JP4954772B2

JP4954772B2 - 結合線路バンドパスフィルタ

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Description

本発明は、無線周波数（ＲＦ）デバイス、ＲＦコンポーネント、ＲＦ回路等の分野において有益な小型半波長バランに関するものである。これらの用途においてはとりわけ、シングルエンドＲＦ信号から差動ＲＦ信号への変換、または差動ＲＦ信号からシングルエンドＲＦ信号への変換が要求される。

従来のＲＦおよび通信用の電子回路は、電子回路の入力ＲＦ信号が供給される１以上の入力ポートと、電子回路の出力ＲＦ信号が出力される１以上の出力ポートとを備えている。シングルエンド入出力ポートは、一対の接続端子、すなわち信号端子および接地端子を有している。電子回路の入出力ＲＦ信号は信号端子へ送られ、接地端子は信号端子上のＲＦ信号を定義するための基準を提供する。

ＲＦおよび通信用途では、デバイスの入出力（以下、Ｉ／Ｏと記す。）ポートが、それぞれ電子回路の入力または出力電気信号を搬送する一対の信号搬送端子を備えた電子回路を採用することが好ましい場合がある。

上述の各端子へ搬送される一対のＲＦ信号は、それぞれグランドを基準に測ることができ、あるいは、２つの信号、すなわち差動モード信号とコモンモード信号との一次結合として数学的に記述することができる。差動モード信号は、各端子における信号の振幅は同一であるが両信号間の位相は１８０°異なるものとなり、その結果、一対の端子へ搬送される差動信号の２つの部分は位相がずれた状態となるように、２つの端子の間で分割される。コモンモード信号は、各端子における信号の振幅は同一で、両信号の位相も同一となり、その結果、一対の端子へ搬送されるコモンモード信号の２つの部分が同一になるように、２つの端子にまたがるように分割される。

回路の各Ｉ／Ｏポート用に一対の信号搬送端子を備えたＲＦ回路は、通常は差動信号を処理するように設計されており、通常、差動回路と呼ばれる。回路の各Ｉ／Ｏポート用に一対の信号搬送端子を備えたＲＦ回路は、平衡回路と呼ばれることもある。

差動モード信号はコモンモード信号よりもノイズの影響を受け難く、そのため、非常に高い信号対雑音比が要求されるアプリケーションにおいては、差動モード信号を受信するように設計された回路が好まれる場合が多い。しかし、ある特定のデバイスをシングルエンドのトポロジーで実現することがより現実的である場合もある。例えば、平衡アンテナよりもシングルエンドアンテナが好まれる場合が多い。シングルエンド信号を差動モード信号に変換することのできる装置はバランと呼ばれている。

最もシンプルなバランは半波長バランである。図１は、シングルエンドＩ／ＯポートＰ１と差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えた従来の半波長バラン１０を示す。このバラン１０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって特徴付けられる動作帯域を有する。Ｉ／ＯポートＰ１は信号搬送端子Ｔ１を有し、Ｉ／ＯポートＰ２は一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有している。信号搬送端子Ｔ１は回路ノード１３に接続されている。回路ノード１３は信号搬送端子Ｔ２に接続されていると共に、伝送線路１４を介して信号搬送端子Ｔ３にも接続されている。伝送線路１４の電気的長さＥは、バラン１０の動作帯域の中心周波数において１８０°である。

端子Ｔ１に入るＲＦ信号は、回路ノード１３において同じ振幅を有する２つの部分に分割され、一方のＲＦ信号は端子Ｔ２へ直接供給され、もう一方のＲＦ信号は伝送線路１４を介して端子Ｔ３へ供給される。その結果、端子Ｔ２，Ｔ３から出力されるＲＦ信号は、同一振幅となり、且つバラン１０の動作帯域の中心において１８０°の位相差を有することになる。したがって、要求される特性を図１の半波長バラン１０が有することは明らかである。すなわち、Ｉ／ＯポートＰ１に入るシングルエンド信号はＩ／ＯポートＰ２から差動モード信号として出力され、Ｉ／ＯポートＰ２へ入る差動モード信号はＩ／ＯポートＰ１からシングルエンド信号として出力される。

図１の半波長バラン１０には、携帯電話およびＷ−ＬＡＮ（無線ローカルエリアネットワーク）の一般的な商業的アプリケーションにおける動作周波数ではサイズが非常に大きくなるという難点が存在する。例えば、Ｗ−ＬＡＮのアプリケーションについてＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇが規定する帯域は２．４５ＧＨｚの動作周波数を中心とするが、この場合、半波長伝送線路は、空気中ではその長さは６１．２２ｍｍとなり、誘電体材料で作製される伝送線路では次式で与えられる電気的長さとなる。ここで、ε_ｒは材料の比誘電率である。

コンパクトなソリューションが要求されるアプリケーションについては、他のバラン設計が提案されている。

図２に、非特許文献１に開示されているバランのような、入出力端子に容量性負荷を有するマーシャント（Marchand）型バランを示す。同様のバランは、特許文献１にも開示されている。図２のマーシャント型バラン２０は、結合伝送線路部２３Ａ，２３Ｂの第１ペアと結合伝送線路部２４Ａ，２４Ｂの第２ペアとを備えている。ここで、伝送線路部２３Ａ，２３Ｂおよび伝送線路部２４Ａ，２４Ｂは、それぞれ実質的に同一の電気的長さを有し、結合伝送線路部２３Ａ，２３Ｂの第１ペアの偶モードおよび奇モードのインピーダンスは結合伝送線路部２４Ａ，２４Ｂの第２ペアの偶モードおよび奇モードのインピーダンスと実質的に同じである。更に、図２のマーシャント型バラン２０は、図２に示されるように、結合伝送線路部２３Ａの端部に接続された信号搬送端子Ｔ１を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、結合伝送線路部２３Ｂ，２４Ｂの端部に接続された一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。また、図２に示されるように、結合伝送線路部２３Ａ，２３Ｂおよび結合伝送線路部２４Ａ，２４Ｂの各端部に、それぞれ、負荷キャパシタ２６，２８，２７，２９が接続されている。負荷キャパシタ２６，２７，２８，２９の効果は、バラン２０の動作帯域の中心において電気的長さＥが９０°以下である結合伝送線路部を使用できるようにすることである。

図３に、特許文献２の図１ＣにおけるＬＣバランを示す。このＬＣバラン３０は、図３に示されるように、インダクタ３４、キャパシタ３５、インダクタ３６およびキャパシタ３７を備え、これらは回路ノード３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃにおいて互いに接続されている。更に、図３のＬＣバラン３０は、第１回路ノード３３Ａに接続された信号搬送端子Ｔ１を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、第２および第３回路ノード３３Ｂ，３３Ｃにそれぞれ接続された一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。

図３のＬＣバラン３０は、例えば、特許文献２に記載された多層低温同時焼成セラミック（ＬＴＣＣ）構造を用いることにより、コンパクトな形態で実現することができる。

１以上の差動Ｉ／Ｏポートを備えた電子回路またはデバイスの解析のための手順は、非特許文献２に概説されている。シングルエンドＩ／Ｏポートおよび差動Ｉ／Ｏポートを備えたデバイスにおける関連パラメータは、以下で説明するＳ_DS21、Ｓ_CS21、Ｓ_DD22、Ｓ_CC22、Ｓ_SS11である。Ｓ_DS21は、シングルエンドポートにおける刺激に対する差動ポートにおける差動モード応答である。Ｓ_CS21は、シングルエンドポートにおける刺激に対する差動ポートにおけるコモンモード応答である。Ｓ_DD22は、差動ポートにおける差動モード刺激に対する差動ポートにおける差動モード反射係数である。Ｓ_CC22は、差動ポートにおけるコモンモード刺激に対する差動ポートにおけるコモンモード反射係数である。Ｓ_SS11は、シングルエンドポートにおけるシングルエンド反射係数である。

図４Ａは、インダクタ３４，３６のインダクタンスがいずれも０．６５ｎＨであり、キャパシタ３５，３７のキャパシタンスがいずれも６．５ｐＦであるときの、図３のＬＣバラン３０の典型的な通過応答を示す。図４Ａは、ポートＰ１からポートＰ２への通過応答を示している。このバランは、Ｗ−ＬＡＮアプリケーション向けのＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇ標準規格に従って、２４００ＭＨｚから２５００ＭＨｚまでの通過帯域においてシングルエンド信号を差動モード信号に変換するように設計されている。図４Ａから、図３のＬＣバラン３０の差動モード応答が良好であること、すなわち通過帯域における差動モード応答の挿入損失が非常に小さいことが分かる。図４Ａにおいて、通過帯域内でのコモンモード応答の最大値は約−３３ｄＢである。これは許容レベルにあるが、理想的には、バランにおいて、コモンモード応答はより低くなる。

図４Ｂは、各パラメータが図４Ａの場合と同じである場合における図３のＬＣバラン３０の通過応答を広い周波数レンジについて示している。図４Ｂも、ポートＰ１からポートＰ２への通過応答を示している。図３のＬＣバラン３０のコモンモード応答は、通過帯域よりも高周波側では周波数の増加と共に単調増加し、通過帯域よりも低周波側では周波数の減少と共に単調増加する。その結果、図３のバランは、同バランの通過帯域の遥か外側におけるコモンモード信号レベルが高いことによって同バランが接続されている回路に問題が生じるようなアプリケーションには適さない。

図３のＬＣバラン３０のもう１つの難点は、２つのインダクタ３４，３６を必要とする点である。残念ながら、誘電率の高いＬＴＣＣ材料を用いて回路を作製する場合、Ｑの高いインダクタを実現することは困難であり、回路の挿入損失は大きくなる。

例えば、層厚が４０μｍで誘電率が７５である多層ＬＴＣＣ基板は、２．４５ＧＨｚのＲＦアプリケーションにおいて一般的である。その結果得られるインダクタの相互巻線間のキャパシタンスは、同インダクタの自己共振周波数を２．４５ＧＨｚよりも低い周波数に減少させるのに十分大きい。

図３のＬＣバラン３０の更なる難点は、Ｉ／ＯポートＰ２の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３に直流バイアスを加えるために、一対のバイアスＴ型回路が要求される点である。

米国特許第６４８３４１５号明細書米国特許第５９４９２９９号明細書「低温同時焼成セラミックから作製される準集中バラン（A semi-lumped balun fabricated by low temperature co-fired ceramic）」，Ching-Wen Tang，Chi-Yang Chang，2002 IEEE MTT Symposium Digest，第３巻，2201-2204頁「複合型差動及びコモンモード散乱パラメータ：理論及びシミュレーション（Combined Differential and Common-Mode Scattering Parameters：Theory and Simulation」，D.E.Brockelman，W.R.Eisenstadt，IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第４３巻，Ｎｏ．７，１９９５年７月、1530-1539頁

本発明の目的は、小型でコモンモード応答が小さい半波長バランを提供することにある。

本発明の小型半波長バランは、ある一定の動作周波数を有する小型半波長バランであって、
電源インピーダンスに接続するための第１信号搬送端子を有するシングルエンドＩ／Ｏポートと、
負荷インピーダンスに接続するための第２および第３信号搬送端子を有する差動Ｉ／Ｏポートと、
同一の長さおよび特性インピーダンスの第１伝送線路部および第２伝送線路部を有し、その長さが動作周波数におけるＲＦ信号の波長の実質的に半分未満である、少なくとも１本の伝送線路と、
第１伝送線路部の第１端部において第１回路ノードに接続された第１負荷シャントキャパシタと、
第２伝送線路部の第１端部において第２回路ノードに接続された第２負荷シャントキャパシタとを備えている。

第１および第２伝送線路部の両第２端部は第３回路ノードにおいて互いに接続されている。本発明の小型半波長バランは、更に、第３回路ノードに接続されたシャントキャパシタ素子を備えている。第１信号搬送端子は第１伝送線路部と結合され、第２信号搬送端子は第１伝送線路部と結合され、第３信号搬送端子は第２伝送線路部と結合されている。シャントキャパシタ素子のキャパシタンスは、ある選択された周波数における差動Ｉ／Ｏポートのコモンモード・インピーダンスが実質的にゼロ・オームとなるように選定される。

本発明の半波長バランのシングルエンドポートに入る動作帯域のＲＦ信号は差動Ｉ／Ｏポートから出力され、その際、同信号の差動モード成分は同信号のコモンモード成分よりも十分に大きい。

本発明の半波長バランは、伝送線路とキャパシタとの組合せを用いて構築され、したがって、高誘電率の材料を採用する多層技術を用いて作製することができる。

本発明のバランの動作周波数の少なくとも２倍の周波数を有し、本発明の半波長バランのシングルエンドポートに入るＲＦ信号は、その出力が入力信号よりも少なくとも１４ｄＢ低いコモンモード成分を伴って差動Ｉ／Ｏポートから出力されることが好ましい。

本発明の半波長バランのシングルエンドＩ／Ｏポートの信号搬送端子に印加される直流バイアスは、本発明の半波長バランの差動Ｉ／Ｏポートの両信号搬送端子へ供給されることが好ましい。

本発明では、半波長バランの単一ノードへ直流バイアスを印加することによって、半波長バランの差動Ｉ／Ｏポートの両信号搬送端子へ直流バイアスを供給できることが好ましい。

本発明の小型半波長バランにおいて、第２信号搬送端子が第１回路ノードにおいて第１伝送線路部に接続され、第３信号搬送端子が第２回路ノードにおいて第２伝送線路部に接続されていてもよい。この場合、第２信号搬送端子が第１回路ノードに直接に接続され、第３信号搬送端子が第２回路ノードに直接に接続されていてもよい。

また、第１負荷シャントキャパシタのキャパシタンスＣ_A1が第２負荷シャントキャパシタのキャパシタンスＣ_A2に実質的に等しく、シャントキャパシタ素子のキャパシタンスＣ_Ｂが式（１）で表されるように、Ｃ_A1およびＣ_A2に対して実質的に関連していてもよい。

また、本発明の小型半波長バランにおいて、第２信号搬送端子は、第１回路ノードと第３回路ノードとの間にあり且つ第１回路ノードから距離ｅの位置にある、第１伝送線路部上の点に接続され、第３信号搬送端子は、第２回路ノードと第３回路ノードとの間にあり且つ第２回路ノードから距離ｅの位置にある、第２伝送線路部上の点に接続されていてもよい。この場合、Ｌを第１伝送線路部および第２伝送線路部の電気的長さとしたとき、負荷インピーダンスの差動モード成分Ｚ_DLは、式（２）に従って電源インピーダンスＺ_Ｓにほぼ整合している。

また、上記の構成の場合、ωを動作周波数における無線周波数信号の角周波数とし、λをその信号の波長とし、Ｚ_０を第１伝送線路部および第２伝送線路部の特性インピーダンスとしたとき、第１シャントキャパシタのキャパシタンスＣ_A1および第２シャントキャパシタのキャパシタンスＣ_A2は、式（３）によって実質的に与えられ、シャントキャパシタ素子のキャパシタンスＣ_Ｂは、式（４）によって実質的に与えられてもよい。

本発明の第１の結合線路バランは、本発明の小型半波長バランを含み、更に、第１および第２伝送線路部と等しい長さおよび特性インピーダンスの第３伝送線路部および第４伝送線路部を有する第２伝送線路であって、第３および第４伝送線路部の各々が第１および第２伝送線路部の対応するそれぞれに結合され、第１信号搬送端子が第３伝送線路部に接続されている第２伝送線路と、第３伝送線路部の第１端部において更なる回路ノードに接続された第３負荷シャントキャパシタと、第４伝送線路部の第１端部において更なる回路ノードに接続された第４負荷シャントキャパシタとを備えている。

本発明の第２の結合線路バランは、本発明の小型半波長バランを含み、更に、１組以上の相互結合伝送線路を備えている。第１信号搬送端子は相互結合伝送線路のうちの１本における一方の端部に接続され、相互結合伝送線路のうちの１本は第１および第２伝送線路部に結合され、相互結合伝送線路の各々の電気的長さは動作周波数におけるＲＦ信号の波長の実質的に半分未満である。

本発明の第２の結合線路バランは、更に、第１および第２回路ノードと、相互結合伝送線路のうちの第１信号搬送端子が接続された１本における第１および第２端部との間にそれぞれ接続された第１および第２帰還キャパシタを備えていてもよい。

本発明の第１の音響共振フィルタは、本発明の小型半波長バランを含み、第２および第３信号搬送端子は格子形音響共振回路を介して第１および第２回路ノードに接続され、小型半波長バランは、格子形音響共振回路の通過帯域とオーバーラップする動作帯域を有するものである。

本発明の第２の音響共振フィルタは、本発明の小型半波長バランを含み、更に、第１回路ノードと第２信号搬送端子との間および第２回路ノードと第３信号搬送端子との間にそれぞれ接続された一対のはしご形音響共振回路を備え、小型半波長バランは、はしご形音響共振回路の通過帯域とオーバーラップする動作帯域を有するものである。

添付の図表では、ＲＦポートおよび端子を１から連続してナンバリングするというＲＦ回路の命名法に関する慣習に準拠しつつ、Ｉ／Ｏポートおよび信号搬送端子を示す際は同じ符号を用いる。

図５は、本発明の第１の実施の形態に係る小型半波長バラン５０を示す。半波長バラン５０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される、ある一定の動作帯域を有する。半波長バラン５０は、実質的に同一の物理的特性を有する一対の伝送線路部５４Ａ，５４Ｂを有している。伝送線路部５４Ａ，５４Ｂのそれぞれの電気的長さＥは、半波長バラン５０の動作帯域の中心において実質的に９０°未満である。ここで、電気的長さＥは、半波長バラン５０の動作帯域の中心の周波数のＲＦ信号の位相を単位として表されている。したがって、伝送線路部５４Ａ，５４Ｂを有する１本の伝送線路の長さは、半波長バラン５０の動作帯域の中心におけるＲＦ信号の波長の実質的に半分未満である。伝送線路部５４Ａの第１端部は第１回路ノード５３Ａにおいてシャントキャパシタ５６Ａに接続され、伝送線路部５４Ｂの第１端部は第２回路ノード５３Ｂにおいてシャントキャパシタ５６Ｂに接続され、伝送線路部５４Ａ，５４Ｂの両第２端部は第３回路ノード５３Ｃにおいて互いに接続され、シャントキャパシタ５７もまた第３回路ノード５３Ｃに接続されている。シャントキャパシタ５６Ａは本発明における第１負荷シャントキャパシタに対応し、シャントキャパシタ５６Ｂは本発明における第２負荷シャントキャパシタに対応し、シャントキャパシタ５７は、本発明におけるシャントキャパシタ素子に対応する。

図５の小型半波長バラン５０は、更に、第１回路ノード５３Ａに接続された信号搬送端子Ｔ１を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、第１および第２の回路ノード５３Ａ，５３Ｂにそれぞれ接続された一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。

キャパシタ５６Ａ，５６Ｂのキャパシタンスは、以下の式（５）によって与えられる。ここで、Ｚ_０およびＬはそれぞれ伝送線路部５４Ａ，５４Ｂの特性インピーダンスおよび物理的長さであり、Ｃ_56Aはキャパシタ５６Ａのキャパシタンスであり、Ｃ_56Bはキャパシタ５６Ｂのキャパシタンスであり、ωは半波長バラン５０の動作帯域の中心における信号の角周波数であり、λは同信号の波長である。

また、キャパシタ５７のキャパシタンスは、以下の式（６）によって与えられる。ここで、Ｃ₅₇はキャパシタ５７のキャパシタンスである。

第１回路ノード５３Ａ、第２回路ノード５３Ｂまたは第３回路ノード５３Ｃのいずれかに直流バイアスを印加することによって、図５の半波長バラン５０の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３の両方に直流バイアスを加えることが可能であることは明らかである。信号搬送端子Ｔ１上に存在する直流バイアスが信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３上に存在することも明らかである。

図６Ａに、次の条件において、図５の半波長バランの差動モード応答（Ｓ_DS21）およびコモンモード応答（Ｓ_CS21）をプロットしたものを示す。Ｃ_56A，Ｃ_56B，Ｃ₅₇は、Ｃ_56A＝Ｃ_56B＝Ｃ₅₇／２＝４．８５ｐＦと与えられる。２．４５ＧＨｚの動作周波数において、伝送線路部５４Ａ，５４Ｂの特性インピーダンスはいずれも５０Ωであり、伝送線路部５４Ａ，５４Ｂの電気的長さＥはいずれも１５°である。Ｉ／ＯポートＰ２における負荷インピーダンスの差動モード成分Ｚ_DLと電源インピーダンスＺ_Ｓとの間にはＺ_DL＝４×Ｚ_Ｓの関係が存在する。

図６Ａは、ポートＰ１からポートＰ２への通過応答を示している。図６Ａのプロットから次のことを確認することができる。すなわち、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの差動モード挿入損失は０．５ｄＢ未満である。また、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの回路のコモンモード応答は−４０ｄＢ未満であり、これは図４Ａに示された図３のＬＣバランのコモンモード応答との比較において顕著な改善である。

図６Ｂは、図６Ａと同じ条件において、図５の半波長バラン５０の広域の差動モード応答（Ｓ_DS21）および広域のコモンモード応答（Ｓ_CS21）をプロットしたものである。図６Ｂも、ポートＰ１からポートＰ２への通過応答を示している。

図５の半波長バラン５０のコモンモード応答は、３．５ＧＨｚよりも高周波側では周波数が増加と共に単調減少し、その結果、コモンモード応答は約５ＧＨｚ以上の周波数では−１５ｄＢ未満に落ち込むことが確認できる。同様に、図５の半波長バラン５０のコモンモード応答は、約１ＧＨｚ以上、通過帯域未満の周波数においては−１０ｄＢ未満である。図４Ｂと比較した場合、図５の回路のコモンモード応答は高次の高調波周波数において改善されていることが確認される。このような回路は、図３の回路が動作周波数の高調波において、許容できないほどに高いコモンモード出力信号を出力する場合に有効である。

図６Ｃは、図６Ａと同じ条件下での、図５の半波長バラン５０のＩ／ＯポートＰ２における差動モード反射係数（Ｓ_DD22）およびコモンモード反射係数（Ｓ_CC22）を示すスミス図表である。図６Ｃは、１８００〜３２００ＭＨｚの周波数範囲について示している。また、図６Ｃ中の“ｒ”はインピーダンスの抵抗分を表し、“ｘ”はインピーダンスのリアクタンス分を表している。図６Ｃから、Ｉ／ＯポートＰ２における半波長バラン５０のコモンモード・インピーダンスが２．４５ＧＨｚにおいて結果的にほぼゼロΩとなることが確認できる。また、図６Ｃから、Ｉ／ＯポートＰ２における半波長バラン５０の差動モード・インピーダンスが負荷インピーダンスの差動モード成分に整合していることも明らかである。図６Ａおよび図６Ｂに示されるように、２．４５ＧＨｚにおけるＩ／ＯポートＰ２における半波長バラン５０の非常に低いコモンモード・インピーダンスは、同じ周波数における同回路の非常に低いコモンモード応答の原因となっている。

図７は、本発明の第２の実施の形態に係る小型半波長バラン７０を示す。半波長バラン７０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される、ある一定の動作帯域を有する。

半波長バラン７０は、実質的に同一の物理的特性を有する一対の伝送線路部７４Ａ，７４Ｂを有している。伝送線路部７４Ａ，７４Ｂのそれぞれの電気的長さＥは、半波長バラン７０の動作帯域の中心において実質的に９０°未満である。伝送線路部７４Ａの第１端部は第１回路ノード７３Ａにおいてシャントキャパシタ７６Ａに接続され、伝送線路部７４Ｂの第１端部は回路点７３Ｂにおいてシャントキャパシタ７６Ｂに接続され、伝送線路部７４Ａ，７４Ｂの両第２端部は第２回路ノード７３Ｃにおいて互いに接続され、シャントキャパシタ７７もまた第２回路ノード７３Ｃに接続されている。シャントキャパシタ７６Ａは本発明における第１負荷シャントキャパシタに対応し、シャントキャパシタ７６Ｂは本発明における第２負荷シャントキャパシタに対応し、シャントキャパシタ７７は、本発明におけるシャントキャパシタ素子に対応する。

図７の小型半波長バラン７０は、更に、第１回路ノード７３Ａに接続された信号搬送端子Ｔ１を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。信号搬送端子Ｔ２は、第１回路ノード７３Ａと第２回路ノード７３Ｃとの間にあり且つ第１回路ノード７３Ａから距離ｅの位置にある第１伝送線路部７４Ａ上の点に接続されている。信号搬送端子Ｔ３は、回路点７３Ｂと第２回路ノード７３Ｃとの間にあり且つ回路点７３Ｂから距離ｅの位置にある第２伝送線路部７４Ｂ上の点に接続されている。

信号搬送端子Ｔ２を第１回路ノード７３Ａから距離ｅの位置にある伝送線路部７４Ａ上の点に、また、信号搬送端子Ｔ３を回路点７３Ｂから距離ｅの位置にある伝送線路部７４Ｂ上の点に、それぞれ接続することによって、Ｉ／ＯポートＰ２に接続される特定の負荷インピーダンスに半波長バラン７０を整合させることができる。

式（２）は、結合線路部７４Ａ，７４Ｂの物理的長さと距離ｅとを用いて、Ｉ／ＯポートＰ１に接続される電源インピーダンスＺ_ＳとＩ／ＯポートＰ２に接続される負荷インピーダンスＺ_DLの差動モード成分との間の関係を規定する。

キャパシタ７６ＡのキャパシタンスＣ_76Aおよびキャパシタ７６ＢのキャパシタンスＣ_76Bは、式（７）によって実質的に与えられ、キャパシタ７７のキャパシタンスＣ₇₇は、式（８）によって実質的に与えられる。ここで、Ｚ_０およびＬはそれぞれ伝送線路部７４Ａ，７４Ｂの特性インピーダンスおよび物理的長さであり、ωは半波長バラン７０の動作帯域の中心における信号の角周波数であり、λは同信号の波長である。

図８Ａに、次の条件において、図７の半波長バランの差動モード応答（Ｓ_DS21）およびコモンモード応答（Ｓ_CS21）をプロットしたものを示す。Ｃ_76A，Ｃ_76B，Ｃ₇₇は、Ｃ_76A＝Ｃ_76B＝４．９２ｐＦ、Ｃ₇₇＝１４ｐＦと与えられる。２．４５ＧＨｚの動作周波数において、伝送線路部７４Ａ，７４Ｂの特性インピーダンスはいずれも５０Ωであり、７４Ａ，７４Ｂの電気的長さＥはいずれも１５°である。信号搬送端子Ｔ２は、第１回路ノード７３Ａから距離ｅ＝４．４°の位置にある伝送線路部７４Ａ上の点に接続されている。ここで、距離ｅは２．４５ＧＨｚの周波数のＲＦ信号の位相を単位として表されている。信号搬送端子Ｔ３は、回路点７３Ｂから同一距離ｅにある伝送線路部７４Ｂ上の点に接続されている。Ｉ／ＯポートＰ２における負荷インピーダンスＺ_DLの差動モード成分は１００Ωであり、Ｉ／ＯポートＰ１に接続される電源インピーダンスＺ_Ｓは５０Ωである。

図８Ａは、ポートＰ１からポートＰ２への通過応答を示している。上述の条件下では、図７の半波長バランの２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの差動モード挿入損失は０．５ｄＢ未満であり、同回路の２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでのコモンモード応答は−４０ｄＢ未満である。

図８Ｂは、図８Ａと同じ条件下での、図７の半波長バラン７０のＩ／ＯポートＰ２における差動モード反射係数（Ｓ_DD22）およびコモンモード反射係数（Ｓ_CC22）を示すスミス図表である。図８Ｂは、１８００〜３２００ＭＨｚの周波数範囲について示している。また、図８Ｂ中の“ｒ”はインピーダンスの抵抗分を表し、“ｘ”はインピーダンスのリアクタンス分を表している。図８Ｂから、Ｉ／ＯポートＰ２における半波長バラン７０のコモンモード・インピーダンスが２．４５ＧＨｚにおいて結果的にほぼゼロΩとなることが確認できる。また、図８Ｂから、Ｉ／ＯポートＰ２における半波長バラン７０の差動モード・インピーダンスが負荷インピーダンスの差動モード成分Ｚ_DLに整合していることも明らかである。図８Ａに示されるように、２．４５ＧＨｚにおけるＩ／ＯポートＰ２における半波長バラン７０の非常に低いコモンモード・インピーダンスは、同じ周波数における同回路の非常に低いコモンモード応答の原因となっている。

図９Ａは、本発明の第３の実施の形態に係る小型結合線路半波長バラン９０を示す。結合線路半波長バラン９０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される、ある一定の動作帯域を有する。

図９Ａの結合線路半波長バラン９０は、結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂを有する結合伝送線路部の第１ペアと、結合伝送線路部９４Ａ，９４Ｂを有する結合伝送線路部の第２ペアとを備えている。結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂの第１ペアは、結合伝送線路部９４Ａ，９４Ｂの第２ペアと実質的に同じ物理的特性を有し、また、結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂおよび結合伝送線路部９４Ａ，９４Ｂのそれぞれの電気的長さＥは、結合線路半波長バラン９０の動作帯域の中心において実質的に９０°未満である。したがって、結合伝送線路部９３Ａ，９４Ａを有する１本の伝送線路の長さと、結合伝送線路部９３Ｂ，９４Ｂを有する１本の伝送線路の長さは、それぞれ、結合線路半波長バラン９０の動作帯域の中心におけるＲＦ信号の波長の実質的に半分未満である。

結合伝送線路部９３Ａの第１端部は第１回路ノード９１Ａにおいてシャントキャパシタ９６Ａに接続され、結合伝送線路部９４Ａの第１端部はシャントキャパシタ９７Ａに接続され、結合伝送線路部９３Ａ，９４Ａの両第２端部は互いに接続されている。

結合伝送線路部９３Ｂの第１端部は第２回路ノード９２Ａにおいてシャントキャパシタ９６Ｂに接続され、結合伝送線路部９４Ｂの第１端部は第３回路ノード９２Ｂにおいてシャントキャパシタ９７Ｂに接続され、結合伝送線路部９３Ｂ，９４Ｂの両第２端部は第４回路ノード９２Ｃにおいて互いに接続されている。また、シャントキャパシタ９９も第４回路ノード９２Ｃに接続されている。シャントキャパシタ９９は、本発明におけるシャントキャパシタ素子に対応する。

図９Ａの結合線路半波長バラン９０は、更に、第１回路ノード９１Ａに接続された信号搬送端子Ｔ１を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、第２回路ノード９２Ａおよび第３回路ノード９２Ｂにそれぞれ接続された一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。

キャパシタ９６Ａ，９６Ｂ，９７Ａ，９７Ｂのキャパシタンスは、結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂ，９４Ａ，９４Ｂのそれぞれの電気的長さＥが結合線路半波長バラン９０の動作帯域の中心において９０°未満である結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂ，９４Ａ，９４Ｂの使用が許容されるように選定される。

キャパシタ９９のキャパシタンスは、差動Ｉ／ＯポートＰ２におけるコモンモード・インピーダンスが結合線路半波長バラン９０の動作帯域の中心において最小となるように選定されている。

第２回路ノード９２Ａ、第３回路ノード９２Ｂまたは第４回路ノード９２Ｃのいずれかに直流バイアスを印加することによって、図９Ａの結合線路半波長バラン９０の両信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３に直流バイアスを印加することが可能であることは明らかである。

図９Ｂは、図９Ａの結合線路半波長バラン９０の斜視図である。同図においては、結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂならびに結合伝送線路部９４Ａ，９４Ｂはエッジ結合伝送線路とされ、また、伝送線路部９３Ａ，９３Ｂ，９４Ａ，９４Ｂは多層基板内に形成されている。したがって、図９Ａの小型結合線路半波長バラン９０は、エッジ結合伝送線路または横型結合線路を用いて実現できる。なお、図９Ｂにおいて、記号ＧＮＤはグランド層を示している。

図１０Ａに、準電磁気的シミュレーションから生ずる、図９Ａの結合線路半波長バラン９０のＩ／ＯポートＰ１からＩ／ＯポートＰ２への通過応答を示す。ここでは、結合伝送線路部９３Ａ，９３Ｂ，９４Ａ，９４Ｂは、図９Ｂに示される多層基板内に形成されており、結合線路半波長バラン９０の物理的特性は表１の通りである。表１は、本実施の形態における２．４５ＧＨｚ動作用の小型結合線路半波長バラン９０の物理的特性を示している。図１０Ａから、図９Ａおよび図９Ｂの結合線路半波長バラン９０のコモンモード応答は、図９Ａの結合線路半波長バラン９０の動作帯域内では非常に小さいことが確認できる。

図１０Ｂに、キャパシタ９９が回路から取り除かれた状態、またはキャパシタ９９のキャパシタンスがゼロｐＦまで減少された状態での準電磁気的シミュレーションから生ずる、図９Ａの結合線路半波長バラン９０のＩ／ＯポートＰ１からＩ／ＯポートＰ２への通過応答を示す。図９Ａおよび図９Ｂの結合線路半波長バラン９０のコモンモード応答がキャパシタ９９の省略によって実質的に劣化していることを確認することができる。

図１１は、本発明の第４の実施の形態に係る小型結合線路バンドパスフィルタ１１０を示す。結合線路バンドパスフィルタ１１０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される、ある一定の通過帯域を有する。結合線路バンドパスフィルタ１１０は、シングルエンドＩ／ＯポートＰ１と差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。Ｉ／ＯポートＰ１は信号搬送端子Ｔ１を有し、Ｉ／ＯポートＰ２は一対の信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３を有している。結合線路バンドパスフィルタ１１０は、更に、３つの結合伝送線路１１１，１１２，１１３を備えている。結合伝送線路１１３は、２つの部分である結合伝送線路部１１３Ａ，１１３Ｂに分割されている。結合伝送線路１１１の第１端部は、第１回路ノード１１４Ａにおいてシャントキャパシタ１１６Ａおよび信号搬送端子Ｔ１に接続されている。結合伝送線路１１１の第２端部は、第２回路ノード１１４Ｂにおいてシャントキャパシタ１１８Ａに接続されている。結合伝送線路１１２の第１端部はシャントキャパシタ１１６Ｂに接続され、結合伝送線路１１２の第２端部はシャントキャパシタ１１８Ｂに接続されている。結合伝送線路部１１３Ａの第１端部は、第３回路ノード１１５Ａにおいてシャントキャパシタ１１６Ｃおよび信号搬送端子Ｔ２に接続されている。結合伝送線路部１１３Ｂの第１端部は、第４回路ノード１１５Ｂにおいてシャントキャパシタ１１８Ｃおよび信号搬送端子Ｔ３に接続されている。結合伝送線路部１１３Ａの第２端部および結合伝送線路部１１３Ｂの第２端部は、第５回路ノード１１５Ｃにおいて互いに接続されている。また、シャントキャパシタ１１７も第５回路ノード１１５Ｃに接続されている。シャントキャパシタ１１７は、本発明におけるシャントキャパシタ素子に対応する。

フィルタ１１０のキャパシタ１１６Ｃ，１１８Ｃおよび結合伝送線路部１１３Ａ，１１３Ｂから構成される部分は、第５回路ノード１１５Ｃに関して対称である。よって、キャパシタ１１６Ｃ，１１８Ｃの両キャパシタンスは実質的に等しく、また、結合伝送線路部１１３Ａ，１１３Ｂの電気的長さおよび特性インピーダンスも実質的に等しい。

図１１のフィルタ１１０は、下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される動作帯域を有する。結合伝送線路１１１，１１２，１１３のそれぞれの電気的長さは、フィルタ１１０の動作帯域の中心において実質的に１８０°（半波長）未満である。シャントキャパシタ１１６Ａ，１１６Ｂ，１１６Ｃ，１１８Ａ，１１８Ｂ，１１８Ｃには結合伝送線路１１１，１１２，１１３に負荷をかける効果がある。そして、結合伝送線路１１１とシャントキャパシタ１１６Ａ，１１８Ａとの組合せは、１８０°の電気的長さを有する結合伝送線路と電気的に等価である。また、結合伝送線路１１２とシャントキャパシタ１１６Ｂ，１１８Ｂとの組合せは、１８０°の電気的長さを有する結合伝送線路と電気的に等価である。また、結合伝送線路１１３とシャントキャパシタ１１６Ｃ，１１８Ｃとの組合せは、１８０°の電気的長さを有する結合伝送線路と電気的に等価である。

シャントキャパシタ１１７のキャパシタンスの選択は、Ｉ／ＯポートＰ２で測定される結合線路バンドパスフィルタ１１０のコモンモード・インピーダンスが結合線路バンドパスフィルタ１１０の動作帯域の中心において実質的にゼロΩとなるように行われる。したがって、キャパシタ１１６Ｃ，１１８Ｃ，１１７のキャパシタンス間の関係は式（９）で与えられる。ここで、Ｃ_116C，Ｃ_118C，Ｃ₁₁₇は、それぞれキャパシタ１１６Ｃ，１１８Ｃ，１１７のキャパシタンスである。

帰還キャパシタ１１９Ａ，１１９Ｂは、第１回路ノード１１４Ａと第３回路ノード１１５Ａとの間および第２回路ノード１１４Ｂと第４回路ノード１１５Ｂとの間にそれぞれ接続されている。帰還キャパシタ１１９Ａ，１１９Ｂのキャパシタンスの選択は、通過帯域未満の周波数における結合線路バンドパスフィルタ１１０の差動モード応答に共振極を導入するように行われる。

第３回路ノード１１５Ａ、第４回路ノード１１５Ｂまたは第５回路ノード１１５Ｃの内のいずれかひとつへの直流バイアスの印加によって、図１１の結合線路バンドパスフィルタ１１０の両信号搬送端子Ｔ２，Ｔ３に直流バイアスを印加できることは明らかである。

図１２Ａに、準電磁気的シミュレーションから生ずる、図１１の小型結合線路バンドパスフィルタ１１０のＩ／ＯポートＰ１からＩ／ＯポートＰ２への通過応答を示す。ここで、結合伝送線路１１１，１１２，１１３はエッジ結合され且つ多層基板内に形成されており、結合線路バンドパスフィルタ１１０の物理的特性は表２の通りである。表２は、本実施の形態における２．４５ＧＨｚ動作用の小型結合線路バンドパスフィルタ１１０の物理的特性を示している。図１２Ａから、図１１の結合線路バンドパスフィルタ１１０のコモンモード応答は、図１１の結合線路バンドパスフィルタ１１０の通過帯域内では極端に小さい（約−８０ｄＢ）ことが確認できる。

図１２Ｂは、図１２Ａと同じ条件下において、準電磁気的シミュレーションから生ずる、図１１の小型結合線路バンドパスフィルタ１１０のＩ／ＯポートＰ２における差動モード反射係数Ｓ_DD22およびコモンモード反射係数Ｓ_CC22を示すスミス図表である。図１２Ｂは、１８００〜３２００ＭＨｚの周波数範囲について示している。また、図１２Ｂ中の“ｒ”はインピーダンスの抵抗分を表し、“ｘ”はインピーダンスのリアクタンス分を表している。図１２Ｂから、Ｉ／ＯポートＰ２における図１１の小型結合線路バンドパスフィルタ１１０のインピーダンスのコモンモード成分は、図１１の小型結合線路バンドパスフィルタ１１０の通過帯域内では実質的にゼロΩであることが確認できる。低いコモンモード・インピーダンスの効果は、フィルタ１１０のコモンモード応答を大幅に減衰させることである。

図１３は、格子形音響共振フィルタ１３９を備えた、本発明の第５の実施の形態に係る、シングルエンド型から差動型へ変換するバンドパスフィルタ１３０を示す。バンドパスフィルタ１３０は、本発明の第１の音響共振フィルタに対応する。格子形音響共振フィルタ１３９は、本発明の第１の音響共振フィルタにおける格子形音響共振回路に対応する。バンドパスフィルタ１３０は、信号搬送端子Ｔ１’を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、一対の信号搬送端子Ｔ２’，Ｔ３’を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。

格子形音響共振フィルタ１３９は、２つの直列音響共振器１３１および２つの並列音響共振器１３２を備えている。ここで、音響共振器１３１，１３２は弾性表面波（ＳＡＷ）型またはバルク弾性波（ＢＡＷ）型であり、音響共振器１３１，１３２の特性の選定は、格子形音響共振フィルタ１３９が下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される通過帯域を有するように行われる。

図１３の差動型のバンドパスフィルタ１３０は、更に、本発明の第１、第２または第３の実施の形態に係る小型半波長バラン１３８を備えている。ここで、小型半波長バラン１３８の信号搬送端子Ｔ２は格子形音響共振回路１３９の第１入力信号搬送端子に接続され、小型半波長バラン１３８の信号搬送端子Ｔ３は格子形音響共振フィルタ１３９の第２入力信号搬送端子に接続され、更に、小型半波長バラン１３８は、格子形音響共振フィルタ１３９の通過帯域にオーバーラップする、ある一定の動作帯域を有する。

図１４は、小型半波長バラン１４８と、一対のはしご形音響共振フィルタ１４９Ａ，１４９Ｂとを備えた、本発明の第６の実施の形態に係るシングルエンド型から差動型へ変換するバンドパスフィルタ１４０を示す。バンドパスフィルタ１４０は、本発明の第２の音響共振フィルタに対応する。はしご形音響共振フィルタ１４９Ａ，１４９Ｂは、本発明の第２の音響共振フィルタにおけるはしご形音響共振回路に対応する。バンドパスフィルタ１４０は、信号搬送端子Ｔ１’を有するシングルエンドＩ／ＯポートＰ１と、一対の信号搬送端子Ｔ２’，Ｔ３’を有する差動Ｉ／ＯポートＰ２とを備えている。

はしご形音響共振フィルタ１４９Ａ，１４９Ｂは、いずれも、直列音響共振器１４１および並列音響共振器１４２を備えている。ここで、音響共振器１４１，１４２は弾性表面波（ＳＡＷ）型またはバルク弾性波（ＢＡＷ）型であり、音響共振器１４１，１４２の特性の選定は、はしご形音響共振フィルタ１４９Ａ，１４９Ｂのそれぞれが下限周波数Ｆ_Ｌと上限周波数Ｆ_Ｕとによって定義される通過帯域を有するように行われる。

図１４の差動型のバンドパスフィルタ１４０は、更に、本発明の第１、第２または第３の実施の形態に係る小型半波長バラン１４８を備えている。ここで、小型半波長バラン１４８の信号搬送端子Ｔ２は、はしご形音響共振器フィルタ１４９Ａの入力信号搬送端子に接続され、小型半波長バラン１４８の信号搬送端子Ｔ３は、はしご形音響共振器フィルタ１４９Ｂの入力信号搬送端子に接続されている。また、小型半波長バラン１４８は、はしご形音響共振器フィルタ１４９Ａ，１４９Ｂのそれぞれの通過帯域にオーバーラップする動作帯域を有する。

図９Ａに示した第３の実施の形態の回路と、図１１に示した第４の実施の形態の回路は、図７の回路に対応する形式にすることも可能であることが分かるであろう。これにより、Ｉ／ＯポートＰ２から出力されるＲＦ信号のコモンモード成分は、同信号の差動モード成分より十分小さくなり、同時に、Ｉ／ＯポートＰ２に接続された任意の負荷インピーダンスの差動モード成分は、Ｉ／ＯポートＰ１に接続されたシングルエンドインピーダンスに整合される。

従来の半波長バランを示す回路図である。従来の小型マーシャント型バランを示す回路図である。従来のＬＣバランを示す回路図である。図３のＬＣバランの２．４５ＧＨｚの通過帯域付近における通過応答を示す特性図である。図３のＬＣバランの広い周波数レンジにおける通過応答を示す特性図である。本発明の第１の実施の形態に係る小型半波長バランを示す回路図である。図５の回路の代表的な差動モード応答およびコモンモード応答を示す特性図である。図６Ａと同じ条件下での、図５の回路の広域の差動モード応答および広域のコモンモード応答を示す特性図である。図６Ａと同じ条件下での、図５の回路のＩ／ＯポートＰ２における差動モード反射係数およびＩ／ＯポートＰ２におけるコモンモード反射係数を示すスミス図表である。本発明の第２の実施の形態に係る小型半波長バランを示す回路図である。図７の回路の代表的な差動モード応答およびコモンモード応答を示す特性図である。図８Ａと同じ条件下での、図７の回路のＩ／ＯポートＰ２における差動モード反射係数およびＩ／ＯポートＰ２におけるコモンモード反射係数を示すスミス図表である。本発明の第３の形態に係る小型結合線路半波長バランを示す回路図である。図９Ａの小型結合線路半波長バランの斜視図である。図９Ａの結合線路半波長バランの代表的な差動モード応答およびコモンモード応答を示す特性図である。シャントキャパシタ素子としてのキャパシタが回路から取り除かれた点以外、図１０Ａと同じ条件下での、図９Ａの回路の代表的な差動モード応答およびコモンモード応答を示す特性図である。本発明の第４の実施の形態に係る小型結合線路バンドパスフィルタを示す回路図である。図１１の結合線路バンドパスフィルタの代表的な差動モード応答およびコモンモード応答を示す特性図である。図１１の結合線路バンドパスフィルタのＩ／ＯポートＰ２における、代表的な差動モード反射係数およびコモンモード反射係数を示すスミス図表である。本発明の第５の実施の形態に係るバンドパスフィルタを示す回路図である。本発明の第６の実施の形態に係るバンドパスフィルタを示す回路図である。

符号の説明

５０…小型半波長バラン、５３Ａ…第１回路ノード、５３Ｂ…第２回路ノード、５３Ｃ…第３回路ノード、５４Ａ，５４Ｂ…伝送線路部、５６Ａ，５６Ｂ，５７…シャントキャパシタ、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３…信号搬送端子、Ｐ１…シングルエンドＩ／Ｏポート、Ｐ２…差動Ｉ／Ｏポート。

Claims

ある一定の動作帯域を有する結合線路バンドパスフィルタであって、
電源インピーダンスに接続するための第１信号搬送端子を有するシングルエンド入出力ポートと、
負荷インピーダンスに接続するための第２および第３信号搬送端子を有する差動入出力ポートと、
第１、第２および第３結合伝送線路と、
第１ないし第６負荷シャントキャパシタと、
シャントキャパシタ素子と、
第１および第２帰還キャパシタとを備え、
前記第２結合伝送線路は、第１結合伝送線路と第３結合伝送線路の間に配置され、
前記第１、第２および第３結合伝送線路は、エッジ結合され、
前記第３結合伝送線路は、同一の長さおよび特性インピーダンスの第１結合伝送線路部および第２結合伝送線路部を有し、
前記第１ないし第３結合伝送線路の各々の長さは、前記動作帯域の中心における無線周波数信号の波長の実質的に半分未満であり、
前記第１結合伝送線路、第２結合伝送線路、第１結合伝送線路部および第２結合伝送線路部は、それぞれ第１端部と第２端部を有し、
前記第１結合伝送線路の第１端部は、第１回路ノードにおいて第１負荷シャントキャパシタおよび第１信号搬送端子に接続され、
前記第１結合伝送線路の第２端部は、第２回路ノードにおいて第２負荷シャントキャパシタに接続され、
前記第２結合伝送線路の第１端部は、第３負荷シャントキャパシタに接続され、
前記第２結合伝送線路の第２端部は、第４負荷シャントキャパシタに接続され、
前記第１結合伝送線路部の第１端部は、第３回路ノードにおいて第５負荷シャントキャパシタに接続され、
前記第２結合伝送線路部の第１端部は、第４回路ノードにおいて第６負荷シャントキャパシタに接続され、
前記第１結合伝送線路部の第２端部と前記第２結合伝送線路部の第２端部は、第５回路ノードにおいて互いに接続され、
前記シャントキャパシタ素子は、前記第５回路ノードに接続され、
前記第２信号搬送端子は、前記第１結合伝送線路部に接続され、
前記第３信号搬送端子は、前記第２結合伝送線路部に接続され、
前記第１帰還キャパシタは、前記第１回路ノードと第３回路ノードとの間に接続され、
前記第２帰還キャパシタは、前記第２回路ノードと第４回路ノードとの間に接続され、
前記シャントキャパシタ素子のキャパシタンスは、ある選択された周波数における前記差動入出力ポートのコモンモード・インピーダンスが実質的にゼロ・オームとなるように選定されることを特徴とする結合線路バンドパスフィルタ。
前記第２信号搬送端子は、第３回路ノードにおいて第１結合伝送線路部の第１端部に接続され、前記第３信号搬送端子は、第４回路ノードにおいて第２結合伝送線路部の第１端部に接続されていることを特徴とする請求項１記載の結合線路バンドパスフィルタ。
前記第２信号搬送端子は、第３回路ノードと第５回路ノードとの間にあり且つ第３回路ノードから距離ｅの位置にある、第１結合伝送線路部上の点に接続され、前記第３信号搬送端子は、第４回路ノードと第５回路ノードとの間にあり且つ第４回路ノードから距離ｅの位置にある、第２結合伝送線路部上の点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の結合線路バンドパスフィルタ。