JPWO2017046908A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、複数のレグ回路（８ａ，８ｂ，８ｃ）と、制御装置（５）とを備える。複数のレグ回路（８ａ，８ｂ，８ｃ）は、交流回路（２）の各相にそれぞれ対応し、共通の第１および第２の直流端子（Ｎｐ，Ｎｎ）間に互いに並列に接続される。各レグ回路（８）は、各々がエネルギー蓄積器を含み、互いにカスケード接続された複数のチョッパセル（１）と、複数のチョッパセル（１）と直列に接続された少なくとも１つのインダクタンス（７ａ，７ｂ）とを含む。制御装置（５）は、各レグ回路（８）に含まれる一部のみのチョッパセル（６ｃ，６ｄ）の動作を、各レグ回路（８）間を循環する循環電流に基づいて制御する。

Description

この発明は、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に関し、たとえば、電力系統に設置される大容量の電力変換装置に好適に用いられるものである。

電力系統に設置される大容量の電力変換装置では、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化して構成されることが多い。変換器を多重化することによって、変換器容量を大きくするという効果が得られるだけでなく、変換器の出力電圧を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果、電力系統に流出する高調波電流を低減するという効果を奏することができる。

多重化された変換器を有する電力変換装置の例として、複数の変換器の出力端子をカスケード接続したマルチレベル変換器が挙げられる。マルチレベル変換器の中の一つにモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter）がある。モジュラーマルチレベル変換器は、交流の各相ごとに、正極側直流端子と接続された第１アーム（arm）と負極側直流端子と接続された第２アームとを有し、各アームは、複数の変換器セル（チョッパセルとも称する）がカスケード接続されることによって構成されている。各相の第１アームと第２アームとによってレグ（leg）が構成される。各レグには少なくとも１つのリアクトルが設けられる。

モジュラーマルチレベル変換器では、外部に流出せずに複数のレグ間を循環する循環電流が流れることがあり、この循環電流を０または所定の値になるように制御する必要がある。循環電流を制御するための従来技術として、たとえば、特許第５１８９１０５号公報（特許文献１）および特表２０１２−５３１８７８号公報（特許文献２）などに記載された技術が知られている。

特許第５１８９１０５号公報（特許文献１）には、各アーム（相モジュール分岐）ごとに、循環電流を制御して減らすための１つの制御ユニットを有するマルチレベル変換器が開示されている。各制御ユニットには、電流制御ユニットから分岐電圧目標値が与えられる。特にこの文献では、電流制御ユニットは、分岐電圧目標値を生成するために、循環電圧目標値を相モジュール分岐の他の目標値にアドオン、すなわち線形にて（和形式または差形式にて）組み合わせることが開示されている。

特表２０１２−５３１８７８号公報（特許文献２）では、循環電流を制御するために、各相のレグに設けられたリアクトル（インダクタ）に能動制御型の高調波補償器を接続することが開示されている。この高調波補償器は、循環電流に含まれる基本波成分よりも周波数が高い高調波成分を抑制するように構成される。

特許第５１８９１０５号公報 特表２０１２−５３１８７８号公報

より詳細には、特許第５１８９１０５号公報（特許文献１）に記載された電力変換装置では、交流端子の電気量（電圧および電流）を制御する電圧指令値と、直流端子の電気量（電圧および電流）を制御する電圧指令値と、電力変換装置内部を還流する循環電流を制御する電圧指令値とが合成される。そして、合成された電圧指令値は全ての変換器セル（チョッパセル）に与えられる。

しかしながら、各変換器セルが出力可能な電圧値の上限値および下限値は、各変換器セルが有するコンデンサの電圧値および各変換器セルの回路構成などに応じて決まるので、各変換器セルは、定められた上限値および下限値を超えた電圧を出力することができない。このため、例えば、交流端子および直流端子の電気量をそれぞれ制御するための電圧指令値が増加または減少することによって、これらの電圧指令値と合成された循環電流を制御するための電圧指令値が制限される場合がある。この場合には、循環電流を抑制するための電圧指令値が変換器セルの出力電圧に反映されなくなるという問題がある。逆に、循環電流を制御するための電圧指令値の影響で、交流端子および直流端子の電気量をそれぞれ制御するための電圧指令値が制限を受ける結果、交流−直流変換が理想的に行われないという問題がある。

特表２０１２−５３１８７８号公報（特許文献２）に記載された電力変換装置では、各リアクトル（インダクタ）に接続された能動制御型の高調波補償器は、循環電流に含まれる基本波成分よりも周波数が高い高調波成分を抑制するように構成される。しかしながら、リアクトルは、周波数が低いほど電流が流れやすい（周波数が低いほどアドミタンスが増加する）という特性を有するので、循環電流に含まれる直流電流成分および基本波成分を抑制することができない問題がある。

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであって、その目的は、交流電気量（交流電圧、交流電流）、直流電気量（直流電圧、直流電流）、および循環電流を確実に制御することが可能な電力変換装置を提供することである。

この発明は、直流回路と交流回路との間に接続され、両回路間の電力変換を行う電力変換装置であって、複数のレグ回路と、制御装置とを備える。複数のレグ回路は、交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第１および第２の直流端子間に互いに並列に接続される。各レグ回路は、各々がエネルギー蓄積器を含み、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルと、複数のチョッパセルと直列に接続された少なくとも１つのインダクタンスとを含む。制御装置は、複数のチョッパセルの動作を制御する。制御装置は、各レグ回路に含まれる一部のみのチョッパセルの動作を、各レグ回路間を循環する循環電流に基づいて制御する。

この発明によれば、循環電流を制御するためのチョッパセル（変換器セル）を、各レグ回路を構成する複数のチョッパセルの一部のみにしたことによって、交流電気量（交流電圧、交流電流）、直流電気量（直流電圧、直流電流）、および循環電流を確実に制御することができる。

実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 セル群を構成する変換器セルの一例を示す回路図である。 図１の制御装置の構成図である。 実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。 循環電流制御用のセル群に設けられた各セルの詳細な構成を示す回路図である。 図４の制御装置の構成図である。 実施の形態３による電力変換装置で用いられる制御装置の構成図である。

以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

＜実施の形態１＞
［電力変換装置の概略構成］
図１は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。図１を参照して、電力変換装置は、主回路であるレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃ（総称する場合または不特定のものを示す場合、レグ回路８と記載する）と、これらのレグ回路８を制御する制御装置５とを備える。

レグ回路８は、交流を構成する複数相の各相ごとに設けられ、交流回路２と直流回路４との間に接続され、両回路間で電力変換を行う。図１には交流回路２が三相交流の場合が示され、ｕ相、ｖ相、ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃが設けられる。

レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃにそれぞれ設けられた交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、連系変圧器３を介して交流回路２に接続される。交流回路２は、たとえば、交流電源などを含む交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流端子Ｎｖ，Ｎｗと連系変圧器３との接続は図示していない。各レグ回路８に共通に設けられた直流端子Ｎｐ，Ｎｎ（正側直流端子Ｎｐ，負側直流端子Ｎｎ）は、直流回路４に接続される。直流回路４は、たとえば、直流送電網および直流出力を行う他の電力変換装置などを含む直流電力系統である。

図１の連系変圧器３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流回路２に接続した構成としても良い。さらに、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃが連系変圧器３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル７ａ，７ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路８は、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃに設けられた接続部を介して電気的（直流的または交流的）に交流回路２と接続される。

レグ回路８ａは、正側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの正側アーム（上アームまたは１次アームとも称する）１３と、負側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの負側アームＮｖ（下アームまたは２次アームとも称する）１４とに区分される。正側アーム１３と負側アーム１４との接続点Ｎｕが変圧器３と接続される。正側直流端子Ｎｐおよび負側直流端子Ｎｎが直流回路４に接続される。レグ回路８ｂ，８ｃについても同様の構成を有しているので、以下、レグ回路８ａを代表として説明する。

正側アーム１３は、複数の変換器セル（チョッパセル）１がカスケード接続されたセル群６ａと、複数の変換器セル１がカスケード接続されたセル群６ｃと、リアクトル７ａとを含む。セル群６ａ，６ｃおよびリアクトル７ａは互いに直列接続されている。以下、簡単のために変換器セル（チョッパセル）をセルと称する場合がある。図１では、図解を容易にするために、セル群６ｃにセル１が１個のみ記載されているが、実際には複数個のセル１がカスケード接続されている。

同様に、負側アーム１４は、複数のセル１がカスケード接続されたセル群６ｂと、複数のセル１がカスケード接続されたセル群６ｄと、リアクトル７ｂとを含む。セル群６ｂ，６ｄおよびリアクトル７ｂは互いに直列接続されている。図１では、図解を容易にするために、セル群６ｄにセル１が１個のみ記載されているが、実際には複数個のセル１がカスケード接続されている。

リアクトル７ａが挿入される位置は、レグ回路８ａの正側アーム１３のいずれの位置であってもよく、リアクトル７ｂが挿入される位置は、レグ回路８ａの負側アーム１４のいずれの位置であってもよい。リアクトル７ａ，７ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、正側アーム１３のリアクトル７ａのみ、もしくは、負側アーム１４のリアクトル７ｂのみを設けてもよい。

以下、正側アーム１３に設けられたセル群６ａ，６ｃを正側セル群と称し、負側アーム１４に設けられたセル群６ｂ，６ｄを負側セル群と称する。以下で詳しく説明するように、正側セル群６ａおよび負側セル群６ｂは、循環電流の制御に用いられず、交流電気量および直流電気量の制御にのみ用いられる。正側セル群６ｃおよび負側セル群６ｄは循環電流の制御に用いられる。すなわち、循環電流の制御には、各レグ回路８を構成する一部のセルのみが用いられる点に特徴がある。

図１の電力変換装置は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧）を計測する検出器として、交流電圧検出器１０と、直流電圧検出器１１ａ，１１ｂと、各レグ回路８に設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂとを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置５に入力される。

具体的に、交流電圧検出器１０は、交流回路２のＵ相の電圧値Ｖａｃｕ、Ｖ相の電圧値Ｖａｃｖ、およびＷ相の電圧値Ｖａｃｗを検出する。直流電圧検出器１１ａは、直流回路４に接続された正側直流端子Ｎｐの電圧を検出する。直流電圧検出器１１ｂは、直流回路４に接続された負側直流端子Ｎｎの電圧を検出する。Ｕ相用のレグ回路８ａに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム１３に流れるアーム電流Ｉｐｕおよび負側アーム１４に流れるアーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、Ｖ相用のレグ回路８ｂに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｖおよび負側アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路８ｃに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｗおよび負側アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。ここで、アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｎｕ，Ｉｐｖ，Ｉｎｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｗは、正側直流端子Ｎｐから負側直流端子Ｎｎの方向に流れる電流を正とする。

［変換器セルの構成例］
図２は、セル群６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄを構成する変換器セルの一例を示す回路図である。図２（ａ）に示す変換器セル１は、ハーフブリッジ構成を採用した例を示し、互いに直列接続された半導体スイッチング素子１ａ，１ｂ（以下、単にスイッチング素子と称する場合がある）と、ダイオード１ｃ，１ｄと、エネルギー蓄積器としての直流コンデンサ１ｅとを含む。ダイオード１ｃ，１ｄは、スイッチング素子１ａ，１ｂとそれぞれ逆並列（並列かつ逆バイアス方向）に接続される。直流コンデンサ１ｅは、スイッチング素子１ａ，１ｂの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を平滑化する。スイッチング素子１ａ，１ｂの接続ノードは正側の入出力端子１ｐと接続され、スイッチング素子１ｂと直流コンデンサ１ｅの接続ノードは負側の入出力端子１ｎと接続される。

図２（ａ）の構成において、スイッチング素子１ａ，１ｂは、一方がオン状態となり他方がオフ状態となるように制御される。スイッチング素子１ａがオン状態であり、スイッチング素子１ｂがオフ状態のとき、入出力端子１ｐ，１ｎ間には直流コンデンサ１ｅの両端間の電圧（入出力端子１ｐが正側電圧、入出力端子１ｎが負側電圧）が印加される。逆に、スイッチング素子１ａがオフ状態であり、スイッチング素子１ｂがオン状態のとき、入出力端子１ｐ，１ｎ間は０Ｖとなる。すなわち、図２（ａ）に示す変換器セル１は、スイッチング素子１ａ，１ｂを交互にオン状態とすることによって、零電圧または正電圧（直流コンデンサ１ｅの電圧に依存する）を出力することができる。ダイオード１ｃ，１ｄは、スイッチング素子１ａ，１ｂに逆方向電圧が印加されたときの保護のために設けられている。

図２（ｂ）に示す変換器セル１は、フルブリッジ構成を採用した例を示し、直列接続されたスイッチング素子１ｃ，１ｄと、スイッチング素子１ｃ，１ｄに逆並列にそれぞれ接続されたダイオード１ｈ，１ｉとをさらに含む点で、図２（ａ）の変換器セル１と異なる。スイッチング素子１ｃ，１ｄの全体は、スイッチング素子１ａ，１ｂの直列接続回路と並列に接続されるとともに、直流コンデンサ１ｅと並列に接続される。入出力端子１ｐは、スイッチング素子１ａ，１ｂの接続ノードと接続され、入出力端子１ｎは、スイッチング素子１ｃ，１ｄの接続ノードと接続される。

図２（ｂ）に示す変換器セル１は、通常動作時（すなわち、入出力端子１ｐ，１ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子１ｇを常時オンとし、スイッチング素子１ｆを常時オフとし、スイッチング素子１ａ，１ｂを交互にオン状態とするように制御される。ただし、図２（ｂ）に示す変換器セル１は、スイッチング素子１ｇをオフし、スイッチング素子１ｆをオンし、スイッチング素子１ａ，１ｂを交互にオン状態にすることによって、零電圧または負電圧を出力することもできる。

図２（ｃ）に示す変換器セル１は、図２（ｂ）に示すフルブリッジ構成の変換器セル１から、スイッチング素子１ｆを除去した構成であり、その他の点は図２（ｂ）の場合と同じである。図２（ｃ）の変換器セル１は、通常動作時（すなわち、入出力端子１ｐ，１ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子１ｇを常時オンとし、スイッチング素子１ａ，１ｂを交互にオン状態とするように制御される。図２（ｃ）に示す変換器セル１は、スイッチング素子１ａ，１ｇをオフし、スイッチング素子１ｂをオンし、かつ電流が入出力端子１ｎから入出力端子１ｐの方向に流れる場合には、負電圧を出力することができる。

各スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｆ，１ｇには、オン動作とオフ動作の両方を制御可能な自己消弧型のスイッチング素子が用いられている。たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）などがスイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｆ，１ｇとして用いられる。

［制御装置の構成と概略動作］
図３は、図１の制御装置５の構成図である。図３に示す制御装置５は、専用回路によって構成してもよいし、その一部または全部をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）および／またはマイクロプロセッサによって構成してもよい。以下、図１および図３を参照して、制御装置５の構成と各要素の概略動作について説明する。

制御装置５は、電圧指令値生成部５ｚと、ゲート制御部５ｋ，５ｍ，５ｎ，５ｏとを含む。ゲート制御部５ｋは、レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃの正側セル群６ａを構成する各スイッチング素子にゲート信号Ｇｐｕ，Ｇｐｖ，Ｇｐｗをそれぞれ供給する。ゲート制御部５ｍは、レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃの負側セル群６ｂを構成する各スイッチング素子にゲート信号Ｇｎｕ，Ｇｎｖ，Ｇｎｗをそれぞれ供給する。ゲート制御部５ｎは、レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃの循環電流制御用の正側セル群６ｃを構成する各スイッチング素子にゲート信号Ｇｐ２ｕ，Ｇｐ２ｖ，Ｇｐ２ｗをそれぞれ供給する。ゲート制御部５ｏは、レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃの循環電流制御用の負側セル群６ｄを構成する各スイッチング素子にゲート信号Ｇｎ２ｕ，Ｇｎ２ｖ，Ｇｎ２ｗをそれぞれ供給する。

電圧指令値生成部５ｚは、ゲート制御部５ｋ，５ｍ，５ｎ，５ｏに電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆ，Ｖｐｒｅｆ２，Ｖｎｒｅｆ２をそれぞれ供給する。循環電流制御用のゲート制御部５ｎ，５ｏに供給される電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２，Ｖｎｒｅｆ２は、循環電流Ｉｃｃの検出値に基づくものである。その他のゲート制御部５ｋ，５ｍに供給される電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆは、循環電流Ｉｃｃの検出値に基づかないものである。

より詳細には、電圧指令値生成部５ｚは、電流演算部５ａと、循環電流制御部５ｂと、交流制御部５ｃと、直流制御部５ｄと、指令値合成部５ｅ，５ｆと、ゲイン回路５ｇ，５ｈと、加算器５ｉ，５ｊとを含む。

電流演算部５ａは、各相のレグ回路８の正側アーム１３に設けられた電流検出器９ａで検出された正側アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗと、各相のレグ回路８の負側アーム１４に設けられた電流検出器９ｂで検出された負側アーム電流Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗとを取り込む。電流演算部５ａは、取り込んだアーム電流から、交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗと、直流電流値Ｉｄｃと、循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗとを演算する。電流演算部５ａは、算出した交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗを交流制御部５ｃに出力し、算出した直流電流値Ｉｄｃを直流制御部５ｄに出力し、算出した循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗを循環電流制御部５ｂに出力する。

ここで、Ｕ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流Ｉａｃｗ（総称する場合、交流電流Ｉａｃと記載する）は、各レグ回路８の交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗから変圧器３の方向に流れる電流を正として定義される。直流電流Ｉｄｃは、直流回路４から正側直流端子Ｎｐに向かう方向、および負側直流端子Ｎｎから直流回路４に向かう方向を正として定義される。レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃをそれぞれ流れる循環電流Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗ（総称する場合、循環電流Ｉｃｃと記載する）は、正側直流端子Ｎｐから負側直流端子Ｎｎに向かう方向を正として定義される。

交流制御部５ｃには、さらに、交流電圧検出器１０で検出されたＵ相、Ｖ相、およびＷ相の交流電圧値Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗ（総称する場合、交流電圧値Ｖａｃと記載）が入力される。交流制御部５ｃは、入力された交流電流値Ｉａｃと交流電圧値Ｖａｃとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕ，Ｖａｃｒｅｆｖ，Ｖａｃｒｅｆｗ（総称する場合、交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆと記載する）を生成する。

直流制御部５ｄには、さらに、直流電圧検出器１１ａ，１１ｂで検出された直流電圧値Ｖｄｃｐ，Ｖｄｃｎが入力される。直流制御部５ｄは、入力された直流電圧値Ｖｄｃｐ，Ｖｄｃｎおよび直流電流値Ｉｄｃに基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆを生成する。

指令値合成部５ｅは、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによってＵ相の正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆｕを生成する。同様に、指令値合成部５ｅは、Ｖ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｖと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによって、Ｖ相の正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆｖを生成する。さらに、指令値合成部５ｅは、Ｗ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｗと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによって、Ｗ相の正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆｗを生成する。生成された電圧指令値Ｖｐｒｅｆｕ，Ｖｐｒｅｆｖ，Ｖｐｒｅｆｗ（総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Ｖｐｒｅｆと記載する）は、ゲート制御部５ｋに入力される。

指令値合成部５ｆは、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによってＵ相の負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆｕを生成する。同様に、指令値合成部５ｆは、Ｖ相交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｖと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによって、Ｖ相の負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆｖを生成する。さらに、指令値合成部５ｆは、Ｗ相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｗと直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成することによって、Ｗ相の負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆｗを生成する。生成された電圧指令値Ｖｎｒｅｆｕ，Ｖｎｒｅｆｖ，Ｖｎｒｅｆｗ（総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Ｖｎｒｅｆと記載する）は、ゲート制御部５ｍに入力される。

循環電流制御部５ｂは、循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗにそれぞれ基づいて各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆｕ，Ｖｃｃｒｅｆｖ，Ｖｃｃｒｅｆｗ（総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆと記載する）を生成する。生成された各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆは、加算器５ｉにおいて、ゲインＫ倍された正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆと相ごとに加算される。この結果、循環電流制御のための正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２が生成され、生成された電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２はゲート制御部５ｎに供給される。同様に、生成された各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆは、加算器５ｊにおいて、ゲインＫ倍された負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆと相ごとに加算される。この結果、循環電流制御のための負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２が生成され、生成された電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２はゲート制御部５ｏに供給される。

［制御装置５の詳細な動作］
次に、制御装置５の詳細な動作について説明する。

（電流演算部５ａの動作）
図１を参照して、Ｕ相のレグ回路８ａの正側アーム１３と負側アーム１４との接続点が交流端子Ｎｕであり、交流端子Ｎｕは変圧器３に接続されている。したがって、交流端子Ｎｕから変圧器３に向かって流れる交流電流Ｉａｃｕは、電流検出器９ａで計測された正側アーム１３を流れる電流値Ｉｐｕから電流検出器９ｂで計測された負側アーム１４を流れる電流値Ｉｐｎを減算した電流値、すなわち、
Ｉａｃｕ＝Ｉｐｕ−Ｉｎｕ …(1)
に等しくなる。

正側アーム１３に流れる電流Ｉｐｕと負側アーム１４に流れる電流Ｉｎｕの平均値を、両方のアーム１３，１４に流れる共通の電流Ｉｃｏｍｕとする。共通の電流Ｉｃｏｍｕはレグ回路８ａの直流端子を流れるレグ電流である。すなわち、レグ電流Ｉｃｏｍｕは、
Ｉｃｏｍｕ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）／２ …(2)
として演算できる。

Ｖ相およびＷ相についても同様に、Ｖ相正側アーム電流ＩｐｖおよびＶ相負側アーム電流Ｉｎｖを用いて、Ｖ相交流電流ＩａｃｖおよびＶ相レグ電流Ｉｃｏｍｖを算出することができ、Ｗ相正側アーム電流ＩｐｗおよびＷ相負側アーム電流Ｉｎｗを用いて、Ｗ相交流電流ＩａｃｗおよびＷ相レグ電流Ｉｃｏｍｗを算出することができる。具体的には、以下の式で表される。
Ｉａｃｖ＝Ｉｐｖ−Ｉｎｖ …(3)
Ｉｃｏｍｖ＝（Ｉｐｖ＋Ｉｎｖ）／２ …(4)
Ｉａｃｗ＝Ｉｐｗ−Ｉｎｗ …(5)
Ｉｃｏｍｗ＝（Ｉｐｗ＋Ｉｎｗ）／２ …(6)

各相のレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃの正側の直流端子は正側直流端子Ｎｐとして共通に接続され、負側の直流端子は負側直流端子Ｎｎとして共通に接続されている。この構成から、各相のレグ電流Ｉｃｏｍｕ，Ｉｃｏｍｖ，Ｉｃｏｍｗを加算した電流値は、直流回路４の正側端子から流れ込み、負側端子を介して直流回路４に帰還する直流電流Ｉｄｃとなる。したがって、直流電流Ｉｄｃは、
Ｉｄｃ＝Ｉｃｏｍｕ＋Ｉｃｏｍｖ＋Ｉｃｏｍｗ …(7)
として演算できる。

レグ電流に含まれる直流電流成分は、各相で均等に分担するとセルの電流容量を均等にすることができ適当である。このことを考慮すると、レグ電流と直流電流値の１／３との差分が、直流回路４に流れないが各相のレグ間に流れる循環電流の電流値として演算できる。具体的に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の循環電流Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗは、
Ｉｃｃｕ＝Ｉｃｏｍｕ−Ｉｄｃ／３ …(8)
Ｉｃｃｖ＝Ｉｃｏｍｖ−Ｉｄｃ／３ …(9)
Ｉｃｃｗ＝Ｉｃｏｍｗ−Ｉｄｃ／３ …(10)
として演算できる。

図３の電流演算部５ａは、電流検出器９ａ，９ｂで検出されたアーム電流値Ｉｐｕ，Ｉｎｕ，Ｉｐｖ，Ｉｎｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｗから、上式（１），（３），（５），（７）〜（１０）に従って、交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗ、直流電流値Ｉｄｃ、循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗを演算する。電流演算部５ａは、算出した交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗ、直流電流値Ｉｄｃ、循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗを、それぞれ交流制御部５ｃ、直流制御部５ｄ、循環電流制御部５ｂに出力する。

（交流制御部５ｃの動作）
交流制御部５ｃは、交流電圧検出器１０で検出された交流電圧値Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗと、電流演算部５ａが出力した交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗとから、電力変換装置を構成する各変換器セル１が出力すべき交流電圧を交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕ，Ｖａｃｒｅｆｖ，Ｖａｃｒｅｆｗとして出力する。

交流制御部５ｃでは、電力変換装置に要求される機能に応じて、例えば、交流電流値が交流電流指令値に一致するようにフィードバック制御する交流電流制御器、および／または、交流電圧値が交流電圧指令値に一致するようにフィードバック制御する交流電圧制御器が構成される。もしくは、交流電流値と交流電圧値とから電力を求め、その電力値が所望の値になるようにフィードバック制御する電力制御器が構成される。実際には、これらの交流電流制御器、交流電圧制御器、および電力制御器のうちの１つまたは複数が組み合わされて交流制御部５ｃが構成されて運用される。

上記の交流電流制御器は変圧器３を介して交流回路２に出力される電流を制御するので、この電流を制御するための電圧成分は、多相交流電圧の正相成分および逆相成分、またはノーマルモード成分として知られている成分である。上記の交流電圧制御器も同様に、正相成分および逆相成分を、変圧器３を介して交流回路２に出力する。

交流多相電圧を交流回路２に出力する場合、これらの正相逆相成分に加えて、零相成分またはコモンモード成分として知られる三相で共通の電圧成分を交流回路２に出力することも要求される。例えば、零相成分に基本波の第３次調波を重畳すると、変換器セルが出力可能な基本波交流成分を約１５％増加できることが知られている。

さらに、一定の零相成分を出力することによって以下の効果が得られる。具体的に、図１の構成の電力変換装置では、後述するように、正側セル群６ａが出力する交流電圧成分と負側セル群６ｂが出力する交流電圧成分とは互いに逆極性であり、正側セル群６ａが出力する直流電圧成分と負側セル群６ｂが出力する直流電圧成分とは互いに同極性である。したがって、一定の零相成分が交流電圧成分に含まれている場合には、この零相成分は、正側セル群６ａが出力する直流電圧成分と負側セル群６ｂが出力する直流電圧成分とに、正負逆方向に重畳されることになる。この結果、正側セル群６ａが出力する直流電力と負側セル群６ｂが出力する直流電力とに差が生じるために、各変換器セル１に含まれる直流コンデンサ１ｅに蓄積されたエネルギーを、正側セル群６ａと負側セル群６ｂとの間で相互にやり取りすることができる。これによって、正側セル群６ａを構成する各セルの直流コンデンサ１ｅの電圧値と、負側セル群６ｂを構成する各セルの直流コンデンサ１ｅの電圧値とのバランスをとることができ、このようなバランス制御に零相電圧を用いることができる。

（直流制御部５ｄの動作）
直流制御部５ｄは、直流電圧検出器１１ａ，１１ｂで検出した直流電圧値Ｖｄｃｐ，Ｖｄｃｎの差電圧から直流端子間電圧値Ｖｄｃを演算する。すなわち、直流端子間電圧値Ｖｄｃは、
Ｖｄｃ＝Ｖｄｃｐ−Ｖｄｃｎ …(11)
で与えられる。直流制御部５ｄは、算出した直流端子間電圧値Ｖｄｃと、電流演算部５ａから出力された直流電流値Ｉｄｃとから、セル１が出力すべき直流電圧を直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとして生成して出力する。

直流制御部５ｄは、交流制御部５ｃの場合と同様に、例えば、直流電流値を制御する直流電流制御器、直流電圧を制御する直流電圧制御器、および直流電力を制御する直流電力制御器のうちのいずれか１つまたは複数を組み合わせることによって構成され運用される。直流電圧制御器、直流電流制御器、および直流電力制御器が出力する直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに従って、正側セル群６ａが出力する直流電圧成分と負側セル群６ｂが出力する直流電圧成分は、後述するように互いに同極性となる。セル群６ａ，６ｂは直列接続されているので、セル群６ａ，６ｂの各出力電圧が合成され、合成された電圧は、レグ回路８の正側直流端子と負側直流端子との間に発生する電圧成分となる。図３に示す制御装置５の構成では、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆは、各相で共通の成分としてゲート制御部５ｋ，５ｍに与えられるので、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに従って、セル群６ａ，６ｂから出力される電圧成分は、直流回路４に出力される直流電圧成分となる。

上記とは異なり、各相でそれぞれ異なる大きさの直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆを与えるように直流制御部５ｄを構成することもできる。その場合にはリアクトル７ａ，７ｂに発生した電位差によって相間を循環する循環電流が流れるように、直流電圧指令値が与えられる。直流的に循環電流が流れると、各レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃが発生する直流電力に差が生じる結果、セル群６ａ，６ｂを構成する直流コンデンサ１ｅの蓄積エネルギーに関しても各相間で差が生じる。この動作は、直流コンデンサ１ｅの直流電圧に関して相間のバランスをとるバランス制御に適用される。

（指令値合成部５ｅ，５ｆの動作）
指令値合成部５ｅは、正側セル群６ａが出力すべき電圧を、電圧指令値Ｖｐｒｅｆ（Ｖｐｒｅｆｕ，Ｖｐｒｅｆｖ，Ｖｐｒｅｆｗ）として演算する。指令値合成部５ｆは、負側セル群６ｂが出力すべき電圧を、電圧指令値Ｖｎｒｅｆ（Ｖｎｒｅｆｕ，Ｖｎｒｅｆｖ，Ｖｎｒｅｆｗ）として演算する。各電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆは、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆおよび交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆを相ごとに合成することによって得られる。

具体的に、直流回路４に接続されている直流端子Ｎｐ，Ｎｎ間には、正側セル群６ａと負側セル群６ｂとが直列接続されている。したがって、正側セル群６ａの電圧指令値Ｖｐｒｅｆおよび負側セル群６ｂの電圧指令値Ｖｎｒｅｆの各々を算出する際には、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆの１／２が加算合成される。

一方、各交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは正側アーム１３と負側アーム１４との接続点にあるため、正側セル群６ａの電圧指令値Ｖｐｒｅｆを算出する際には交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆが減算合成され、負側セル群６ｂの電圧指令値Ｖｎｒｅｆを算出する際には交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆが加算合成される。たとえば、図１のレグ回路８ａにおいて、正側セル群６ａが比較的小さい値の交流電圧を出力し、負側セル群６ｂが比較的大きい値の交流電圧を出力すれば、交流端子Ｎｕ電位は正側直流端子Ｎｐの電位に近づき、交流端子Ｎｕには高い電圧が出力される。すなわち、負側セル群６ｂは交流端子Ｎｕから出力すべき交流電圧と同極性の交流電圧を出力し、正側セル群６ａは交流端子Ｎｕから出力すべき交流電圧と逆極性の交流電圧を出力する。

実施の形態１の電力変換装置において、指令値合成部５ｅ，５ｆは、上記の動作によって、交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆに含まれる正逆相成分及び零相成分と直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆとを合成するが、循環電流を流して相間のエネルギーバランスをとる電圧成分は合成しないし、循環電流を制御する電圧成分も合成しない。

（ゲート制御部５ｋ，５ｍの動作）
ゲート制御部５ｋは、指令値合成部５ｅで合成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｐｒｅｆｕ，Ｖｐｒｅｆｖ，Ｖｐｒｅｆｗに基づいて、各相の正側セル群６ａを構成するセル１のスイッチング素子に、対応するゲート信号Ｇｐｕ，Ｇｐｖ，Ｇｐｗを与える。ゲート制御部５ｍは、指令値合成部５ｆで合成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｎｒｅｆｕ，Ｖｎｒｅｆｖ，Ｖｎｒｅｆｗに基づいて、各相の負側セル群６ｂを構成するセル１のスイッチング素子に、対応するゲート信号Ｇｎｕ，Ｇｎｖ，Ｇｎｗを与える。

既に説明したように、図２（ａ）に示すハーフブリッジセル１では、直流コンデンサ１ｅの電圧を出力する場合にはスイッチング素子１ａをオンし、スイッチング素子１ｂをオフする。零電圧を出力する場合には、逆に、スイッチング素子１ａをオフし、スイッチング素子１ｂをオンする。このように、２値の電圧レベルを出力可能な変換器の制御方式としてパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）方式が知られている。

パルス幅変調方式では、スイッチング素子に供給するゲート信号のパルス幅を制御することによって、時間平均的に、所望の電圧の直流成分または基本波交流成分を出力することができる。そして、複数の変換器のパルスのタイミングをずらすことで、合成された電圧は高調波成分の少ない電圧を供給することが可能になる。例えば、固定周波数の三角波またはのこぎり波と電圧指令値とを比較して、それら信号の交差点でスイッチングタイミングを決定する方法が知られている。

（循環電流制御部５ｂの動作）
電流演算部５ａで演算されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗは、循環電流制御部５ｂに送られる。循環電流制御部５ｂは、循環電流値が循環電流指令値に一致するようにフィードバック制御する。すなわち、循環電流制御部５ｂには、循環電流指令値と循環電流値との偏差を増幅する補償器が設けられる。ここで、循環電流指令値として通常は零電流が与えられるが、電力系統で不平衡が発生している場合は零でない値を与える場合もある。循環電流制御部５ｂは、セル群６ｃ，６ｄが循環電流制御のために出力すべき電圧成分を、電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｃｃｒｅｆｗ）として出力する。

循環電流は異なる相のレグ間を流れる電流である。循環電流の電流経路に存在するのはセル群６ａ，６ｂとリアクトル７ａ，７ｂであり、セル群６ａ，６ｂのスイッチングによって生じる電位差がリアクトル７ａ，７ｂに印加されることによって循環電流が生じる。したがって、同一経路内に設けられているセル群６ｃ，６ｄにより逆の極性の電圧をリアクトルに印加すれば循環電流が抑制される。

たとえば、レグ回路８ａの正側直流端子から負側直流端子の方向に循環電流Ｉｃｃｕが流れている場合、レグ回路８ａのセル群６ｃ，６ｄの各々で正の電圧を出力するとリアクトル７ａ，７ｂには循環電流を減少させる方向の電圧が印加される。上記と逆方向に電流が流れている場合は、セル群６ｃ，６ｄの電圧も逆方向に印加すれば循環電流を減衰させることができる。このため、循環電流制御部５ｂにおいて、循環電流指令値と循環電流値との偏差を増幅する補償器を用いてフィードバック制御を実行される。

（加算器５ｉ，５ｊの動作）
加算器５ｉは、循環電流制御部５ｂが出力した循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｃｃｒｅｆｗ）と、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｐｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｐｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｐｒｅｆｗ）をゲイン回路５ｇによってゲインＫ倍した値とを相ごとに加算する。加算器５ｉの加算結果は、循環電流制御用の正側セル群６ｃが出力すべき電圧成分を表す電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２（Ｕ相用：Ｖｐｒｅｆ２ｕ、Ｖ相用：Ｖｐｒｅｆ２ｖ、Ｗ相用：Ｖｐｒｅｆ２ｗ）として、ゲート制御部５ｎに入力される。

同様に、加算器５ｊは、循環電流制御部５ｂが出力した循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｃｃｒｅｆｗ）と、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｎｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｎｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｎｒｅｆｗ）をゲイン回路５ｈによってゲインＫ倍した値とを相ごとに加算する。加算器５ｊの加算結果は、循環電流制御用の負側セル群６ｄが出力すべき電圧成分を表す電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２（Ｕ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｕ、Ｖ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｖ、Ｗ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｗ）として、ゲート制御部５ｏに入力される。

加算器５ｉ，５ｊにおいて電圧指令値を加算する理由は、循環電流制御用のセル群６ｂ，６ｄを構成する変換器セル１に図２（ａ）に示すハーフブリッジ型を用いているためである。ハーフブリッジタイプのセルは、零電圧または正の電圧しか出力できないので、循環電流の増減に応じて変換器セル１の出力電圧を増減させるためには、ある電圧値を基準にして出力電圧を増減させる必要がある。しかしながら、この基準となる電圧を一定値に固定すると、直流回路４とレグ回路８との間を流れる直流電流Ｉｄｃによってコンデンサ１ｅが充電し続けることになるので望ましくない。この問題を回避するために、セル群６ａ，６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，ＶｎｒｅｆｎのＫ倍を基準電圧として、循環電流制御用のセル群６ｂ，６ｄのための電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２，Ｖｎｒｅｆ２にそれぞれ加算している。これによって、セル群６ｂ，６ｄを構成する各変換器セル１のコンデンサ１ｅの電圧を一定値に保つことができる。

（ゲート制御部５ｎ，５ｏの動作）
ゲート制御部５ｎは、加算器５ｉから出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２ｕ，Ｖｐｒｅｆ２ｖ，Ｖｐｒｅｆ２ｗに基づいて、対応する相の正側セル群６ｃを構成するセル１のスイッチング素子に、対応するゲート信号Ｇｐ２ｕ，Ｇｐ２ｖ，Ｇｐ２ｗを与える。ゲート制御部５ｏは、加算器５ｊから出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２ｕ，Ｖｎｒｅｆ２ｖ，Ｖｎｒｅｆ２ｗに基づいて、各相の負側セル群６ｄを構成するセル１のスイッチング素子に、対応するゲート信号Ｇｎ２ｕ，Ｇｎ２ｖ，Ｇｎ２ｗを与える。ゲート制御部５ｎ，５ｏは、ゲート制御部５ｋ，５ｍと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。

［循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄに与える電圧指令値について］
図１および図２に示す電力変換装置の回路方式においては、直流コンデンサ１ｅに流入および流出するエネルギーがほぼ零になるように、各変換器セル１が制御されることが知られている。そのためには、各変換器セル１に対して、流入する交流電力と流出する直流電力とが一致するように、または流出する交流電力と流入する直流電力が一致するように、交流制御の指令値と直流制御の指令値が与えられる。このことは、電圧指令値Ｖｐｒｅｆによって正側セル群６ａを構成する各変換器セル１を制御すると、そのときの電流条件（交流電流の大きさと位相、直流電流及び循環電流）において各変換器セル１に流入または流出する有効電力がほぼ零になることを意味している。

したがって、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例した信号を、循環電流制御用の正側セル群６ｃに与えたとしても、正側セル群６ａと正側セル群６ｃとでは電流条件が等しいことから、正側セル群６ｃを構成する各変換器セル１に流入または流出する有効電力をほぼ０にすることができる。一方、正側セル群６ｃに与える循環電流制御用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、リアクトル７ａ，７ｂで印加するための電圧を制御するためであるので、電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２に基づいて正側セル群６ｃを構成する各セル１に流入または流出する電力は無効電力が主成分となる。循環電流制御用の負側セル群６ｄについても同様である。すなわち、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄは本来、有効電力をほとんど出力する必要がない。

既に説明したように、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄにおいて図２（ａ）に示すハーフブリッジ構成の変換器セル１を用いた場合には、加算器５ｉ，５ｊにおいて制御信号を加算する必要が生じる。すなわち、各レグ回路８を流れる循環電流は正負の極性を持つのに対して、ハーフブリッジ構成の変換器セル１は零電圧か正電圧（コンデンサの電圧値）しか出力できないので、この不都合を回避する必要がある。このため、制御信号に直流的なバイアス信号を重畳することによって、両極性の循環電流に応じた出力電圧をハーフブリッジ構成の変換器セル１から出力可能なようにする。しかしながら、図１の構成の電力変換装置では、レグ回路８ａ，８ｂ，８ｃと直流回路４との間に直流電流Ｉｄが流れているので、バイアス信号を一定値にすると変換器セル１に有効電力が生じるために、変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定にすることが困難になる。別途、直流コンデンサ１ｅと並列に電源を設けたり、直流コンデンサ１ｅを電源と置き換えたりすることは、装置構成が複雑になるので望ましくない。

そこで、実施の形態１の電力変換装置では、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例する信号（比例ゲインＫ）がバイアス値として正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２に加算され、負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆに比例する信号がバイアス値として負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２に加算される。これにより、電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに対応する電流条件において、セル群６ｃ，６ｄを構成する変換器セル１で生じる交流電力と直流電力とにバランスがとれるために、変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定にすることができる。比例ゲインＫは、循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆを与えたときに、変換器セル１の出力電圧が飽和しないような任意の値に設定される。

図２（ｂ）に示すフルブリッジ構成の変換器セル１によって、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄの各セル１を構成する場合には、各セル１が両極の電圧を出力できるので、比例ゲインＫを０に設定することも可能である。

［実施の形態１の効果］
以上のように実施の形態１の電力変換装置は、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

さらに、実施の形態１の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算することによって（すなわち、電圧指令値Ｖｐｒｅｆと電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆとの線形結合によって）生成される。同様に、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算することによって（すなわち、電圧指令値Ｖｎｒｅｆと電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆとの線形結合によって）生成される。これによって、セル群６ｃ，６ｄを構成する変換器セル１に流入または流出する有効電力を零にすることができるので、セル群６ｃ，６ｄの各セルの直流コンデンサ１ｅの電圧を一定値に維持することができる。

［変形例］
各レグ回路８において、リアクトル７ａ，７ｂのうち、正側のリアクトル７ａのみを設けてもよいし、負側のリアクトル７ｂのみを設けてもよい。負側のリアクトル７ｂのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群６ｃが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部５ｎ、加算器５ｉ、およびゲイン回路５ｇも不要となるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル７ａのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群６ｄが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部５ｏ、加算器５ｊ、およびゲイン回路５ｈも不要になるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。

上記の実施の形態では、循環電流制御用でないセル群６ａ，６ｂを構成する各セル１と、循環電流制御のセル群６ｃ，６ｄを構成する各セル１とが同一の構成である場合を示した。これと異なり、セル群６ａ，６ｂを構成する各セルとセル群６ｃ，６ｄを構成する各セルとが異なる構成を有するようにしてもよい。この場合も、上述の実施の形態１と同様の効果を奏する。

上記の実施の形態では、加算器５ｉ，５ｊでセル群６ａ，６ｂ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに比例した信号を循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算することによって、セル群６ｃ，６ｄ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２，Ｖｎｒｅｆ２が生成されていた。このため、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄでもセル群６ａ，６ｂ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに比例した電圧成分が出力されることになるので、直流端子Ｎｐ，Ｎｎの電気量および交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電気量に影響を及ぼすことになる。そこで、この影響を補正するように、電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに、ゲインＫおよび各セル群６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄのセル数に応じた補正係数を乗算したものを、ゲート制御部５ｋ，５ｍに与えるようにしてもよい。

また、図３に示すように、交流制御部５ｃと、直流制御部５ｄと、指令値合成部５ｅ，５ｆとを第１の制御ユニット１２ａとして専用のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、循環電流制御部５ｂと、ゲイン回路５ｇ，５ｈと、加算器５ｉ，５ｊとを第２の制御ユニット１２ｂとして、第１の制御ユニット１２ａとは別のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成してもよい。このように、循環電流制御を行うための制御ユニット１２ａと、その他の制御を行うための制御ユニット１２ｂとを分けて構成することにより、電圧指令値生成部５ｚを、演算能力が高い高価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いずに、複数の安価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成することが可能となる。

＜実施の形態２＞
［電力変換装置の構成］
図４は、実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。図４の電力変換装置は、循環電流制御用のセル群６ｄ，６ｄに設けられる各セル２０の構成が、図１の電力変換装置の場合と異なる。具体的には、図４のセル群６ｃ，６ｄに設けられた各変換器セル２０は、自セルに設けられた直流コンデンサ１ｅの電圧（以下、セルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌと称する）を検出し、検出値を制御装置５に送信するように構成される。図４のその他の構成は、図１の場合と同様であるので、説明を繰返さない。

図５は、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄに設けられた各セル２０の詳細な構成を示す回路図である。図５のセル２０はハーフブリッジの例を示す。

図５を参照して、変換器セル２０は、直流コンデンサ１ｅと並列に設けられた直流電圧検出器１ｊをさらに含む点で、図２（ａ）の変換器セル１と異なる。直流電圧検出器１ｊは、直流コンデンサ１ｅの電圧Ｖｃｃｅｌｌを検出し、検出したセルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌを制御装置５に出力する。

変換器セル２０を、図２（ｂ）のフルブリッジ構成または図２（ｃ）の構成を利用したものとしてもよい。これらの場合も、直流コンデンサ１ｅと並列に直流電圧検出器１ｊが設けられる。

［制御装置５の構成］
図６は、図４の制御装置５の構成図である。図６に示す制御装置５は、電圧演算部５ｐと、コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒとをさらに含む点で図３の制御装置５と異なる。図６のその他の構成は図４の場合と同様であるので、以下では、図４の場合と同一または相当する要素には同一の参照符号を付して説明を繰返さない場合がある。

電圧演算部５ｐは、図４に示す各相のレグ回路８ａ，８ｂ，８ｃのセル群６ｃ，６ｄに設けられた各セル２０からセルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌの情報を受信する。電圧演算部５ｐは、受信したセルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌの情報に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに、正側セル群６ｃの複数のセルコンデンサ電圧の代表値Ｖｃｐ（Ｕ相：Ｖｃｐｕ、Ｖ相：Ｖｃｐｖ、Ｗ相：Ｖｃｐｗ）を算出するとともに、負側セル群６ｄの複数のセルコンデンサ電圧の代表値Ｖｃｎ（Ｕ相：Ｖｃｎｕ、Ｖ相：Ｖｃｎｖ、Ｗ相：Ｖｃｎｗ）を算出する。ここで、代表値の演算は、各セル群のセルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌの平均値、中央値、最大値、または最小値等を適宜適用することができる。電圧演算部５ｐは、各正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧の代表値Ｖｃｐｕ，Ｖｃｐｖ，Ｖｃｐｗをコンデンサ電圧制御部５ｑに出力し、各負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧の代表値Ｖｃｎｕ，Ｖｃｎｖ，Ｖｃｎｗをコンデンサ電圧制御部５ｒに出力する。

コンデンサ電圧制御部５ｑは、電流演算部５ａから直流電流値Ｉｄｃの情報を受けるとともに、電圧演算部５ｐから正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧値Ｖｃｐｕ，Ｖｃｐｖ，Ｖｃｐｗの情報を受ける。コンデンサ電圧制御部５ｑは、受信したこれらの情報に基づいて、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２を補正するための電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを生成し、生成した電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを加算器５ｉに出力する。

コンデンサ電圧制御部５ｒは、電流演算部５ａから直流電流値Ｉｄｃの情報を受けるとともに、電圧演算部５ｐから負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧値Ｖｃｎｕ，Ｖｃｎｖ，Ｖｃｎｗの情報を受ける。コンデンサ電圧制御部５ｒは、受信したこれらの情報に基づいて、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２を補正するための電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを生成し、生成した電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを加算器５ｊに出力する。

［制御装置５の詳細な動作］
次に、制御装置５の詳細な動作について説明する。実施の形態１の図３の場合と共通する動作については説明を繰返さない。

循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄから出力される電圧はリアクトル７ａ，７ｂに流れる電流を制御する機能を持つことから、セル群６ｃ，６ｄの出力電力はほぼ無効電力となる。しかし、リアクトル７ａ，７ｂに存在する損失に起因した有効電力が無視できない場合には、セル群６ｃ，６ｄに有効電力を供給する必要がある。なぜなら、実施の形態１で説明した方法、すなわち、セル群６ａ，６ｂに与えている電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに比例したバイアス値をセル群６ｃ，６ｄに与えるという方法だけでは、セル群６ｃ，６ｄの直流コンデンサ１ｅの電圧が維持できないからである。

上記の観点から、図４および図６の電力変換装置では、各セル群６ｃ，６ｄを構成する各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧が電圧検出器１ｊで検出される。電圧演算部５ｐは、各セル群６ｃ，６ｄのセルコンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌの代表値Ｖｃｐｕ，Ｖｃｐｖ，Ｖｃｐｗ，Ｖｃｎｕ，Ｖｃｎｖ，Ｖｃｎｗ（簡単のために単にコンデンサ電圧値と称する）を演算する。コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒに設けられた補償器は、各相のセル群６ｃ，６ｄごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値との偏差（すなわち、指令値−電圧値）を増幅する。電圧制御部５ｑ，５ｒは、増幅した偏差に直流電流値Ｉｄｃの極性（１または−１）を乗算した結果を、循環電流制御用の電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒ，Ｖｎｃｏｒｒとして、加算器５ｉ，５ｊに出力する。

加算器５ｉでは、循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆと、セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例した値と、電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒとが加算される。加算結果は、セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２として、ゲート制御部５ｎに供給される。加算器５ｊでは、循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆと、セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆに比例した値と、電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒとが加算される。加算結果は、セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２として、ゲート制御部５ｏに供給される。

上記の構成によれば、（ｉ）直流電流値Ｉｄｃが正（極性＝１）であり、かつ、コンデンサ電圧がその指令値よりも小さい場合、補償器は正の信号を出力するので、補償器の出力に直流電流Ｉｄｃの極性（＝１）が乗算されることによって、循環電流制御用の電圧補正値は正の直流成分を持つ信号となる。この電圧補正値の信号によって、図５のスイッチング素子１ａが導通する期間が長くなることによって、直流電流Ｉｄｃが直流コンデンサ１ｅに流れ込む期間が増加する。この結果、直流コンデンサ１ｅが充電されるので、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧の検出値との偏差が解消される。

（ｉｉ）直流電流値Ｉｄｃが正（極性＝１）であり、かつ、コンデンサ電圧がその指令値よりも大きい場合、補償器は負の信号を出力するので、補償器の出力に直流電流Ｉｄｃの極性（＝１）が乗算されることによって、循環電流制御用の電圧補正値は負の直流成分を持つ信号となる。この電圧補正値の信号によって、図５のスイッチング素子１ａが導通する期間が短くなることによって、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧の検出値との偏差が解消される。

（ｉｉｉ）直流電流値Ｉｄｃが負（極性＝−１）であり、かつ、コンデンサ電圧がその指令値よりも小さい場合、補償器は正の信号を出力するので、補償器の出力に直流電流Ｉｄｃの極性（＝−１）が乗算されることによって、循環電流制御用の電圧補正値は負の直流成分を持つ信号となる。この電圧補正値の信号によって、図５のスイッチング素子１ａが導通する期間が短くなることによって、直流電流Ｉｄｃが直流コンデンサ１ｅから流出する期間が減少する。この結果、直流コンデンサ１ｅの放電時間が減少する（充電される）ので、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧の検出値との偏差が解消される。

（ｉｖ）直流電流値Ｉｄｃが負（極性＝−１）であり、かつ、コンデンサ電圧がその指令値よりも大きい場合、補償器は負の信号を出力するので、補償器の出力に直流電流Ｉｄｃの極性（＝−１）が乗算されることによって、循環電流制御用の電圧補正値は正の直流成分を持つ信号となる。この電圧補正値の信号によって、図５のスイッチング素子１ａが導通する期間が長くなることによって、直流コンデンサ１ｅの放電時間が増加するので、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧の検出値との偏差が解消される。

［実施の形態２の効果］
以上のように実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

さらに、実施の形態２の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧に基づく電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを加算することによって生成される。同様に、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧に基づく電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを加算することによって生成される。これによって、リアクトル７ａ，７ｂの損失および／または電気量の変動の影響を受けずに、セル群６ｃ，６ｄの各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定値に維持することができる。

［変形例］
実施の形態１の場合と同様に、各レグ回路８において、リアクトル７ａ，７ｂのうち、正側のリアクトル７ａのみを設けてもよいし、負側のリアクトル７ｂのみを設けてもよい。負側のリアクトル７ｂのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群６ｃが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部５ｎ、加算器５ｉ、ゲイン回路５ｇ、およびコンデンサ電圧制御部５ｑも不要となるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル７ａのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群６ｄが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部５ｏ、加算器５ｊ、ゲイン回路５ｈ、およびコンデンサ電圧制御部５ｒも不要になるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。

上記の実施の形態では、コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒにおいて補償器の出力に直流電流値Ｉｄｃの極性を乗算する例を示したが、直流電流値Ｉｄｃの極性に代えて直流電流値Ｉｄｃそのものを補償器の出力に乗算しても同様の効果を奏する。さらに、直流制御部５ｄにおいて、直流電流指令値と直流電流値Ｉｄｃとの偏差に基づくフィードバック制御を行う場合には、直流電流値Ｉｄｃの極性に代えて直流電流指令値を補償器の出力に乗算しても同様の効果を奏する。さらに、コンデンサ電圧制御部５ｑでは、直流電流値Ｉｄｃの極性に代えて、各相の補償器の出力に各相の交流電流値（Ｕ相：Ｉａｃｕ、Ｖ相：Ｉａｃｖ、Ｗ相：Ｉａｃｗ）またはその極性をそれぞれ乗算しても同様の効果が得られる。コンデンサ電圧制御部５ｒでは、各相の補償器の出力に各相の逆極性の交流電流値（Ｕ相：−Ｉａｃｕ、Ｖ相：−Ｉａｃｖ、Ｗ相：−Ｉａｃｗ）またはその極性を乗算しても同様の効果が得られる。

また、図６に示すように、交流制御部５ｃと、直流制御部５ｄと、指令値合成部５ｅ，５ｆとを第１の制御ユニット１２ａとして専用のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、電圧演算５ｐと、コンデンサ電圧制御５ｑ，５ｒと、循環電流制御部５ｂと、ゲイン回路５ｇ，５ｈと、加算器５ｉ，５ｊとを第２の制御ユニット１２ｂとして、第１の制御ユニット１２ａとは別のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、それぞれの制御ユニット１２ａ，１２ｂを演算能力が低い、安価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成できるようにしてもよい。

＜実施の形態３＞
実施の形態３の電力変換装置の全体構成は図４で示した実施の形態２の場合と同様であるが、制御装置５の一部の構成および動作が実施の形態２の図６の場合と異なる。以下、図４、図７を参照して具体的に説明する。

［制御装置５の構成］
図７は、実施の形態３による電力変換装置で用いられる制御装置５の構成図である。図７の制御装置５は、電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆに比例した値に代えて所定のバイアス値Ｖｂｉａｓが加算器５ｉ，５ｊにそれぞれ入力される点で、図６の制御装置５と異なる。さらに、図７の制御装置５は、直流電流値Ｉｄｃに代えて、交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗがコンデンサ電圧制御部５ｑに入力される点で、図６の制御装置５と異なる。さらに、図７の制御装置５は、直流電流値Ｉｄｃに代えて、ゲイン回路５ｓによって−１を乗算することによって得られる逆極性の交流電流値−Ｉａｃｕ，−Ｉａｃｖ，−Ｉａｃｗがコンデンサ電圧制御部５ｒに入力される点で、図６の制御装置５と異なる。図７のその他の構成は図６と同じであるので、以下では、図６の場合と同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない場合がある。

［制御装置５の動作］
次に、図７の制御装置５の動作について説明する。実施の形態１の図３および実施の形態２の図６の場合と共通する動作については説明を繰返さない。

循環電流制御部５ｂから出力される循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相：Ｖｃｃｒｅｆｗ）は正負両極性を持つ信号である。したがって、セル群６ｄ，６ｄを構成する変換器セル２０が、図２（ａ）または図５に示すようなハーフブリッジ構成の場合には、電圧指令値にバイアスが必要となる。実施の形態３では、そのバイアスを、バイアス値Ｖｂｉａｓとして設定する。バイアス値Ｖｂｉａｓは、一定値であることが望ましいが、所望の値から大きくずれない限り、周期的に変動するものであってもよい。

コンデンサ電圧制御部５ｑは、各相ごとに、コンデンサ電圧値Ｖｃｐｕ，Ｖｃｐｖ，Ｖｃｐｗとコンデンサ電圧指令値との偏差を増幅し、増幅された偏差に交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗをそれぞれ乗算することによって、循環電流制御用の電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒｕ，Ｖｐｃｏｒｒｖ，Ｖｐｃｏｒｒｗを生成する。同様に、コンデンサ電圧制御部５ｒは、各相ごとに、コンデンサ電圧値Ｖｃｎｕ，Ｖｃｎｖ，Ｖｃｎｗとコンデンサ電圧指令値との偏差を増幅し、増幅された偏差に逆極性の交流電流値−Ｉａｃｕ，−Ｉａｃｖ，−Ｉａｃｗをそれぞれ乗算することによって、循環電流制御用の電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒｕ，Ｖｎｃｏｒｒｖ，Ｖｎｃｏｒｒｗを生成する。

セル群６ｃ，６ｄに直流電流が流れると、直流値であるバイアス値Ｖｂｉａｓの設定値に応じて、セル群６ｃ，６ｄを構成する各セル２０には有効電力が発生し、その結果、各セル２０の直流コンデンサ１ｅが充放電する。これにより、直流コンデンサ１ｅの電圧とコンデンサ電圧指令値との間に偏差が生じると、コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒは、その偏差を増幅して交流電流値（または逆極性の交流電流値）を乗算することによって、循環電流制御用の電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒ，Ｖｎｃｏｒｒを生成する。この電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒ，Ｖｎｃｏｒｒは、交流電流と同位相（または逆位相）の交流電圧を出力するように、セル群６ｃ，６ｄの各セル２０を制御するものである。この電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒ，Ｖｎｃｏｒｒに応じて各セル２０が交流電圧を発生することによって、発生した交流電圧が実際に流れている交流電流と作用するために有効電力が生じる。そして、この交流有効電力と直流電力とがバランスすることによって、各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧値とコンデンサ電圧指令値との偏差が減少し、直流コンデンサ電圧はコンデンサ電圧指令値に一致するようにフィードバック制御される。

［実施の形態３の効果］
以上のように実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１，２の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｖおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

さらに、実施の形態３の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、予め設定されたバイアス値Ｖｂｉａｓを循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧および交流電流値に基づく電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを加算することによって生成される。同様に、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、予め設定されたバイアス値Ｖｂｉａｓを循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧および逆極性の交流電流値に基づく電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを加算することによって生成される。これによって、リアクトル７ａ，７ｂの損失および電気量の変動の影響を受けずに、セル群６ｃ，６ｄの各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定値に維持することができる。

［変形例］
実施の形態２の場合と同様に、各レグ回路８において、リアクトル７ａ，７ｂのうち、正側のリアクトル７ａのみを設けてもよいし、負側のリアクトル７ｂのみを設けてもよい。負側のリアクトル７ｂのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群６ｃが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部５ｎ、加算器５ｉ、およびコンデンサ電圧制御部５ｑも不要となるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル７ａのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群６ｄが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部５ｏ、加算器５ｊ、およびコンデンサ電圧制御部５ｒも不要になるので、制御装置５の構成を簡素化できる利点がある。

上記の実施の形態では、コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒに交流電流値およびその極性を逆にしたものをそれぞれ入力する例を示した。交流制御部５ｃにおいて、交流電流値と交流電流指令値との偏差に基づくフィードバック制御を行う場合には、交流電流値に代えて交流電流指令値をコンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒに入力するようにしても同様の効果を奏する。

上記の実施の形態において、バイアス値Ｖｂｉａｓを直流電圧指令値または直流電流値に相当する値に設定しても同様の効果を奏する。直流電圧指令値は、各セルの出力電圧の直流成分がデューティの４０〜６０％となるように設計される。バイアス値Ｖｂｉａｓは、この直流電圧指令値の範囲内で設定されるのが望ましい。

また、図７に示すように、交流制御部５ｃと、直流制御部５ｄと、指令値合成部５ｅ，５ｆとを第１の制御ユニット１２ａとして専用のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、ゲイン回路５ｓと、コンデンサ電圧制御５ｑ，５ｒと、循環電流制御部５ｂと、加算器５ｉ，５ｊとを第２の制御ユニット１２ｂとして、第１の制御ユニット１２ａとは別のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、それぞれの制御ユニット１２ａ，１２ｂを演算能力が低い、安価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成できるようにしてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２０ 変換器セル（チョッパセル）、１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｆ，１ｇ 半導体スイッチング素子、１ｃ，１ｄ，１ｈ，１ｉ ダイオード、１ｅ 直流コンデンサ、１ｊ，１１ａ，１１ｂ 直流電圧検出器、２ 交流回路、３ 連系変圧器、４ 直流回路、５ 制御装置、５ａ 電流演算部、５ｂ 循環電流制御部、５ｃ 交流制御部、５ｄ 直流制御部、５ｅ，５ｆ 指令値合成部、５ｇ，５ｈ，５ｓ ゲイン回路、５ｉ，５ｊ 加算器、５ｋ，５ｍ，５ｎ，５ｏ ゲート制御部、５ｐ 電圧演算部、５ｑ，５ｒ コンデンサ電圧制御部、５ｚ 電圧指令値生成部、６ａ，６ｃ 正側セル群、６ｂ，６ｄ 負側セル群、７ａ，７ｂ リアクトル、８ａ，８ｂ，８ｃ レグ回路、９ａ，９ｂ アーム電流検出器、１０ 交流電圧検出器、１３ 正側アーム、１４ 負側アーム。

図２（ｂ）に示す変換器セル１は、フルブリッジ構成を採用した例を示し、直列接続されたスイッチング素子１ｆ，１ｇと、スイッチング素子１ｆ，１ｇに逆並列にそれぞれ接続されたダイオード１ｈ，１ｉとをさらに含む点で、図２（ａ）の変換器セル１と異なる。スイッチング素子１ｆ，１ｇの全体は、スイッチング素子１ａ，１ｂの直列接続回路と並列に接続されるとともに、直流コンデンサ１ｅと並列に接続される。入出力端子１ｐは、スイッチング素子１ａ，１ｂの接続ノードと接続され、入出力端子１ｎは、スイッチング素子１ｆ，１ｇの接続ノードと接続される。

循環電流制御部５ｂは、循環電流値Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗにそれぞれ基づいて各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆｕ，Ｖｃｃｒｅｆｖ，Ｖｃｃｒｅｆｗ（総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆと記載する）を生成する。生成された各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆは、加算器５ｉにおいて、ゲインＫ倍された正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆと相ごとに加算される。この結果、循環電流制御のための正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２が生成され、生成された電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２はゲート制御部５ｎに供給される。同様に、生成された各相の循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆは、加算器５ｊにおいて、ゲインＫ倍された負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆと相ごとに加算される。この結果、循環電流制御のための負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２が生成され、生成された電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２はゲート制御部５ｏに供給される。

同様に、加算器５ｊは、循環電流制御部５ｂが出力した循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｃｃｒｅｆｗ）と、負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ（Ｕ相用：Ｖｎｒｅｆｕ、Ｖ相用：Ｖｎｒｅｆｖ、Ｗ相用：Ｖｎｒｅｆｗ）をゲイン回路５ｈによってゲインＫ倍した値とを相ごとに加算する。加算器５ｊの加算結果は、循環電流制御用の負側セル群６ｄが出力すべき電圧成分を表す電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２（Ｕ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｕ、Ｖ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｖ、Ｗ相用：Ｖｎｒｅｆ２ｗ）として、ゲート制御部５ｏに入力される。

加算器５ｉ，５ｊにおいて電圧指令値を加算する理由は、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄを構成する変換器セル１に図２（ａ）に示すハーフブリッジ型を用いているためである。ハーフブリッジタイプのセルは、零電圧または正の電圧しか出力できないので、循環電流の増減に応じて変換器セル１の出力電圧を増減させるためには、ある電圧値を基準にして出力電圧を増減させる必要がある。しかしながら、この基準となる電圧を一定値に固定すると、直流回路４とレグ回路８との間を流れる直流電流Ｉｄｃによってコンデンサ１ｅが充電し続けることになるので望ましくない。この問題を回避するために、セル群６ａ，６ｂ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，ＶｎｒｅｆのＫ倍を基準電圧として、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄのための電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２，Ｖｎｒｅｆ２にそれぞれ加算している。これによって、セル群６ｃ，６ｄを構成する各変換器セル１のコンデンサ１ｅの電圧を一定値に保つことができる。

［実施の形態１の効果］
以上のように実施の形態１の電力変換装置は、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

また、図３に示すように、交流制御部５ｃと、直流制御部５ｄと、指令値合成部５ｅ，５ｆとを第１の制御ユニット１２ａとして専用のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成し、循環電流制御部５ｂと、ゲイン回路５ｇ，５ｈと、加算器５ｉ，５ｊとを第２の制御ユニット１２ｂとして、第１の制御ユニット１２ａとは別のＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成してもよい。このように、循環電流制御を行うための制御ユニット１２ｂと、その他の制御を行うための制御ユニット１２ａとを分けて構成することにより、電圧指令値生成部５ｚを、演算能力が高い高価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いずに、複数の安価なＦＰＧＡやマイクロプロセッサを用いて構成することが可能となる。

＜実施の形態２＞
［電力変換装置の構成］
図４は、実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。図４の電力変換装置は、循環電流制御用のセル群６ｃ，６ｄに設けられる各セル２０の構成が、図１の電力変換装置の場合と異なる。具体的には、図４のセル群６ｃ，６ｄに設けられた各変換器セル２０は、自セルに設けられた直流コンデンサ１ｅの電圧（以下、セルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌと称する）を検出し、検出値を制御装置５に送信するように構成される。図４のその他の構成は、図１の場合と同様であるので、説明を繰返さない。

［制御装置５の構成］
図６は、図４の制御装置５の構成図である。図６に示す制御装置５は、電圧演算部５ｐと、コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒとをさらに含む点で図３の制御装置５と異なる。図６のその他の構成は図３の場合と同様であるので、以下では、図３の場合と同一または相当する要素には同一の参照符号を付して説明を繰返さない場合がある。

上記の観点から、図４および図６の電力変換装置では、各セル群６ｃ，６ｄを構成する各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧が電圧検出器１ｊで検出される。電圧演算部５ｐは、各セル群６ｃ，６ｄのセルコンデンサ電圧Ｖｃｃｅｌｌの代表値Ｖｃｐｕ，Ｖｃｐｖ，Ｖｃｐｗ，Ｖｃｎｕ，Ｖｃｎｖ，Ｖｃｎｗ（簡単のために単にコンデンサ電圧値と称する）を演算する。コンデンサ電圧制御部５ｑ，５ｒに設けられた補償器は、各相のセル群６ｃ，６ｄごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値との偏差（すなわち、指令値−電圧値）を増幅する。電圧制御部５ｑ，５ｒは、増幅した偏差に直流電流値Ｉｄｃの極性（１または−１）を乗算した結果を、循環電流制御用の電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒ，Ｖｎｃｏｒｒとして、加算器５ｉ，５ｊに出力する。

［実施の形態２の効果］
以上のように実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

さらに、実施の形態２の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、正側セル群６ａ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧に基づく電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを加算することによって生成される。同様に、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２は、負側セル群６ｂ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆに比例する値をバイアス値として循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧に基づく電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを加算することによって生成される。これによって、リアクトル７ａ，７ｂの損失および／または電気量の変動の影響を受けずに、セル群６ｃ，６ｄの各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定値に維持することができる。

循環電流制御部５ｂから出力される循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｕ相：Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖ相：Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｗ相：Ｖｃｃｒｅｆｗ）は正負両極性を持つ信号である。したがって、セル群６ｃ，６ｄを構成する変換器セル２０が、図２（ａ）または図５に示すようなハーフブリッジ構成の場合には、電圧指令値にバイアスが必要となる。実施の形態３では、そのバイアスを、バイアス値Ｖｂｉａｓとして設定する。バイアス値Ｖｂｉａｓは、一定値であることが望ましいが、所望の値から大きくずれない限り、周期的に変動するものであってもよい。

［実施の形態３の効果］
以上のように実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１，２の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量（電流および電圧）を専用に制御する（すなわち、循環電流制御には用いられない）セル群６ａ，６ｂを備える。セル群６ａ，６ｂによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗおよび直流端子Ｎｐ，Ｎｎのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。

さらに、実施の形態３の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群６ｃ，６ｄを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、正側セル群６ｃ用の電圧指令値Ｖｐｒｅｆ２は、予め設定されたバイアス値Ｖｂｉａｓを循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、正側セル群６ｃのセルコンデンサ電圧および交流電流値に基づく電圧補正値Ｖｐｃｏｒｒを加算することによって生成される。同様に、負側セル群６ｄ用の電圧指令値Ｖｎｒｅｆ２は、予め設定されたバイアス値Ｖｂｉａｓを循環電流制御用の電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆに加算するとともに、負側セル群６ｄのセルコンデンサ電圧および逆極性の交流電流値に基づく電圧補正値Ｖｎｃｏｒｒを加算することによって生成される。これによって、リアクトル７ａ，７ｂの損失および電気量の変動の影響を受けずに、セル群６ｃ，６ｄの各セル２０の直流コンデンサ１ｅの電圧を一定値に維持することができる。

１，２０ 変換器セル（チョッパセル）、１ａ，１ｂ，１ｆ，１ｇ 半導体スイッチング素子、１ｃ，１ｄ，１ｈ，１ｉ ダイオード、１ｅ 直流コンデンサ、１ｊ，１１ａ，１１ｂ 直流電圧検出器、２ 交流回路、３ 連系変圧器、４ 直流回路、５ 制御装置、５ａ 電流演算部、５ｂ 循環電流制御部、５ｃ 交流制御部、５ｄ 直流制御部、５ｅ，５ｆ 指令値合成部、５ｇ，５ｈ，５ｓ ゲイン回路、５ｉ，５ｊ 加算器、５ｋ，５ｍ，５ｎ，５ｏ ゲート制御部、５ｐ 電圧演算部、５ｑ，５ｒ コンデンサ電圧制御部、５ｚ 電圧指令値生成部、６ａ，６ｃ 正側セル群、６ｂ，６ｄ 負側セル群、７ａ，７ｂ リアクトル、８ａ，８ｂ，８ｃ レグ回路、９ａ，９ｂ アーム電流検出器、１０ 交流電圧検出器、１３ 正側アーム、１４ 負側アーム。

Claims (10)

1. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
   前記交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第１および第２の直流端子間に互いに並列に接続された複数のレグ回路を備え、
   各前記レグ回路は、
   各々がエネルギー蓄積器を含み、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルと、
   前記複数のチョッパセルと直列に接続された少なくとも１つのインダクタンスとを含み、
   前記電力変換装置は、前記複数のチョッパセルの動作を制御する制御装置をさらに備え、
   前記制御装置は、各前記レグ回路に含まれる一部のみのチョッパセルの動作を、各前記レグ回路間を循環する循環電流に基づいて制御する、電力変換装置。
2. 各前記レグ回路は、前記交流回路の対応する相と電気的に接続される接続部を挟んで、第１のアームと第２のアームとに区分され、
   各前記レグ回路の前記第１のアームは、
   前記循環電流に基づかずに制御される複数の第１のチョッパセルと、
   前記循環電流に基づいて制御される複数の第２のチョッパセルと、
   第１のインダクタンスとを含み、
   各前記レグ回路の前記第２のアームは、
   前記循環電流に基づかずに制御される複数の第３のチョッパセルと、
   前記循環電流に基づいて制御される複数の第４のチョッパセルと、
   第２のインダクタンスとを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 各前記レグ回路は、前記交流回路の対応する相と電気的に接続される接続部を挟んで、第１のアームと第２のアームとに区分され、
   各前記レグ回路の前記第１のアームは、
   前記循環電流に基づかずに制御される複数の第１のチョッパセルと、
   前記循環電流に基づいて制御される複数の第２のチョッパセルと、
   第１のインダクタンスとを含み、
   各前記レグ回路の前記第２のアームは、
   前記循環電流に基づかずに制御される複数の第３のチョッパセルを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記直流回路の直流電流および直流電圧と、前記交流回路の各相の交流電流および交流電圧とに基づいて、各前記レグ回路ごとに、前記複数の第１のチョッパセルの出力電圧を制御するための第１の電圧指令値を生成し、
   前記制御装置は、各前記レグ回路ごとに、前記循環電流と循環電流指令値との偏差に基づいた第１の値と、前記第１の電圧指令値とを線形結合することによって、前記複数の第２のチョッパセルの出力電圧を制御するための第２の電圧指令値を生成する、請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記エネルギー蓄積器はコンデンサであり、
   各前記第２のチョッパセルは、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出器をさらに含み、
   前記制御装置は、前記コンデンサの電圧と前記コンデンサの電圧の指令値との偏差に基づいた第２の値を、前記第１の値および前記第１の電圧指令値にさらに線形結合することによって、前記第２の電圧指令値を生成する、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第２の値は、前記直流回路の直流電流に基づいて補正され、
   前記第２の電圧指令値は、前記補正後の第２の値を用いて生成される、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第２の値は、前記交流回路の交流電流に基づいて補正され、
   前記第２の電圧指令値は、前記補正後の第２の値を用いて生成される、請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記エネルギー蓄積器はコンデンサであり、
   各前記第２のチョッパセルは、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出器をさらに含み、
   前記制御装置は、前記直流回路の直流電流および直流電圧と、前記交流回路の各相の交流電流および交流電圧とに基づいて、各前記レグ回路ごとに、前記複数の第１のチョッパセルの出力電圧を制御するための第１の電圧指令値を生成し、
   前記制御装置は、各前記レグ回路ごとに、前記循環電流と循環電流指令値との偏差に基づいた第１の値と、前記コンデンサの電圧と前記コンデンサの電圧の指令値との偏差を前記交流回路の交流電流に基づいて補正した第２の値と、予め設定されたバイアス値とを線形結合することによって、前記複数の第２のチョッパセルの出力電圧を制御するための第２の電圧指令値を生成する、請求項２または３に記載の電力変換装置。
9. 各前記第２のチョッパセルは、ハーフブリッジ型である、請求項４〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
    前記交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第１および第２の直流端子間に互いに並列に接続された複数のレグ回路を備え、
    各前記レグ回路は、
    各々がエネルギー蓄積器を含み、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルと、
    前記複数のチョッパセルと直列に接続された少なくとも１つのインダクタンスとを含み、
    前記電力変換装置は、前記複数のチョッパセルの動作を制御する制御装置をさらに備え、
    前記制御装置は、前記レグ回路に含まれる一部のチョッパセルを制御して該レグ回路に流れる循環電流を制御する第１の制御ユニットと、該レグ回路に含まれる他のチョッパセルを制御して該レグ回路に流れる循環電流を制御せず、該レグ回路に流れる前記循環電流以外の電流を制御する第２の制御ユニットとを有する、電力変換装置。

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