２は、１つの信号分岐につき２つのＴ回路を有する、４つのＴ回路を備えたバンドパルフィルタを示しており、
図３は、図１Ａによるフィルタの入力側および出力側における制御パラメータ（上）、測定装置のポートで測定された振幅特性（中央）、測定装置のポートで測定された位相特性（下）を示しており、
図４は、図２によるフィルタが組み込まれた基板のメタライゼーション面の透視図を示しており、
図５は、図４による層構造が隣り合う２つの部分に分割された実施例を示している。

図１Ａに示されているフィルタは、フィルタの入力ゲート端子ＩＮと出力ゲート端子ＯＵＴの間に配置された信号経路を含んでいる。この信号経路は並列接続された信号分岐１１，１２（直列分岐）を含んでいる。各分岐は１つの回路を含んでおり、この回路はここでは受動電気素子のみを含み、すなわち、キャパシタンスとインダクタンスと場合によっては線路セグメントを含み、例えば増幅器素子のような半導体素子は含んでいない。これにより、各信号分岐が相補的になるため、すなわち、伝達特性が両方向で等しくなるため、電磁波は並列接続された２つの分岐によって形成された閉回路内を伝搬することができる。この回路は有利には振動性回路またはリング共振器である。

第１の分岐１１は２つの直列キャパシタンスＣ１，Ｃ３と１つの並列インダクタンスＬ２とを有する１つのＴ回路を含んでいる。第２の分岐１２は２つの直列インダクタンスＬ１，Ｌ３と１つの並列キャパシタンスＣ２とを有する１つのＴ回路を含んでいる。直列キャパシタンスと直列インダクタンスＣ１，Ｃ３，Ｌ１，Ｌ３は１つのリング共振器を形成しており、このリング共振器内を電磁波が循環することができる。

並列接続されたＮ個の直列分岐の場合、入力側に供給された信号はＮ個の部分に別れ、出力側で再び合流する。各信号分岐は対応する部分信号にとって遅延線であり、τ_nは第ｎ分岐における信号の遅延時間であり、ａ_nは第ｎ分岐の伝達係数である。結果として生じる時間信号ｙ（ｔ）は

として計算される。ここで、ｔは時間である。周波数領域においてこれに相応する伝達特性Ｓ₂₁（ｆ）は

として計算される。ここで、ｆは周波数であり、Ａ_nは第ｎ分岐の伝達関数である。

フィルタの異なる直列分岐の振幅特性（および／または位相特性）が互いに異なっていると有利である。これらの振幅特性は、フィルタ全体の伝達関数が所定の周波数領域においては通過帯域を形成し、所定の阻止周波数においてはノッチを形成するよう、互いに適合されるようにしてよい。

入力側ＩＮに供給された入射電磁波はノード１で時計回りの入射成分Ｕ_cw,incと反時計回りの入射成分Ｕ_ccw,incに分かれる。

成分Ｕ_cw,incの一部はノード２で直列分岐１２に入り、これらの成分の一部は出力経路に出力結合され、また一部は分岐１１に反射し返され、反時計回りの反射成分Ｕ_ccw,refを形成する。 成分Ｕ_ccw,incの一部はノード２で直列分岐１１に入り、これらの成分の一部は出力経路に出力結合され、また一部は分岐１２に反射し返され、時計回りの反射成分Ｕ_cw,refを形成する。

時計回りのすべての波動成分の和が時計回りのモードＵ_cwを形成する。

ｋはモードの成分のインデックスである。反時計回りのすべての波動成分の和が反時計回りのモードＵ_ccwを形成する。

出力ノード２に生じる信号

はこのノードにおける互いに逆向きのモードのベクトル和である：

所定の周波数において生じる信号の大きさは、互いに逆向きの

のこの周波数における振幅特性と位相特性に依存する。フィルタ伝送特性の急落であるノッチは、例えば、出力ノード２において互いに逆向きのモードのベクトル和がゼロに等しくなる周波数に形成される：

。これは、互いに逆向きの２つの

伝送は、互いに逆向きのモードがノード２において互いに異なる振幅を有していて振幅の和がゼロに等しくない場合に行われる：

これは信号分岐が通過周波数において互いに異なる伝達係数を有する場合である。

入射波と反射波の複素振幅は、第１の信号分岐に配置された部分Ｍ１と第２の信号分岐に配置された部分Ｍ２とを有する理想的な測定装置により測定される。信号は損失なくこの測定装置を通過する。

測定装置の各部分は、所定の方向に−時計回りまたは反時計回りに−進むすべての波動成分の和を計測する。測定結果は図３の中央および下部に示されている。

ノード１とノード３の間で、波動成分Ｕ_cw,incの振幅特性Ｓ₃₁と位相特性φ₃₁が検知される。ノード１とノード４の間では、波動成分Ｕ_ccw,incの振幅特性Ｓ₄₁と位相特性φ₄₁が検知される。ノード１とノード５の間では、ノード２で反射された波動成分Ｕ_ccw,refの振幅特性Ｓ₅₁と位相特性φ₅₁が検知され、ノード１とノード６の間では、このノードで反射された波動成分Ｕ_cw,refの振幅特性Ｓ₆₁と位相特性φ₆₁が検知される。

測定装置のＳ行列は

で与えられる。

図２には、４つのＴ回路を備えたフィルタが示されている。入力側では、第１分岐１１にＣＬＣ回路が、第２分岐１２にＬＣＬ回路が配置されている。第１分岐に配置されたＣＬＣ回路は直列キャパシタンスＣ１，Ｃ３と並列インダクタンスＬ２とにより形成されている。第２分岐に配置されたＬＣＬ回路は直列インダクタンスＬ１，Ｌ３と並列キャパシタンスＣ２とにより形成されている。出力側では、第１分岐にＬＣＬ回路Ｌ４，Ｃ５，Ｌ６が、第２分岐にＣＬＣ回路Ｃ４，Ｌ５，Ｃ６が配置されている。

図１Ａに示されているバンドパスフィルタと同様に、このバンドパスフィルタの伝達特性も３つのノッチを有している。さらに、図２による実施形態は、並列接続された２つの直列分岐に直列キャパシタンスが配置されているため、直流成分が抑制されるという点で優れている。

ある実施形態では、フィルタの伝達特性に３つより多くのノッチが生じるように、信号分岐を形成してよい。

フィルタの信号分岐１１，１２の少なくとも一方に配置されたインダクタンス、例えば、図１ＡのＬ１−Ｌ３と図２のＬ１−Ｌ６の値はほぼゼロとしてよい。

図３の上部には、フィルタの伝達特性Ｓ₂₁と反射係数Ｓ₁₁が示されている。伝達特性Ｓ₂₁はおよそ５．５ＧＨｚにおける通過帯域とおよそ２．６ＧＨｚ，７．４５ＧＨｚ，９ＧＨｚにおける３つのノッチを示している。

図４に示されているエレメントの中には、図２によるフィルタが実現されている。分岐１１，１２に配置されたＬＣ素子は導電路および導電面として基板のメタライゼーション面内に形成されている。ＬＣ素子、特にインダクタンスは、基本的に、基板の２つのメタライゼーション面を接続する貫通コンタクトによっても実現することができる。

キャパシタンスＣ１は導電面４４１と４５１との間に形成されている。キャパシタンスＣ３は導電面４５１と４６１との間に形成されている。インダクタンスＬ２は導電路４２１により形成されている。インダクタンスＬ４は貫通コンタクトＤＫ４により実現されている。キャパシタンスＣ５は導電面４０２と４９１との間に形成されている。インダクタンスＬ６は導電路４８１により実現されている。

インダクタンスＬ１は導電路４３１により実現されており、インダクタンスＬ３は導電路４３２により実現されている。キャパシタンスＣ２は導電面４０１と４１１との間に形成されている。インダクタンスＬ４は導電路４３２と面４５２を導通接続する貫通コンタクトＤＫ１により形成されている。キャパシタンスＣ４は導電面４５２と４６２との間に形成されており、キャパシタンスＣ６は面４６２と４７１との間に形成されている。インダクタンスＬ５は導電路４８２と貫通コンタクトＤＫ２およびＤＫ３とにより形成されている。

外側のメタライゼーション面に配置された導電面４０１および４０２はアース電位に置かれており、内側のメタライゼーション面に形成されたＬＣ素子の遮蔽に使用される。

図５には、図４に示されているフィルタ実装を変更した実施形態が示されている。図４による層構造は有利には隣り合って配置された２つの部分に分かれている。５０１，５０２，５０３は電気接続である。

面４０１はメタライゼーション面に配置された面４０１ａと４０１ｂとに分かれており、面４０１ａと４０１ｂは電気接続５０４により相互に導通接続されている。 面４０２はメタライゼーション面に配置された面４０２ａと４０２ｂとに分かれており、面４０２ａと４０２ｂは電気接続５０２により相互に導通接続されている。

並列接続された２つの信号分岐を有する、２つのＴ回路を備えたバンドパスフィルタを示す。 信号分岐に測定装置が配置された図１Ａによるバンドパスフィルタを示す。 １つの信号分岐につき２つのＴ回路を有する、４つのＴ回路を備えたバンドパルフィルタを示す。 図１Ａによるフィルタの入力側および出力側における制御パラメータ（上）、測定装置のポートで測定された振幅特性（中央）、測定装置のポートで測定された位相特性（下）を示す。 図２によるフィルタが組み込まれた基板のメタライゼーション面の透視図を示す。 図４による層構造が隣り合う２つの部分に分割された実施例を示す。

符号の説明

１ 入力側信号経路の端子ノード
２ 出力側信号経路の端子ノード
３−６ 測定装置のポート
１１ 第１信号分岐
１２ 第２信号分岐
Ｃ１−Ｃ６ キャパシタンス
ＤＫ１−ＤＫ４ 貫通コンタクト
ｉｎ 入力側
Ｌ１−Ｌ６ インダクタンス
Ｍ１，Ｍ２ 測定装置
ｏｕｔ 出力側
Ｓ₁₁，Ｓ₂₂ ノード１における反射係数
Ｓ₂₁ ノード１と２の間の回路の伝達関数
Ｓ₃₁，Ｓ₄₁，Ｓ₅₁，Ｓ₆₁ ノード１とノード３，４，５，６の間で測定される伝達関数
φ₃₁，φ₄₁，φ₅₁，φ₆₁ ノード１とノード３，４，５，６の間で測定される位相特性
Ｕ_cw,inc 時計回りに入射するモード
Ｕ_cw,ref 時計回りに反射するモード
Ｕ_ccw,inc 反時計回りに入射するモード
Ｕ_ccw,ref 反時計回りに反射するモード

Claims (14)

1. 並列接続された信号分岐（１１，１２）を備えたバンドパスフィルタにおいて、前記信号分岐（１１，１２）は入力側では入力ノード（１）に、出力側では出力ノード（２）に接続されており、前記２つの信号分岐（１１，１２）で１つのリング共振器が形成されており、該リング共振器内を
   

   

   を有する時計回りのモードと
   

   

   を有する反時計回りのモードとが伝搬し、
   前記バンドパスフィルタの出力ノード（２）に生じる
   

   

   に関して、少なくとも２つの阻止周波数において
   

   

   が成り立ち、ここで、
   

   

   であり、
   前記阻止周波数は当該２つの阻止周波数の間に通過帯域が形成されるように配されており、
   第１の信号分岐（１１）に、２つの直列キャパシタンス（Ｃ１，Ｃ３）と１つの並列インダクタンス（Ｌ２）とから成る第１のＴ回路と、該第１のＴ回路に後置接続された、２つの直列インダクタンス（Ｌ４，Ｌ６）と１つの並列キャパシタンス（Ｃ５）とから成る第２のＴ回路が配置されており、
   第２の信号分岐（１２）に、２つの直列インダクタンス（Ｌ１，Ｌ３）と１つの並列キャパシタンス（Ｃ２）とから成る第１のＴ回路と、該第１のＴ回路に後置接続された、２つの直列キャパシタンス（Ｃ４，Ｃ６）と１つの並列インダクタンス（Ｌ５）とから成る第２のＴ回路が配置されている
   ことを特徴とするバンドパスフィルタ。
2. 前記リング共振器は集中ＬＣ素子（Ｌ１−Ｌ６，Ｃ１−Ｃ６）を含んでなる、請求項１記載のバンドパスフィルタ。
3. 前記信号分岐（１１，１２）は移相器として作用する、請求項１または２記載のバンドパスフィルタ。
4. 前記２つの異なる信号分岐（１１，１２）は互いに異なる振幅特性曲線（Ｓ₃₁，Ｓ₄₁）および／または位相特性曲線（φ₃₁，φ₄₁）を有する、請求項３記載のバンドパスフィルタ。
5. 前記時計回りのモード（Ｕ_cw）は右回りに入射する波動成分（Ｕ_cw,inc）と反射した波動成分（Ｕ_cw,ref）の総和であり、
   前記反時計回りのモード（Ｕ_ccw）は左回りに入射する波動成分（Ｕ_ccw,inc）と反射した波動成分（Ｕ_ccw,ref）の総和である、請求項１から４のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
6. 前記入力ノード（１）に接続された前記第１の信号分岐（１１）の構成素子は誘導性であり、前記入力ノード（１）に接続された前記第２の信号分岐（１２）の構成素子は容量性であり、逆の場合も同様である、請求項１から５のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
7. 前記出力ノード（２）に接続された前記第１の信号分岐（１１）の構成素子は誘導性であり、前記出力ノード（２）に接続された前記第２の信号分岐（１２）の構成
   素子は容量性であり、逆の場合も同様である、請求項１から６のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
8. 前記出力ノード（２）に生じる
   

   

   に関して、少なくとも３つの阻止周波数において
   

   

   が成り立ち、ここで、
   

   

   である、請求項１から７のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
9. 前記信号分岐（１１，１２）の振幅特性曲線と位相特性曲線は、前記バンドフィルタの通過帯域の両側に前記阻止周波数が位置し、前記フィルタの伝達特性曲線（Ｓ₂₁）が急峻なエッジを有するように選定されている、請求項１から８のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
10. 前記出力ノード（２）に生じる
    

    

    に関して、阻止領域において
    

    

    が成り立ち、ここで、
    

    

    である、請求項１から９のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
11. 前記阻止領域の少なくとも２つの周波数において、
    

    

    が成り立つ、請求項１０記載のバンドパスフィルタ。
12. 前記阻止領域内に前記バンドパスフィルタの中心周波数の少なくとも１つの高調波が存在する、請求項１０または１１記載のバンドパスフィルタ。
13. 基板内に導電路によって実現された、請求項１から１２のいずれか１項記載のバンドパスフィルタ。
14. 前記基板がセラミックスを含有する、請求項１３記載のバンドパスフィルタ。

Images