JP4999930B2 - 変換器の相モジュールにおける有効電力均衡の生成 - Google Patents

変換器の相モジュールにおける有効電力均衡の生成 Download PDF

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Description

本発明は、少なくとも１つの相モジュールを備えた電流変換装置であって、この少なくとも１つの相モジュールが、１つの交流電圧端子と少なくとも１つの直流電圧端子とを有し、この際、各直流電圧端子と各交流電圧端子との間に、相モジュール分岐が形成され、各相モジュール分岐は、それぞれ１つのエネルギー貯蔵部と少なくとも１つの電力半導体とを有するサブモジュールの直列回路を用い、電流変換装置は、エネルギー貯蔵部で低下するエネルギーを検知してエネルギー貯蔵部のエネルギー値を得るためのサブモジュールセンサーと、エネルギー貯蔵部のエネルギー値および所定の所望値に応じて装置を制御するための制御手段とを有する電流変換装置に関する。
さらに、本発明は、変換器を用いて電流を変換する方法であって、変換器が、少なくとも１つの相モジュールを備え、この少なくとも１つの相モジュールが、少なくとも１つの直流電圧端子と、１つの交流電圧端子とを有し、この際、各直流電圧端子と交流電圧端子との間に、相モジュール分岐が形成され、この相モジュール分岐は、それぞれ１つのエネルギー貯蔵部と少なくとも１つの電力半導体とを有するサブモジュールの直列回路を用いる方法に関する。
この種の装置およびこの種の方法は、例えば、非特許文献１中ですでに公知である。この中には、交流電圧網への接続用の電流変換器が開示されている。この電流変換器は、これと接続されるべき交流電圧網の各相に対して、１つの相モジュールを有し、各相モジュールが１つの交流電圧端子と２つの直流電圧端子を用いている。各直流電圧端子と交流電圧端子との間には、相モジュール分岐が伸張し、その結果、所謂６パルスブリッジ回路が設けられている。モジュール分岐は、それぞれ逆方向のフリーホイールダイオードに並列接続されているそれぞれ２つのスイッチオフ可能な電力半導体からなるサブモジュールの直列回路から構成されている。スイッチオフ可能な電力半導体と、フリーホイールダイオードとは直列接続されており、上述の直列回路に並列的に、コンデンサが設けられている。上述のサブモジュールの構成要素は、互いに相互接続されており、各サブモジュールの２極出力では、コンデンサ電圧または電圧が０に低下する。
スイッチオフ可能な電力半導体の制御は、所謂パルス幅変調により行われる。電力半導体を制御するための制御手段は、電流を検出して電流値を得るための測定センサーを有する。電流値は、入力インタフェースと出力インタフェースとを有する中央制御ユニットに供給される。入力インタフェースと出力インタフェースとの間には、モジュレータ、すなわちソフトウェアルーチンが設けられている。このモジュレータは、とりわけ、選択ユニットおよびパルス幅発生器を有する。このパルス幅発生器は、各サブモジュール用に制御信号を発生させる。スイッチオフ可能な電力半導体は、このパルス幅発生器により発生させられた制御信号により、電流がスイッチオフ可能な電力半導体を通って流れることができる導通位置から、スイッチオフ可能な電力半導体を介した電流の流れが中断させられる遮断位置へと移行する。ここで、各サブモジュールは、コンデンサで低下する電圧を検出するためのサブモジュールセンサーを有する。
これ以外の、所謂マルチレベル電流変換器トポロジー用の制御方法に関する文献としては、非特許文献２、非特許文献３および非特許文献４が公知である。
現時点では、いまだ公開されていない独国特許出願１０ ２００５ ０４５ ０９０．３号明細書では、分配されたエネルギー貯蔵部を備えた複数位相の電流変換器を制御する方法が開示されている。この開示された装置も、位相モジュールを備えたマルチレベル電流変換器トポロジーを有し、この相モジュールは、各相モジュールの中央に対称的に配された１つの交流電圧端子と２つの直流電圧端子を用いている。各相モジュールは、２つの相モジュール分岐からなり、これらは、交流電圧端子と２つの直流電圧端子のうちの１つとの間に伸張している。各相モジュール分岐は、この場合も、サブモジュールの直列回路から構成され、各サブモジュールは、スイッチオフ可能な電力半導体と、これに対して逆並列に接続されているフリーホイールダイオードからなる。さらに、各サブモジュールは、単極コンデンサを用いている。電力半導体を制御するために、相モジュール間を流れる分岐電流を設定するために設けられている制御手段が機能する。この分岐電流を制御することにより、例えば、電流高調波が能動的に減衰され、より小さい出力周波数を有する動作点は回避されうる。さらに、全スイッチオフ可能な半導体スイッチに均等に負荷をかけること、および非常に不均衡な電圧を均衡化することができる。
冒頭で述べた装置は、相モジュール分岐の有効電力の消費が、必ずしも精確に損失に一致しないという欠点を有する。これにより、１つの相モジュール分岐にそれぞれ貯蔵されたエネルギーの配分が不均衡になりうる。したがって、サブモジュールのコンデンサの負荷の強さが異なり、不都合な付随事象が生じうる。
Ａ．レスニカー（Ａ．Ｌｅｓｎｉｃａｒ）およびＲ．マルカート（Ｒ．Ｍａｒｑｕａｒｄｔ）著、「広い電力範囲に適した革新的なモジュラーマルチレベル変換器トポロジー（Ａｎ Ｉｎｎｏｖａｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｔｏｐｏｌｏｇｙ Ｓｕｉｔａｂｌｅ ｆｏｒ ａ Ｗｉｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｎｇｅ）」、パワーテック（Ｐｏｗｅｒｔｅｃｈ）２００３年で発行。 Ｒ．マルカート（Ｒ．Ｍａｒｑｕａｒｄｔ）、Ａ．レスニカー（Ａ．Ｌｅｓｎｉｃａｒ）およびＪ．ヒルディンガー（Ｊ．Ｈｉｌｄｉｎｇｅｒ）著「高圧配線応用向けのモジュラー電流変換器コンセプト（Ｍｏｄｕｌａｒｅｓ Ｓｔｒｏｍｒｉｃｈｔｅｒｋｏｎｚｅｐｔ ｆｕｅｒ Ｎｅｔｚｋｕｐｐｌｕｎｇｓａｎｗｅｎｄｕｎｇ ｂｅｉ ｈｏｈｅｎ Ｓｐａｎｎｕｎｇｅｎ）」、２００２年、ドイツ、バートノイハイムにおけるＥＴＧ専門家会議において発行。 Ａ．レスニカー（Ａ．Ｌｅｓｎｉｃａｒ）およびＲ．マルカート（Ｒ．Ｍａｒｑｕａｒｄｔ）著「新規のモジュラー電源インバータトポロジー（Ａ ｎｅｗ ｍｏｄｕｌａｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｏｕｒｃｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｙ）」、２００３年、フランス、トゥルーズにおけるＥＰＥ’ ０３において発行。 Ｒ．マルカート（Ｒ．Ｍａｒｑｕａｒｄｔ）およびＡ．レスニカー（Ａ．Ｌｅｓｎｉｃａｒ）著「高圧−モジュラーマルチレベル変換器の新しい概念（Ｎｅｗ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｖｏｌｔａｇｅ − Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、ドイツ、アーヘンにおけるＰＥＳＣ ２００４会議において発行。
したがって、本発明の目的は、冒頭に述べた種類の装置および方法を、サブモジュールのエネルギー貯蔵部の負荷の不均衡を回避して提供することである。
本発明は、この目的を、冒頭に述べた装置を出発点として、制御手段が、エネルギー貯蔵部のエネルギー値を合計して分岐エネルギー現在値を得るための合計ユニットと、分岐エネルギー現在値に応じて回路電流所望値Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅを演算するための手段とを有し、ここで、制御手段は、回路電流所望値Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅに応じて分岐エネルギー現在値の不均衡を埋め合わせるために設けられていることにより達成する。
冒頭に述べた方法を出発点として、本発明は、この課題を、各エネルギー貯蔵部中に貯蔵されたエネルギーが検知されてエネルギー貯蔵部のエネルギー値が得られ、１つの相モジュール分岐の全エネルギー貯蔵部のエネルギー値は合計されて分岐エネルギー現在値が得られ、分岐エネルギー現在値に応じて回路電流所望値が決定され、この際、回路電流所望値に応じて、不均衡を埋め合わせるために、相モジュール中に回路電流が発生させられることにより達成する。
本発明の枠組みによれば、制御手段が、サブモジュール中に貯蔵された電気エネルギーの不均衡を埋め合わせるために設けられている。このために、まず、各相モジュール分岐について、全エネルギー貯蔵部中に貯蔵されているエネルギーを算出する。これは、サブモジュールのエネルギー貯蔵部に貯蔵されたエネルギーにそれぞれ相当する、エネルギー貯蔵部のエネルギー値を合計することにより行われる。エネルギー貯蔵部のエネルギー値の合計から、１つの相モジュール分岐の全エネルギー貯蔵部に貯蔵されたエネルギーの合計に相当する分岐エネルギー現在値がわかる。本発明の枠組みによれば、複数の分岐エネルギー現在値を比較することにより、不均衡を決定する。不均衡を埋め合わせるために、最終的に、制御部を用いて回路電流を発生させる。このために、分岐エネルギー現在値の差に応じて決定される回路電流所望値Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅが機能する。回路電流所望値は、最後に制御手段に供給され、この制御手段が、回路電流所望値Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅに基づいて、不均衡を埋め合わせるのに必要な回路電流を発生させる。このようにして、サブモジュールには均等に負荷が与えられるようになる。
１つのサブモジュールのエネルギー貯蔵部のエネルギー値として、例えば、エネルギー貯蔵部で低下する電圧を測定することにより得られるエネルギー貯蔵部の電圧値が機能する。これとは異なり、エネルギー貯蔵部の電圧値の二乗がエネルギー貯蔵部のエネルギー値として機能してもよい。基本的には、各エネルギー貯蔵部に貯蔵されたエネルギーの尺度として機能しうる各値を、本発明の枠内で用いることができる。
本発明の枠内では、サブモジュールのエネルギー貯蔵部は、複数のサブエネルギー貯蔵部からも構成可能である。この際、エネルギー貯蔵部のエネルギー値は、サブエネルギー貯蔵部のエネルギー値の合計となる。
より適切には、制御手段は制御器を有し、この制御器の入力には、回路電流所望値Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅが与えられ、出力では回路電圧所望値が得られる。制御器は、例えば、比例制御器である。制御手段は、さらに、電流制御ユニットを有し、これは、回路電圧所望値を含む種々の電圧所望値を、線形に、すなわち、合計と、差分形成とにより、互いに組み合わせる。この電圧所望値を線形に組み合わせた結果が、それぞれ１つの相モジュール分岐に割り当てられる分岐電圧の所望値である。この単数または複数の分岐電圧の所望値が、これも同様に１つの相モジュール分岐に割り当てられている駆動ユニットに供給される。
より有用には、本発明の装置は正と負との直流電圧端子を有し、ここで、合計手段が、正の直流電圧端子に接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値を正の分岐合計に合計し、負の直流電圧端子に接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値を負の分岐合計に合計し、かつ、差分手段が、正の分岐合計と負の分岐合計との差分を形成して、垂直不均衡を埋め合わせるために垂直の回路電流所望値Ｄｖｂを得る。垂直不均衡は、正の直流電圧端子に接続されている相モジュール分岐が、負の直流電圧端子に接続されている相モジュール分岐よりも、より多いまたはより少ないエネルギーを受け入れている場合に生じる。したがって、垂直不均衡は、分岐エネルギー現在値を比較することにより決定することができ、ここで、正の直流電圧端子と接続されている相モジュール分岐の分岐合計が、負の直流電圧端子と接続されている相モジュール分岐の分岐合計から差し引かれる。生じた差分は、垂直不均衡用の尺度となり、その結果このようにしてこの垂直不均衡を埋め合わせるための制御用の所望値が得られうる。
これに関して、より適切な更なる構成として、本発明の装置は、垂直不均衡を埋め合わせるために、垂直の回路電流所望値Ｄｖｂに応じて、回路周波数の順相所望電圧Ｕｖｂ１、Ｕｖｂ２、Ｕｖｂ３を発生させるための手段を有する。回路周波数の順相所望電圧Ｕｖｂ１、Ｕｖｂ２、Ｕｖｂ３は、接続された回路の複数位相の交流電圧の位相状態に関連する。回路周波数順相では、指針の提示では、発生させられた電圧は、接続された回路の交流電圧の指針と同じ回転方向で回転する。順相所望電圧は、上述したように、制御手段により、別の電圧所望値に切り替えられる。
これとは異なり、垂直不均衡を埋め合わせるために、回路電流所望値Ｄｖｂに応じて、不均衡電圧Ｕａｓｙｍを発生させるための手段を設けることも可能である。不均衡電圧を発生させるためのこのような手段は、例えば、単純な制御器で、その入力に回路電流所望値が与えられ、その制御器の出力では不均衡電圧Ｕａｓｙｍが得られる。このような制御器は、例えば、単純な比例制御器である。
より有利であるのは、同方向の水平不均衡を検出する手段が設けられ、この手段が、検出された同方向の水平不均衡に応じて回路電流所望値Ｄｈｇｌを発生させる場合である。垂直不均衡以外に水平不均衡もありえ、これは、正の直流電圧端子と接続されている複数の相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値の大きさが異なる場合にありえる。これは、負の直流電圧端子と接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値に関しても同じである。同方向の水平不均衡は、正の相モジュール分岐間の不均衡が、負の相モジュール分岐間の不均衡と等しい場合に存在する。これに反して、逆方向の水平不均衡は、正の相モジュール分岐における不均衡が、負の相モジュール分岐における不均衡の逆である場合に発生する。
本発明による装置は、したがって、より有利には同方向の水平不均衡を検出する手段を有し、上述の手段が、検出された同方向の水平不均衡に応じて回路電流所望値Ｄｈｇｌを発生させる。
これに関して、より適切な更なる構成によれば、各相モジュールに割り当てられる、回路電圧所望値ｕｈｇｌを発生させる手段が設けられている。回路電圧所望値ｕｈｇｌは、制御手段により、別の電圧所望値に切り替えられる。
より有用には、本発明の枠内で、逆方向の水平不均衡を検出する手段が設けられ、上述の手段が、検出された逆方向の水平不均衡に応じて回路電流所望値Ｄｈｇｅを発生させる。
これに関して、より適切な更なる構成によれば、検出された逆方向の水平不均衡に応じて回路周波数の逆相電圧ｕｇｈｅを発生させる手段が設けられている。回路周波数の逆相電圧は、その指針モデルにおける指針が、交流電圧回路の方向とは逆方向に回転する電圧であることを特徴としている。
別の実施形態によれば、垂直および水平の逆方向の不均衡を同時に補償するための手段が設けられている。
本発明の方法のより適切な更なる構成によれば、正の直流電圧端子に接続されている全相モジュールの分岐エネルギー現在値が合計され、正の全合計が得られ、負の直流電圧端子に接続されている全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値が合計され、負の全合計が得られ、かつ、正の全合計と負の全合計との差分が形成されて垂直の回路電流所望値Ｄｖｂが得られる。このようにして、垂直不均衡は決定され、回路電流所望値により定量化される。
より有利には、垂直の回路電流所望値から、回路周波数の順相所望電圧を発生させる。この際、直流電流所望値は、周期関数の振幅とされる場合、より有利である。
これとは異なり、垂直の回路電流所望値Ｄｖｂから、比例制御器を用いて不均衡所望電圧が発生させられる。
同方向の水平不均衡の決定は、例えば、１つの相モジュールの全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値を形成して相モジュールエネルギー合計値を得ることにより、全相モジュールエネルギー合計値の平均値を形成することにより、および、上述の平均値と各相モジュールエネルギー合計値との差分を形成して同方向の水平不均衡電流所望値を得ることにより行われる。
これに関して、より適切な更なる構成によれば、制御器を用いて、同方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｌから回路電圧所望値が形成され、これは、所望電圧として、制御手段により、別の電圧所望値に切り替えられる。
本発明の別の構成によれば、１つの相モジュールの全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値が互いに差し引かれ、１つの位相にそれぞれ割り当てられる相モジュールエネルギー差分値が得られる。続いて、全相に関して相モジュールエネルギー差分値の平均値が演算され、各相に対して、上述の平均値と各相モジュールエネルギー差分値との差分が求められ、逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３が得られる。
これに関する更なる構成によれば、逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３から、回路周波数の逆相電圧ｕｈｇｅ１、ｕｈｇｅ２、ｕｈｇｅ３が求められる。
より有利であるのは、負の直流電圧端子に接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値が、正の直流電圧端子に接続されている同じ相モジュールの相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値から差し引かれ、相分岐モジュール差分が得られ、ここで、相分岐モジュール差分は、回路周波数で振動し１つの相モジュールに割り当てられている周期関数の振幅として機能し、この際、別の相モジュールの周期関数は、それぞれ位相がずらされ、その結果順相所望電圧が形成される。順相所望電圧は、この場合も、制御部の別の所望値に切り替えられる。
これ以外の適切な更なる構成およびその利点は、図面中の図を参照した、以下の本発明の実施形態の説明の対象である。この図面中、同じ参照符号は、同様に作用する部材を示す。
本発明による装置の１実施形態を概略図示した図である。 図１に示した装置の１つのサブモジュールの等価回路図である。 垂直不均衡を決定する方法を示す図である。 回路周波数の順相電圧の発生を示す図である。 不均衡電圧の発生を示す図である。 同方向の水平不均衡の検出を示す図である。 逆方向の垂直不均衡の検出を示す図である。 不均衡電圧の発生方法を示す図である。 回路周波数の逆相電圧を発生させる方法を示す図である。 垂直および水平の逆方向の不均衡を同時に補償するための手段を示す図である。 図１に記載の装置の制御手段の構造を示す図である。 回路電圧所望値の制御手段の別の所望値への切り替えを示す図である。
図１は、本発明による装置１の１実施形態を示し、この装置１は、３つの相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃからなる。各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃは、正の直流電圧線ｐと、負の直流電圧線ｎとに接続され、この結果、各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃは、２つの直流電圧端子を有する。さらに、各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃには、それぞれ、１つの交流電圧端子３1、３2、３3が設けられている。この交流電圧端子３1、３2、３3は、変圧器４を介して、３相交流電圧回路５に接続されている。交流電圧回路５の各相では、相電圧Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３が低下し、回路電流Ｉｎ１、Ｉｎ２、Ｉｎ３が流れる。各相モジュールの交流電圧側の相電流には、参照符号Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３がつけられている。直流電圧電流の参照符号はＩdである。各交流電圧端子３1、３2、３3と、正の直流電圧線ｐとの間には、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３が伸びている。各交流電圧端子３1、３2、３3と負の直流電圧線ｎとの間には、相モジュール分岐６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３が形成されている。各相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３は、図１では詳細に図示されていない複数のサブモジュールの直列回路と、図１中参照符号ＬKrで示されたインダクタンスとからなる。
図２には、サブモジュール７の直列回路、とりわけサブモジュールの構造が、電気的な等価回路図でより詳細に示されているが、ここで図２は、相モジュール分岐６ｐ１のみを取り上げている。これ以外の相モジュール分岐も同様に構成されている。各サブモジュール７が、２つの直列接続されたスイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１、Ｔ２を有する点が認められうる。スイッチオフ可能な電力半導体は、例えば、所謂ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＩＧＣＴなどである。これらは、当業者には知られているので、ここでの詳細な説明を省略する。各スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１、Ｔ２には、フリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列に接続されている。スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１、Ｔ２ないしフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続に並列して、コンデンサ８が、エネルギー貯蔵部として接続されている。各コンデンサ８は、単極的に充電されている。各サブモジュール７の２極クランプ端子Ｘ１、Ｘ２には、ここで２つの電圧状態を発生させることができる。駆動ユニット９から、例えば、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ２をその導通位置へと移行させ、電流が電力半導体Ｔ２に流れることができる駆動信号が発生させられると、サブモジュール７のクランプ端子Ｘ１、Ｘ２における電圧が０に低下する。この際、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１は、遮断位置にあり、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１を通る電流の流れが中断される。これにより、コンデンサ８の放電が妨げられる。逆に、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１が導通位置に移行し、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ２が遮断位置に移行すると、サブモジュール７のクランプ端子Ｘ１、Ｘ２には、完全なコンデンサ電圧Ｕｃがかかる。
図１および図２に記載の本発明の装置の実施形態は、所謂マルチレベル電流変換器とも称される。このようなマルチレベル電流変換器は、例えば、モータなどの電気機械を駆動するのに適している。さらに、このようなマルチレベル電流変換器は、配電および送電の分野での使用にも適している。したがって、本発明の装置は、例えば、直流電圧側で互いに接続されている２つの電流変換器からなる密結合部として機能し、この際、これらの電流変換器は、それぞれ１つの交流電圧回路と結合されている。このような密結合は、２つの配電網間でエネルギー交換を行うのに用いられ、この際、この配電網は、例えば、異なる周波数、位相状態または中性点接地などを有する。さらに、無効電力補償の分野、所謂ＦＡＣＴＳ（フレキシブルＡＣ送電システム）としての応用も考慮される。このようなマルチレベル電流変換器を用いた長距離の高電圧直流電流送電も考えられうる。
エネルギーが、サブモジュール７すなわちサブモジュール７のコンデンサ８に不均衡に配分されるのを避けるために、本発明においては、まず不均衡が存在するか否かを決定する。
図３は、垂直不均衡を検出する方法を概略図示している。このために、まず、各相モジュール分岐６ｐ１、…、６ｎ３から、分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３を求める。これは、各サブモジュール７についてコンデンサ８で低下する電圧Ｕｃを測定することにより行われる。図２中、右方向を指す矢印で示されるように、電圧センサーにより検知されたコンデンサ電圧値Ｕｃは駆動ユニット９に伝送される。駆動ユニット９は、１つの相モジュール分岐６ｐ１、…、６ｎ３のすべてのコンデンサ電圧値Ｕｃを分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３に合計する。この際、サブモジュールが直列回路に接続されているか否か、および寄与をしているか否かは重要ではない。貯蔵されたエネルギーの尺度を得るために、コンデンサにおいて低下する電圧Ｕｃを二乗（Ｕｃ2）して、次にこのＵｃ2を分岐エネルギー現在値に合計することも可能である。
この際、分岐エネルギー現在値は、したがって分岐電圧現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３に相当する。これらは、それぞれ、比例制御器１０により中間値に変換され、正の直流電圧端子ｐと接続されている相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３の中間値は互いに合計される。負の直流電圧端子ｎと接続されている相モジュール分岐６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３の中間値も同様に扱われる。このようにして、正の分岐合計と負の分岐合計とが生じ、これらが、差分発生器１１により互いに差し引かれ、これにより、垂直不均衡を埋め合わせるための回路電流所望値Ｄｖｂが形成される。
図４は、回路周波数の順相所望電圧の発生について示す。まず、正弦関数も余弦関数も、変数ωｔを用い、位相のずれδを付け加えた上で形成される。この際、ωは、接続された回路の電圧周波数に相当する。余弦関数ないし正弦関数は、それぞれ、回路電流所望値Ｄｖｂから比例制御器１０を用いて形成された振幅に乗算される。続いて、２次元ベクトル空間から３次元空間に変換されることにより、回路周波数の順相所望電圧ｕｖｂ１、ｕｖｂ２、ｕｖｂ３が生じる。これが電流制御ユニット中で、別の所望電圧に切り替えられる。
図３で形成された回路電流所望値Ｄｖｂを出発点として、回路周波数の順相所望電圧を発生させる代わりに、不均衡電圧Ｕａｓｙｍを発生させることも可能である。このために、図５に図示したように、回路電流所望値Ｄｖｂが、例えば比例制御器である制御器１０の入力に与えられる。制御器１０の出力では、不均衡電圧Ｕａｓｙｍが得られうる。
図６は、水平の同方向の不均衡の検出方法を示す。このために、同じ相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃの相モジュール分岐６ｐ１、…、６ｎ３の分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３が、それぞれ相モジュールエネルギー合計値に合計されるが、この際、分岐エネルギー現在値は、予め、制御器１０により中間値に比例して増幅される。この合計には、加算器１２が機能する。加算器１２の出力における相モジュールエネルギー合計値から、平均値発生器１３において平均値が形成され、差分発生器１１により、この平均値が、１つの位相の各相モジュールエネルギー合計値から差し引かれる。各差分発生器１１の出力では、各相に対して、垂直の回路電流所望値Ｄｈｇｌ１、Ｄｈｇｌ２、Ｄｈｇｌ３が得られうる。
図７は、いかに逆方向の水平不均衡が検出されうるかを示す。このために、分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３は、まず、この場合も制御器１０により増幅される。続いて、図６に示した方法とは異なり、同じ相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃの相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１と分岐エネルギー現在値ＵｃΣｎ１との間の差分が演算される。この差分から、ここでも３つの位相全てに関する平均値が形成され、この平均値を上述の差分から差し引く。結果として、第２の差分発生器１１の出力では、各位相に対して、逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３が得られうる。
図８は、比例制御器１０により、回路電流所望値Ｄｈｇｌ１、Ｄｈｇｌ２、Ｄｈｇｌ３から、回路電圧所望値ｕｈｇｌ１、ｕｈｇｌ２、ｕｈｇｌ３がいかに発生させられるかを示す。この回路電圧所望値は、上述したとおり、制御部に供給され、その結果、均衡を埋め合わせるための所望回路電流が生じる。
図９は、逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３を出発点として、回路周波数の逆相電圧ｕｈｇｅ１、ｕｈｇｅ２、ｕｈｇｅ３の発生を示す。上述の不均衡電流所望値は、まず２次元ベクトル空間で変換され、続いて制御器１０により比例増幅される。増幅された不均衡所望値は、変数ωｔおよび位相のずれδによる余弦関数および負の正弦関数の振幅として機能する。３次元空間に変換された後、回路周波数の逆相所望電圧ｕｈｇｅ１、ｕｇｈｅ２、ｕｈｇｅ３が得られ、電流制御ユニットに供給され、また制御部のさらなる所望値に切り替えられる。
図１０は、垂直不均衡および水平の逆方向不均衡を同時に補償するための手段を示す。図７に関連して説明したように、まず、同じ相モジュールの相モジュール分岐６ｐ１、…、６ｎ３の分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３が、制御器１０により比例増幅され、続いて差分生成器１１中で差分が形成される。これと平行して、回路周波数ωおよび位相δに応じた余弦関数が形成される。位相に応じて形成された余弦関数は、２π／３ずつ互いに位相がずらされる。位相のずらされた余弦関数は、振幅として、差分生成器１１の出力において発生させられた相分岐モジュール差分と乗算され、その結果、順相所望電圧ｕｖｂ１、ｕｖｂ２、Ｕｕｂ３が発生させられる。
図１１は、制御手段の構造を示す。制御手段は、電流制御ユニット１０と駆動ユニット９ｐ１、９ｐ２、９ｐ３、９ｎ１、９ｎ２、９ｎ３とを有する。各駆動ユニットは、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２ないし６ｎ３に割り当てられている。例えば、駆動ユニット９ｐ１は、相モジュール分岐６ｐ１の各サブモジュール７に接続され、スイッチオフ可能な電力半導体Ｔ１、Ｔ２に対して制御信号を発生させる。各サブモジュール７には、図中には図示されていないサブモジュール電圧センサーが設けられている。このサブモジュール電圧センサーは、サブモジュール７のエネルギー貯蔵部であるコンデンサ８において低下するコンデンサ電圧を検知してコンデンサ電圧値Ｕｃを得るために機能する。コンデンサ電圧値Ｕｃは、各駆動ユニット、この場合では駆動ユニット９ｐ１で用いられる。したがって、この駆動ユニット９ｐ１は、これに割り当てられた相モジュール分岐６ｐ１の全サブモジュール７のコンデンサ電圧値を得て、これらを合計して、この場合も相モジュール分岐６ｐ１に割り当てられている分岐エネルギー現在値、この場合分岐電圧現在値ＵｃΣｐ１が得られる。この分岐電圧現在値ＵｃΣｐ１は、電流制御ユニット１０に供給される。
ところで、電流制御ユニット１０は、不図示の種々の測定センサーと接続されている。そして、相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃの交流電圧側に配された電流変換器は、相電流測定値Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を発生させ、これを供給するために機能し、各相モジュールに配された電流変換器は、相モジュール分岐電流Ｉｚｗｇを発生させ、これを供給するために機能し、電流変換器の直流電圧回路中に配された電流変換器は、直流電流測定値Ｉｄを提供するために機能する。交流電流回路の電圧変換器は、回路電圧測定値Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３を提供し、直流電圧変換器は、正の直流電圧測定値Ｕｄｐと負の直流電圧測定値Ｕｄｎとを提供し、この際、正の直流電圧値Ｕｄｐは、正の直流電圧端子ｐと接地との間で低下する直流電圧に相当し、負の直流電圧値Ｕｄｎは、負の直流電圧端子と接地との間で低下する電圧に相当する。
電流制御ユニット１０には、さらに所望値が供給される。図１１に図示された実施形態では、制御ユニット１０には、有効電流所望値Ｉｐｒｅｆと、無効電流所望値Ｉｑｒｅｆとが供給される。さらに、直流電圧所望値Ｕｄｒｅｆが、電流制御ユニット１０の入力に与えられる。本発明の枠内で、直流電圧所望値Ｕｄｒｅｆの代わりに、直流電流所望値Ｉｄｒｅｆを用いることも可能である。
所望値Ｉｐｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ、Ｕｄｒｅｆ、および上述の測定値は、様々な制御器を使用する際に相互に作用し、この際、各駆動ユニット９ｐ１、９ｐ２、９ｐ３、９ｎ１、９ｎ２、９ｎ３に対して、分岐電圧所望値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆが発生させられる。各駆動ユニット９は、それに対して割り当てられたサブモジュール７に対して制御信号を発生させ、その結果、サブモジュールの直列回路に生じる電圧Ｕｐ１、Ｕｐ２、Ｕｐ３、Ｕｎ１、Ｕｎ２、Ｕｎ３は、各分岐電圧所望値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆに可能な限り一致する。
電流制御ユニット１０は、自身への入力値から、適切な分岐電圧所望値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆを形成する。
図１２は、例えば、分岐電圧所望値Ｕｐｒｅｆが、回路位相電圧所望値Ｕｎｅｔｚ１と、分岐電圧中間所望値Ｕｚｗｇｐ１と、直流電圧所望値Ｕｄｃと、均衡化電圧所望値Ｕａｓｙｍと、平衡化電圧所望値Ｕｂａｌｐ１との線形組み合わせにより演算されることを示す。これは各相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３について互いに独立的に行われる。分岐電圧中間所望値Ｕｚｗｇを用いて、設定された分岐インダクタンスと関連づけて回路電流を目標に合うよう設定可能である。平衡化電圧所望値Ｕｂａｌも、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３中に貯蔵されたエネルギーに関する不均衡を埋め合わせるために機能する。
１ 電流変換装置、２ａ、２ｂ、２ｃ 相モジュール、３1、３2、３3 交流電圧端子、６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３ 相モジュール分岐、７ サブモジュール、８ エネルギー貯蔵部、９ 駆動ユニット、ｐ 正の直流電圧端子、ｎ 負の直流電圧端子、Ｔ１、Ｔ２ 電力半導体、ＵｃΣｐ１、ＵｃΣｐ２、ＵｃΣｐ３、ＵｃΣｎ１、ＵｃΣｎ２、ＵｃΣｎ３ 分岐エネルギー現在値、Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅ 回路電流所望値

Claims (18)

  1. 少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）を備えた電流変換装置（１）であって、前記少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）が、１つの交流電圧端子（３1、３2、３3）と少なくとも１つの直流電圧端子（ｐ、ｎ）とを有し、この際、各直流電圧端子（ｐ、ｎ）と各交流電圧端子（３1、３2、３3）との間に、相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が形成され、各相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）は、それぞれ１つのエネルギー貯蔵部（８）と少なくとも１つの電力半導体（Ｔ１、Ｔ２）とを有するサブモジュール（７）の直列回路を用い、前記電流変換装置（１）は、前記エネルギー貯蔵部（８）中に貯蔵されたエネルギーを検知してエネルギー貯蔵部のエネルギー値を得るためのサブモジュールセンサーと、エネルギー貯蔵部のエネルギー値および所定の所望値に応じて前記装置（１）を制御するための駆動ユニット（９）とを有する電流変換装置（１）において、前記駆動ユニット（９）は、エネルギー貯蔵部のエネルギー値（Ｕｃ）を合計して分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３）を得るための合計ユニットと、分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３）に応じて回路電流所望値（Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅ）を演算するための手段とを有し、ここで、前記駆動ユニット（９）は、前記回路電流所望値（Ｄｖｂ、Ｄｈｇｌ、Ｄｈｇｅ）に応じて分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３）の不均衡を埋め合わせるために設けられている電流変換装置。
  2. 正と負との直流電圧端子（ｐ、ｎ）を有し、ここで、合計手段が、正の直流電圧端子（ｐ）に接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値を正の分岐合計に合計し、負の直流電圧端子（ｎ）に接続されている相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値を負の分岐合計に合計し、かつ、差分手段（１１）が、垂直不均衡を埋め合わせるために、前記正の分岐合計と前記負の分岐合計との差分を形成して垂直の回路電流所望値Ｄｖｂを得る請求項１記載の装置。
  3. 垂直不均衡を埋め合わせるために、前記垂直の回路所望電流Ｄｖｂに応じて、回路周波数の順相所望電圧Ｕｖｂ１、Ｕｖｂ２、Ｕｖｂ３を発生させるための手段が設けられている請求項２記載の装置。
  4. 垂直不均衡を埋め合わせるために、前記回路電流所望値Ｄｖｂに応じて、不均衡電圧Ｕａｓｙｍを発生させるための手段が設けられている請求項２記載の装置。
  5. 同方向の水平不均衡を検出する手段が設けられ、前記手段が、検出された同方向の水平不均衡に応じて回路電流所望値Ｄｈｇｌ１、Ｄｈｇｌ２、Ｄｈｇｌ３を発生させる請求項１から３の１つに記載の装置。
  6. 各相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）に割り当てられる、回路電圧所望値ｕｈｇｌ１、ｕｈｇｌ２、ｕｈｇｌ３を発生させる手段が設けられている請求項５記載の装置。
  7. 逆方向の水平不均衡を検出する手段が設けられ、前記手段が、検出された逆方向の水平不均衡に応じて回路電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３を発生させる請求項１から６の１つに記載の装置。
  8. 前記回路電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３に応じて、回路周波数の逆相電圧ｕｈｇｅ１、ｕｈｇｅ２、ｕｈｇｅ３を発生させる手段が設けられている請求項７記載の装置。
  9. 垂直および水平の逆方向の不均衡を同時に補償するための手段が設けられている請求項１から８の１つに記載の装置。
  10. 装置（１）を用いて電流を変換する方法であって、前記装置（１）が、少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）を備え、前記少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）が、少なくとも１つの直流電圧端子（ｐ、ｎ）と、１つの交流電圧端子（３1、３2、３3）とを有し、この際、各直流電圧端子（ｐ、ｎ）と交流電圧端子（３1、３2、３3）との間に、相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が形成され、相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）は、それぞれ１つのエネルギー貯蔵部（８）と少なくとも１つの電力半導体（Ｔ１、Ｔ２）とを有するサブモジュール（７）の直列回路を用い、この際、各エネルギー貯蔵部（８）中に貯蔵されたエネルギーが検知されてエネルギー貯蔵部のエネルギー値（Ｕｃ）が得られ、１つの相モジュール分岐の全エネルギー貯蔵部のエネルギー値（Ｕｃ）が合計されて分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３）が得られ、前記分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、…、ＵｃΣｎ３）に応じて回路電流所望値が決定され、この際、前記回路電流所望値に応じて、不均衡を埋め合わせるために、前記相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）中に回路電流が発生させられる方法。
  11. 正の直流電圧端子（ｐ）に接続されている全相モジュールの分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、ＵｃΣｐ２、ＵｃΣｐ３）が合計されて正の全合計が得られ、負の直流電圧端子（ｎ）に接続されている全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｎ１、ＵｃΣｎ２、ＵｃΣｎ３）が合計されて負の全合計が得られ、かつ、前記正の全合計と前記負の全合計との差分が形成されて垂直の回路電流所望値Ｄｖｂが得られる請求項１０記載の方法。
  12. 前記垂直の回路電流所望値Ｄｖｂから、回路周波数の順相所望電圧Ｕｖｂ１、Ｕｖｂ２、Ｕｖｂ３が発生させられる請求項１１記載の方法。
  13. 前記垂直の回路電流所望値Ｄｖｂから、比例制御器（１０）を用いて不均衡所望電圧Ｕａｓｙｍが発生させられる請求項１１記載の方法。
  14. １つの相モジュール（２ａ、２ｃ、２ｃ）の全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、ＵｃΣｎ１）は合計され、ある相にそれぞれ割り当てられる相モジュールエネルギー合計値が得られ、全相に関して相モジュールエネルギー合計値の平均値が演算され、各位相に対して、前記平均値と各相モジュールエネルギー合計値との差分が演算され、同方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｌ１、Ｄｈｇｌ２、Ｄｈｇｌ３が得られる請求項１０から１３の１つに記載の方法。
  15. 前記同方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｌ１、Ｄｈｇｌ２、Ｄｈｇｌ３から、制御部を用いて、回路電圧所望値Ｕｈｇｌ１、Ｕｈｇｌ２、Ｕｈｇｌ３が発生させられ、これが所望電圧として前記制御部に入る請求項１４記載の方法。
  16. １つの相モジュール（２ａ、２ｃ、２ｃ）の全相モジュール分岐の分岐エネルギー現在値（ＵｃΣｐ１、ＵｃΣｎ１）が互いに差し引かれ、１つの相にそれぞれ割り当てられる相モジュールエネルギー差分値が得られ、全相に関して相モジュールエネルギー差分値の平均値が演算され、各相に対して、前記平均値と各相モジュールエネルギー差分値との差分が演算され、逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３が得られる請求項１から９の１つに記載の装置。
  17. 前記逆方向の水平不均衡電流所望値Ｄｈｇｅ１、Ｄｈｇｅ２、Ｄｈｇｅ３から、回路周波数の逆相電圧ｕｈｇｅ１、ｕｈｇｅ２、ｕｈｇｅ３が発生させられる請求項１６記載の装置。
  18. 負の直流電圧端子（ｎ）に接続されている相モジュール分岐（６ｎ１）の分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１が、正の直流電圧端子（ｐ）に接続されている同じ相モジュール（２ａ）の相モジュール分岐（６ｐ１）の分岐エネルギー現在値ＵｃΣｐ１から差し引かれ、相分岐モジュール差分が得られ、ここで、相分岐モジュール差分は、回路周波数で振動し１つの相モジュールに割り当てられている周期関数の振幅として機能し、この際、別の相モジュールの周期関数は、それぞれ位相がずらされ、その結果順相所望電圧が形成される請求項１０から１５の１つに記載の方法。
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