JP4996992B2 - インピーダンス測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、インピーダンス測定装置に関し、さらに詳しく言えば、インピーダンス測定装置の信号変換回路に含まれている誤差成分を消去する技術に関するものである。

インピーダンス測定装置では、信号源より被測定試料に測定用の交流信号を与え、これに伴って被測定試料の両端に発生する電圧信号と被測定試料に流れる電流信号（この電圧信号と電流信号を含めて「測定信号」ということがある。）とから演算によって被測定試料のインピーダンスを求める。

この演算にはＣＰＵなどの演算処理手段が用いられるため、その前段で上記測定信号をＡ／Ｄ変換器にてデジタル信号に変換するようにしているが、分解能の高いＡ／Ｄ変換器でも、そのサンプリング速度は数百ｋサンプル／秒が限界と言われている。

そこで、例えば特許文献１に記載されているように、Ａ／Ｄ変換器の前段に周波数変換回路を接続し、上記測定信号を所定に周波数変換してからＡ／Ｄ変換器に入力することが一般的に行われている。

上記周波数変換回路には、ヘテロダイン方式で測定信号（被測定試料から得られるアナログの電圧信号，電流信号）に対してローカル発振器からの変調信号を乗算する乗算器（ミキサ）と、ローパスフィルタとが含まれている。

ところで、乗算器やローパスフィルタの各特性は、他の電気・電子部品と同様に、温度や経時などにより変化し、これが原因で測定値に誤差が生ずることがある。また、特性が比較的安定していると言われるＡ／Ｄ変換器においても、温度や経時などにより特性が変化することがある。そこで、この種の誤差要因を消去するため、適宜キャリブレーション（校正）を行うようにしている。

キャリブレーションのかけ方には、種々の方式が知られているが、例えば特許文献２に記載の発明では、被測定入力とゼロ点電位および基準電圧をそれぞれプリアンプとＡ／Ｄ変換器とを含む信号変換回路に供給する第１，第２および第３のスイッチを備え、測定サイクルの１つのサイクルにおいては、第１，第２スイッチをオン、第３スイッチをオフとして被測定入力とゼロ点電位とを信号変換回路に接続する。

そして、次のサイクルにおいては、第１，第３スイッチをオン、第２スイッチをオフとして被測定入力と基準電圧とを信号変換回路に接続し、スイッチがオフのサイクルにおいては、前のサイクルでのそのスイッチを介して得られた測定値を用いることにより、被測定入力の連続測定中において、ゼロ点およびゲインの変動を補正するようにしている。

特開２００４−２９４２６９号公報（図１） 特開平８−１８９９４０号公報（図１）

上記特許文献２に記載の発明によれば、測定中にスイッチを適宜切り換えることにより、ゼロ点およびゲインの変動が補正されるが、キャリブレーションの精度を高めるため、基準電圧側の測定を行う時間を長くとると、本来の被測定入力の計測が行えずデットタイムが発生してしまう。

そのため、自動測定機の動作においては、キャリブレーションを測定終了後に毎回行うと、その分タクトタイムが伸びてしまうという問題がある。

したがって、本発明の課題は、インピーダンス測定において、測定精度を落とすことなく、また、タクトタイムを伸ばすことなく、適宜のタイミングで、かつ、高い信頼性をもってキャリブレーションがかけられるようにすることにある。

上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載に記載されているように、被測定試料と基準信号発生部とにスイッチを介して選択的に接続されるＡ／Ｄ変換器を含む信号変換回路と、上記スイッチの切換を制御するとともに、上記信号変換回路の出力データに基づいて所定の演算を行うメモリを有する制御手段とを備え、上記制御手段は、上記信号変換回路が上記被測定試料側に接続された際には通常測定として上記被測定試料のインピーダンス値を測定し、上記基準信号発生部側に接続された際には校正用の補正値測定として補正値を測定し、上記補正値に基づいて上記インピーダンス値を補正するインピーダンス測定装置において、
上記信号変換回路には、上記Ａ／Ｄ変換器のほかに上記被測定試料から得られる電圧信号と電流信号の各々にローカル発振器からの変調信号を乗算する乗算器が含まれており、上記信号変換回路として、上記被測定試料の電圧信号の出力系に設けられる上記乗算器および上記Ａ／Ｄ変換器を含む第１信号変換回路と、上記被測定試料の電流信号の出力系に設けられる上記乗算器および上記Ａ／Ｄ変換器を含む第２信号変換回路とを備えているとともに、上記ローカル発振器の変調信号とは異なる周波数の基準信号を出力する基準信号出力部と、上記第１信号変換回路を上記電圧信号の出力系もしくは上記基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第１スイッチと、上記第２信号変換回路を上記電流信号の出力系もしくは上記基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第２スイッチとをさらに有し、
上記制御手段は、スイッチ切り換えステップとして、上記第１，第２スイッチをともに上記基準信号出力部側に切り換えて、上記第１，第２信号変換回路とに上記基準信号を入力する補正値測定ステップと、上記第１，第２スイッチをともに上記各出力系側に切り換えて、上記第１信号変換回路には上記電圧信号を入力し、上記第２信号変換回路には上記電流信号を入力する通常測定ステップとを備え、
上記制御手段は、上記補正値測定ステップで、上記第１，第２信号変換回路よりそれぞれ出力される変換後基準信号から上記第１，第２信号変換回路の誤差比Ｚ _１ を算出し、上記通常測定ステップで、上記第１信号変換回路より出力される変換後電圧信号と上記第２信号変換回路より出力される変換後電流信号とからインピーダンスＺ _２ を算出したのち、上記インピーダンスＺ _２ を上記誤差比Ｚ _１ にて除算（Ｚ _２ ／Ｚ _１ ）して、上記被測定試料のインピーダンスＺを求めることを特徴としている。

本発明には、請求項２〜７に記載されている態様が含まれる。すなわち、請求項２に記載されているように、上記制御手段は、上記補正値測定ステップでの補正値測定が行われるごとにその補正値を順次上記メモリに格納し、上記通常測定ステップでの通常測定時に測定されたインピーダンス値を補正するにあたって、その補正値として上記メモリに格納されている過去分の所定数の補正値を平均処理してなる平均補正値を採用する。この場合、請求項３に記載されているように、上記平均処理には、通常測定時の直近の所定数の過去分の補正値が用いられることが好ましい。

また、請求項４に記載されているように、上記メモリとして、リングバッフアメモリが用いられることが好ましい。

また、請求項５に記載されているように、上記制御手段は、上記メモリに格納されている過去分の補正値が上記平均処理に必要な所定個数に達していない場合には、上記補正値が所定個数に達するまで上記補正値測定を行い、その後に上記通常測定を実行する。

また、請求項６に記載されているように、上記制御手段は、上記通常測定が行われた回数をカウントし、上記通常測定が所定回数行われたのちに、上記補正値測定を行う。

また、請求項７に記載されているように、上記制御手段は、外部機器からの校正要求があった場合に、上記補正値測定を実行する。

本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器のほかに被測定試料から得られる電圧信号と電流信号の各々にローカル発振器からの変調信号を乗算する乗算器が含まれている信号変換回路を、被測定試料の電圧信号の出力系には第１信号変換回路として設け、また、被測定試料の電流信号の出力系には第２信号変換回路として設けるとともに、ローカル発振器の変調信号とは異なる周波数の基準信号を出力する基準信号出力部と、第１信号変換回路を電圧信号の出力系もしくは基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第１スイッチと、第２信号変換回路を電流信号の出力系もしくは基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第２スイッチとを有し、補正値測定ステップでは、第１，第２信号変換回路がともに基準信号出力部側に接続され、電圧，電流の測定信号を必要としないため、例えば被測定試料が複数個で、その各々が所定の搬送手段により順次測定ステージに搬送されてインピーダンス測定が行われる場合においては、被測定試料の搬送中に補正値測定ステップを実行してキャリブレーションデータを得ることができる、という効果が奏される。

補正値測定が行われるごとにその補正値を順次メモリに格納し、通常測定時に測定されたインピーダンス値を補正するにあたって、その補正値としてメモリに格納されている過去分の所定数の補正値を平均処理してなる平均補正値を採用するようにした請求項２に記載の態様によれば、個々の補正値測定時間が短時間であっても、トータルとしてみれば精度の高い平均補正値が得られるため、測定精度を落とすことなく、また、タクトタイムを伸ばすことなく、適宜のタイミングで、かつ、高い信頼性をもってキャリブレーションをかけることが可能となる。

平均処理に通常測定時の直近の所定数の過去分の補正値を用いるようにした請求項３に記載の態様によれば、通常測定時と周囲環境のさほど変化のない安定した補正値により平均処理がなされるため、信頼性の高い補正値が得られる。

補正値を格納するメモリとしてリングバッフアメモリを用いるようにした請求項４に記載の態様によれば、常に所定個数の過去分の補正値を確保することができる。

メモリに格納されている過去分の補正値が平均処理に必要な所定個数に達していない場合には、補正値が所定個数に達するまで補正値測定を行い、その後に通常測定を実行するようにした請求項５に記載の態様によれば、第１個目の被測定試料から平均処理してなる平均補正値を適用することができる。

通常測定が行われた回数をカウントし、通常測定が所定回数行われたのちに補正値測定を行うようにした請求項６に記載の態様によれば、例えば所定個数の被測定試料が１ロットとして測定ステージに搬入され、その各被測定試料がスキャナにより順次測定部に切り換え接続されるような場合、１ロットの測定中はキャリブレーションが行われず、ロットの交換時（搬入，搬出時）に自動的にキャリブレーションをかけることができる。

外部機器からの校正要求があった場合に補正値測定を実行するようにした請求項７に記載の態様によれば、ユーザーが必要と判断したときにキャリブレーションがかけられるため、ユーザーにとって使い勝手の自由度が高められることになる。

まず、図１のブロック図により、本発明のインピーダンス測定装置の実施形態について、その基本的な構成および動作について説明する。図１（ａ）は第１ステップ時（補正値測定時）でのスイッチ切り換え状態を示し、図１（ｂ）は第２ステップ時（通常測定時）でのスイッチ切り換え状態を示している。

図１に示すように、このインピーダンス測定装置は、測定信号源４００より交流の測定信号が印加される被測定試料ＤＵＴの電圧出力チャンネル（電圧出力系統）１と、電流出力チャンネル（電流出力系統）２の各出力チャンネルから制御手段２０に至る信号経路間で並列に接続される第１および第２の２つの信号変換回路１００，２００を備えている。

電圧出力チャンネル１には、被測定試料ＤＵＴの両端に発生する電圧信号（Ｖｅｘｐｊθ_Ｖ）が電圧アンプ４１０を介して現れる。また、電流出力チャンネル２には、電流検出手段４２１にて検出された被測定試料ＤＵＴに流れる電流信号（Ｉｅｘｐｊθ_Ｉ）が電流アンプ４２０を介して現れる。

制御手段２０には、ＣＰＵ（演算処理手段）やマイクロコンピュータなどが用いられてよい。制御手段２０は、書き込み・読み出し可能なメモリ２１を有している。また、制御手段２０は、被測定試料ＤＵＴのインピーダンス測定値などを表示器３０に表示する。

第１および第２信号変換回路１００，２００は同一構成であり、この例では、各信号変換回路１００，２００には、Ａ／Ｄ変換器１１０，２１０と、それらの前段に接続される周波数変換回路１２０，２２０とが含まれている。

また、周波数変換回路１２０，２２０には、ローカル発振器３００を共用とし、このローカル発振器３００からの変調信号（周波数ｆ_Ｍ）と、各出力チャンネル１，２からの測定信号（もしくは後述する基準信号）とを乗算する乗算器（ミキサ）１２１，２２１と、ローパスフィルタ１２２，２２２とが含まれている。

周波数変換はヘテロダイン方式で、上記測定信号の周波数をｆ_Ａとすると、乗算器１２１，２２１から（ｆ_Ａ＋ｆ_Ｍ）なる和周波数信号と、（ｆ_Ａ−ｆ_Ｍ）なる差周波数信号が出力されるため、ローパスフィルタ１２２，２２２にて差周波数信号を被測定信号として抽出する。

なお、温度や経時などにより、第１信号変換回路１００の周波数変換回路１２０で生ずる誤差をｋ_ｅ１ｅｘｐｊθ_ｅ１とし、第２信号変換回路２００の周波数変換回路２２０で生ずる誤差をｋ_ｅ２ｅｘｐｊθ_ｅ２とする。

このインピーダンス測定装置は、ローカル発振器３００の変調信号とは異なる周波数の基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ）を出力する基準信号出力部４４０を備えている。

この場合、構成の簡素化をはかるため、基準信号出力部４４０は、測定信号源４００より発生される測定用の交流信号を減衰器４３０を介して基準信号として得ている。この例において、基準信号は１ＭＨｚで、ローカル発振器３００の変調信号は９９９ｋＨｚに設定している。

第１信号変換回路１００は、第１スイッチＳＷ１を介して電圧出力チャンネル１と基準信号出力部４４０のいずれかに選択的に接続され、また、第２信号変換回路２００は、第２スイッチＳＷ２を介して電流出力チャンネル２と基準信号出力部４４０のいずれかに選択的に接続される。各スイッチＳＷ１，ＳＷ２は制御手段２０により、その切り換えが制御される。

このインピーダンス測定装置では、次のようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り換えることにより、各信号変換回路１００，２００で生ずる誤差を打ち消す。

まず第１ステップとして、図１（ａ）に示すように、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２をともに基準信号出力部４４０側に切り換える。

これにより、基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ）は、第１信号変換回路１００の周波数変換回路１２０で所定に周波数変換されたのち、Ａ／Ｄ変換器１１０でデジタル信号に変換され、変換後基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ・ｋ_ｅ１ｅｘｐｊθ_ｅ１ ）として制御手段２０に入力される。

また、基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ）は、第２信号変換回路２００の周波数変換回路２２０で所定に周波数変換されたのち、Ａ／Ｄ変換器２１０でデジタル信号に変換され、変換後基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ・ｋ_ｅ２ｅｘｐｊθ_ｅ２ ）として制御手段２０に入力される。

制御手段２０は、これらの各変換後基準信号（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ・ｋ_ｅ１ｅｘｐｊθ_ｅ１ ），（Ｓｅｘｐｊθ_ｓ・ｋ_ｅ２ｅｘｐｊθ_ｅ２ ）から次式（１）により、第１ステップでのインピーダンスＺ_１を算出する。

次に、第２ステップとして、図１（ｂ）に示すように、第１スイッチＳＷ１を電圧出力チャンネル１側に切り換えるとともに、第２スイッチＳＷ２を電流出力チャンネル２側に切り換える。

これにより、電圧信号（Ｖｅｘｐｊθ_Ｖ）は、第１信号変換回路１００の周波数変換回路１２０で所定に周波数変換されたのち、Ａ／Ｄ変換器１１０でデジタル信号に変換され、変換後電圧信号（Ｖｅｘｐｊθ_Ｖ・ｋ_ｅ１ｅｘｐｊθ_ｅ１ ）として制御手段２０に入力される。

また、電流信号（Ｉｅｘｐｊθ_Ｉ）は、第２信号変換回路２００の周波数変換回路２２０で所定に周波数変換されたのち、Ａ／Ｄ変換器２１０でデジタル信号に変換され、変換後電流信号（Ｉｅｘｐｊθ_Ｉ・ｋ_ｅ２ｅｘｐｊθ_ｅ２ ）として制御手段２０に入力される。

制御手段２０は、これら変換後の電圧信号と電流信号とから次式（２）により、第２ステップでのインピーダンスＺ_２を算出する。

第２ステップ終了後、制御手段２０は、次式（３）に示すように、第２ステップで測定されたインピーダンスＺ_２を第１ステップで測定されたインピーダンスＺ_１で除算（Ｚ_２／Ｚ１）演算して、被測定試料ＤＵＴのインピーダンスＺを求め、その値を表示器３０に表示する。

この式（３）から分かるように、（Ｚ_２／Ｚ_１）の演算により、第１信号変換回路１００の誤差（ｋ_ｅ１ｅｘｐｊθ_ｅ１）と、第２信号変換回路２００の誤差（ｋ_ｅ２ｅｘｐｊθ_ｅ２）とが消去される。

なお、別の方法として、第１ステップで得られたインピーダンスＺ_１の絶対値｜Ｚ_１｜を次式（４．１），その位相θ_１を次式（４．２）とし、また、第２ステップで得られたインピーダンスＺ_２の絶対値｜Ｚ_２｜を次式（５．１），その位相θ_２を次式（５．２）として、次式（６．１），（６．２）により、被測定試料のインピーダンス｜Ｚ｜と位相θとを求めることもできる。

第１ステップで測定されたインピーダンスＺ_１はキャリブレーション（校正）用の補正値であるため、本明細書において、第１ステップを「補正値測定」ということがある。また、第２ステップでは被測定試料ＤＵＴの電圧と電流とから被測定試料ＤＵＴのインピーダンスを測定しているため、本明細書において、第２ステップを「通常測定」ということがある。

図２のタイミングチャートに示すように、補正値測定と通常測定は交互に行われるが、通常測定が行えないデットタイムを少なくするうえで、補正値測定の時間は短い方が好ましいが、補正値測定の時間を短くすると、キャリブレーションの精度が低下するという問題がある。

この点を解決するため、本発明では、補正値を平均処理する。例えば、図２に示すように、通常測定（Ｍ１）→補正値測定（Ａ１）→通常測定（Ｍ２）→補正値測定（Ａ２）→通常測定（Ｍ３）が行われるとすると、測定値Ｍ３に対する補正値として（Ａ１＋Ａ２）／２の平均補正値を用いる。

同様に、次の通常測定（Ｍ４）の測定値Ｍ４に対する補正値には、（Ａ１＋Ａ２＋Ａ３）／３の平均補正値を用いる。なお、Ａ１，Ａ２，…は、上記第１ステップで測定されるインピーダンスＺ_１に相当し、Ｍ１，Ｍ２，…は、上記第２ステップで測定されるインピーダンスＺ_２に相当している。

このように、キャリブレーション用の補正値として、平均処理した平均補正値を用いることにより、１回あたりの補正値測定時間を短くしても安定した補正値を得ることができる。好ましくは、各通常測定の測定値Ｍに対して、常に直近（最新）の一定個数の補正値を平均処理してなる平均補正値が用いられるとよい。

例えば、平均処理に用いられる補正値の個数が１０個であるとすると、第１１回目の通常測定（Ｍ１１）には、（Ａ１＋〜＋Ａ１０）／１０なる平均補正値を用い、第１２回目の通常測定（Ｍ１２）には、１つずらして（Ａ２＋〜＋Ａ１１）／１０なる平均補正値を用いる。

補正値測定で測定された各補正値Ａは、順次メモリ２１に格納されるが、常に直近の一定個数を確保するうえで、メモリ２１にはＦＩＦＯ方式のリングバッアァメモリが用いられるとよい。

また、電源投入時や測定開始当初時には、平均処理に必要な過去分の補正値の個数が所定個数（上記の例では１０個）に満たない場合がある。このような場合には、補正値測定だけを必要回数行って過去分の補正値を収集することが好ましい。

本発明で行われる平均処理には、相加平均、相乗平均、調和平均、加重平均のほかにＺ１＝ｋ×（今回の補正値）＋（１−ｋ）×（前回の補正値）の意味のＩＩＲフィルタも含まれる。

また、インピーダンス測定の一例として、図３（ａ）に示すように、４つ搬送チャンネル１ＣＨ〜４ＣＨからキャパシタＣ１〜Ｃ４を測定ステージＭＳに同時に搬送し、各キャパシタＣ１〜Ｃ４をスキャナＳＣで順次Ｃメータ（インピーダンス測定装置）に接続し、それらの静電容量を測定することがある。これが、４つキャパシタＣ１〜Ｃ４を１ロットとして繰り返される。図３（ｂ）に、そのスキャナ切り換えの動作タイミングチャートを示す。

静電容量測定（Ｃ測定）は、キャパシタのＩＲ（絶縁抵抗）測定などに比べて高速に行われるため、タクトタイムの短縮が優先される生産性の観点からキャリブレーション用の補正値を測定する補正値測定に充分な時間がかけられない。

そのため、上記した平均処理法が有効であるが、Ｃ測定のような高速測定の場合、別の方法として、スキャナを切り換えてのＣ測定中は補正値測定を行わず、それ以外のとき、例えば測定ステージＭＳに対する搬送時（搬入，搬出時）に補正値測定を行うようにすればよく、この態様も本発明に含まれる。

そのひとつとして、制御手段２０でＣ測定（通常測定）の回数をカウントし、その回数が所定回数に達したのちに補正値測定を行う方法がある。この場合、スキャナＳＣが何回切り換えられたかで、Ｃ測定の回数をカウントすることができる。

また、このインピーダンス測定装置が外部機器と接続されている場合、外部機器から特定のコマンド（キャリブレーション要求）があった場合に、補正値測定を行うようにすることもできる。

すなわち、制御手段２０は、外部機器から特定のコマンドを受け付けた場合、通常測定が行われているときには、即座に補正値測定を行わず、その通常測定の終了をまって補正値測定を実行する。

参考として、図４に測定回数をカウントして補正値測定を実行する場合と、外部機器から特定のコマンドなどにしたがって補正値測定を実行する場合とを含む動作フローチャートを示す。

なお、上記した補正値の平均処理法や、測定回数をカウントして補正値測定を実行する方法および外部機器から特定のコマンドなどにしたがって補正値測定を実行する方法は、図１に示す構成のインピーダンス測定装置以外のインピーダンス測定装置で実行されてもよい。

また、上記実施形態では、第１ステップ（補正値測定）を先に行い、その後に第２ステップ（通常測定）を実行するようにしているが、第２ステップを先に行い、その後に第１ステップを実行するようにしてもよい。

また、通常測定終了後あるいは通常測定開始前に補正値を測定するか否かを測定条件（測定項目）として呼び出し可能に保存し、補正値測定をしない測定条件を呼び出した場合には通常測定のみを行い、補正値測定を行う測定条件を呼び出した場合には通常測定と補正値測定とを行うようにすることもできる。

本発明の実施形態に係るインピーダンス測定装置の要部を示すブロック図。 本発明に含まれる補正値測定と通常測定の動作を示すタイミングチャート。 （ａ）Ｃ測定の測定状態を示す式図，（ｂ）その動作を示すタイミングチャート。 本発明の別の実施形態における動作説明用のフローチャート。

符号の説明

１ 電圧出力チャンネル
２ 電流出力チャンネル
２０ 制御手段
２１ メモリ
２２ 表示器
１００ 第１信号変換回路
２００ 第２信号変換回路
１１０，２１０ Ａ／Ｄ変換器
１２０，２２０ 周波数変換器
１２１，２２１ 乗算器
１２２，２２２ ローパスフィルタ
３００ ローカル発振器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
４００ 測定信号源
４４０ 基準信号出力部
ＤＵＴ 被測定試料

Claims (7)

1. 被測定試料と基準信号発生部とにスイッチを介して選択的に接続されるＡ／Ｄ変換器を含む信号変換回路と、上記スイッチの切換を制御するとともに、上記信号変換回路の出力データに基づいて所定の演算を行うメモリを有する制御手段とを備え、上記制御手段は、上記信号変換回路が上記被測定試料側に接続された際には通常測定として上記被測定試料のインピーダンス値を測定し、上記基準信号発生部側に接続された際には校正用の補正値測定として補正値を測定し、上記補正値に基づいて上記インピーダンス値を補正するインピーダンス測定装置において、
   上記信号変換回路には、上記Ａ／Ｄ変換器のほかに上記被測定試料から得られる電圧信号と電流信号の各々にローカル発振器からの変調信号を乗算する乗算器が含まれており、
   上記信号変換回路として、上記被測定試料の電圧信号の出力系に設けられる上記乗算器および上記Ａ／Ｄ変換器を含む第１信号変換回路と、上記被測定試料の電流信号の出力系に設けられる上記乗算器および上記Ａ／Ｄ変換器を含む第２信号変換回路とを備えているとともに、
   上記ローカル発振器の変調信号とは異なる周波数の基準信号を出力する基準信号出力部と、上記第１信号変換回路を上記電圧信号の出力系もしくは上記基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第１スイッチと、上記第２信号変換回路を上記電流信号の出力系もしくは上記基準信号出力部のいずれか一方に選択的に接続する第２スイッチとをさらに有し、
   上記制御手段は、スイッチ切り換えステップとして、上記第１，第２スイッチをともに上記基準信号出力部側に切り換えて、上記第１，第２信号変換回路とに上記基準信号を入力する補正値測定ステップと、上記第１，第２スイッチをともに上記各出力系側に切り換えて、上記第１信号変換回路には上記電圧信号を入力し、上記第２信号変換回路には上記電流信号を入力する通常測定ステップとを備え、
   上記制御手段は、上記補正値測定ステップで、上記第１，第２信号変換回路よりそれぞれ出力される変換後基準信号から上記第１，第２信号変換回路の誤差比Ｚ _１ を算出し、上記通常測定ステップで、上記第１信号変換回路より出力される変換後電圧信号と上記第２信号変換回路より出力される変換後電流信号とからインピーダンスＺ _２ を算出したのち、上記インピーダンスＺ _２ を上記誤差比Ｚ _１ にて除算（Ｚ _２ ／Ｚ _１ ）して、上記被測定試料のインピーダンスＺを求めることを特徴とするインピーダンス測定装置。
2. 上記制御手段は、上記補正値測定ステップでの補正値測定が行われるごとにその補正値を順次上記メモリに格納し、上記通常測定ステップでの通常測定時に測定されたインピーダンス値を補正するにあたって、その補正値として上記メモリに格納されている過去分の所定数の補正値を平均処理してなる平均補正値を採用することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
3. 上記平均処理には、通常測定時の直近の所定数の過去分の補正値が用いられることを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス測定装置。
4. 上記メモリとして、リングバッフアメモリが用いられることを特徴とする請求項２または３に記載のインピーダンス測定装置。
5. 上記制御手段は、上記メモリに格納されている過去分の補正値が上記平均処理に必要な所定個数に達していない場合には、上記補正値が所定個数に達するまで上記補正値測定を行い、その後に上記通常測定を実行することを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置。
6. 上記制御手段は、上記通常測定ステップでの通常測定が行われた回数をカウントし、上記通常測定が所定回数行われたのちに、上記補正値測定ステップでの補正値測定を行うことを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
7. 上記制御手段は、外部機器からの校正要求があった場合に、上記補正値測定を実行することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定装置。

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