【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＭｌＣ上に他の能動回路等と同時に形成され、例えば１ＧＨｚ以上の高周波信号を分配合成するバラン回路及びそのバラン回路を利用したバランス型周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
バラン回路は、例えば１ＧＨｚ以上の高周波信号を分配合成する電気回路として用いられる。一般に、高出力増幅器やバランス型周波数変換器（バランス型ミキサ）その他の高周波回路において、単位ユニットとなる増幅器やミキサを２つ以上使用して回路を構成し、高周波信号を各単位ユニットとなる増幅器やミキサに１８０度位相をずらして等分配または各単位ユニットから１８０度位相をずらして等合成する必要がある。そのために、高周波信号を１８０度位相をずらして分配合成する分配／合成回路を単位ユニットの入カ側または出力側に設け、高周波回路を構成している。
【０００３】
図２３は、従来のマーチャンドバランの等価回路図である。この図２３に示すマーチャンドバランは、位相を１８０度ずらして信号を合成分配するバラン回路であり、Ｒ．Ｓｃｈｗｉｎｄｔが報告しているものである（１９９４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．３８９−３９１）。
図２３において、この従来のマーチャンドバランは、１／４波長の長さを持つ第１の結合線路１の第１端子Ｂと１／４波長の長さを持つ第２の結合線路２の第１端子Ａ’とを接続し、第１の結合線路１の第１端子Ｂから見て当該第１の結合線路１のアイソレーション端子Ｃを接地すると共に、第２の結合線路２の第１端子Ａ’から見て当該第２の結合線路２のアイソレーション端子Ｄ’を接地し、第２の結合線路２の第１端子Ａ’から見て第２の結合線路２の通過端子Ｂ’を開放としたとき、第１の結合線路１の第１端子Ｂから見て通過端子Ａ（端子１）から信号を入力し、第１の結合線路１の第１端子Ｂから見て第１の結合線路１の結合端子Ｄ（端子２）及び第２の結合線路２の第１端子Ａ’から見て第２の結合線路２の結合端子Ｃ’（端子３）からそれぞれ信号を取り出すようになっている。
【０００４】
図２４は、結合線路が接続された側（Ａ〜Ｂ’）の１／２波長伝送線路上の定在波の電圧、電流波形を模式的に示したものである。電流Ｉは、１／４波長の位置である接続部Ｂ（Ａ’）で最大となり、電圧Ｖは、０となる。さらに、電圧Ｖは、接続部Ｂ（Ａ’）の前後では等振幅で逆位相となる。このとき、Ｄ端とＣ’端は、それぞれ、Ｂ端とＡ’端から見たときの結合端子となっているので、Ｂ端、Ａ’端での電圧Ｖは、等振幅で互いに逆位相となる。
【０００５】
つまり、上記構成で、端子１から入力した信号は、端子２と端子３に１８０度の位相差をもって等振幅で出力される。
図２３に示す従来のマーチャンドバランの特性は、何れも計算値であるが、図２５（出力振幅特性）、図２６（位相特性）に示すようになっている。両図において、太い実線は、従来の構成による特性（端子２、３からの出力振幅、位相差）を示し、細い実線は、理想的なバランの特性を示す。計算に用いた結合線路のパラメータは、以下に示す通りである。従来の構成のパラメータによって求めた計算結果は、測定値と良く一致している。
【０００６】
図２５、図２６から、図２３に示すマーチャンドバランは、出力信号の振幅と位相のずれが大きく、動作帯域が狭くなっていることがわかる。これは、上記パラメータの比較から理解できるように、ＧａＡｓやＳｉなどの半導体基板上にＦＥＴ等の能動素子と同時に受動回路を形成するマイクロストリップ型ＭＭｌＣやユニプレーナ型ＭＭｌＣ、また上記半導体基板上に多層に誘電体膜を形成し、誘電体膜上に回路を形成する多層化及び３次元ＭＭｌＣにおいては、マーチャンドバランを構成する結合線路の偶モードの特性インピーダンスが小さく原理的に大きくできないこと、直交モードの位相速度に差があること、さらにマーチャンドバランを構成する伝送線路の損失が導波管や同軸線路を用いて実現される高周波回路に比較して大きい（概ね０．１ｄＢ／ｍｍ以上）こと、等に起因するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このように、ＭＭＩＣ上に形成されるマーチャンドバランでは、バランを構成する結合線路の偶モードの特性インピーダンスを大きくできないことと直交モードの位相速度に差があることによって、バランの出力信号の振幅と位相のずれが大きくなり、動作帯域が狭くなるという問題があり、さらに、バランを構成する伝送線路の損失が大きいことも出力信号の振幅と位相のずれの拡大や動作帯域の帯域化を生じる原因となっていた。
【０００８】
そこで、例えば図２７、図２８に示すような、ＭＭｌＣ上に実現された改良されたマーチャンドバランが提案されている。図２７は、Ｓ．Ａ．Ｍａｓｓが提案しているものである（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ ＭＴＴ−４１，Ｎｏ１２，ｐｐ．２３３０−２３３５，Ｄｅｃ．，１９９３）。また、図２８は、Ｙ．Ｉ．Ｒｙｕが提案しているものである（１９９５ ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．１５５−１５８）。
【０００９】
これらの改良された構成では、マーチャンドバランを構成する結合線路がインタディジタル型で形成され、かつ基板厚が通常より厚い半導体基板上に形成されている。これによって、偶モードの特性インピーダンスを大きくでき、かつ両モードの位相速度を近付けることができ、図２３に示した従来の構成よりも良好な回路特性を得ることができる。
【００１０】
しかしながら、図２７、図２８の構成では、結合線路を構成する線路数が増加し、かつ基板厚が厚いために伝送線路幅が大きくなるので、回路の小型化が困難であるという問題があった。
【００１１】
本発明の目的は、ＭＭｌＣ上に形成されるマーチャンドバランにおいて、バラン回路を構成する結合線路の偶モードの特性インビータンスが大きくできない，直交モードの位相速度に差がある，損失が大きい，ことによって生じるバランの出力信号の振幅と位相のずれや挟帯域化を簡易な要素の付加によって改善し、出力信号の振幅と位相のずれが小さく、かつ広帯域化、小型化が可能なバラン回路を実現し、それを用いたバランス型周波数変換器を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路の接続部に伝送線路を挿入したことを特徴とする。この伝送線路は、半導体基板表面に接地導体と信号線路の両方を形成するコプレーナ線路により形成される。
請求項２に記載の発明は、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路の接続部に伝送線路を挿入したことを特徴とする。この伝送線路は、多層に積層された誘電体膜上に形成される。
請求項３に記載の発明は、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路の接続部と接地導体との間に容量を挿入したことを特徴とする。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路のそれぞれにおいて結合端子とアイソレーション端子を持つ方の伝送線路の一部に、結合線路を構成しない伝送線路をそれぞれ挿入したことを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路のそれぞれにおいて結合端子とアイソレーション端子を持つ方の伝送線路の一部に、イングクタをそれぞれ挿入したことを特徴とする。
【００１４】
請求項６に記載の発明は、請求項３乃至請求項５に記載のバラン回路において、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路のそれぞれをマイクロストリップ線路で形成したことを特徴とする。
請求項７に記載の発明は、請求項３乃至請求項５の何れか１項に記載のバラン回路において、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路のそれぞれをコプレーナ線路で形成したことを特徴とする。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、請求項３乃至請求項５に記載のバラン回路において、マーチャンドバランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路のそれぞれを多層に積層された誘電体膜上に形成したことを特徴とする。
請求項９に記載の発明は、バランス型周波数変換器において、１８０度信号分配回路が、請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載のバラン回路で形成されることを特徴とする。
【００１６】
マーチャンドバランでは、バランを構成する１／４波長の長さを持つ２つの結合線路の直交モードの位相速度に差がある場合には、バランの出力信号の振幅、位相のずれが生じる。一方、偶モード／奇モードの位相速度は、そのモードの単位長当たりの容量として求めることができるので、何れの形式のＭＭＩＣを採用するかによって、当該ＭＭＩＣにおける結合線路の偶モードの位相速度と奇モードの位相速度との大小関係は特定できる。
【００１７】
そこで、本発明では、結合線路の偶モードの位相速度が奇モードの位相速度よりも大きい場合には、偶モードの位相速度が小さくなるように補正する伝送線路（請求項１，２）または容量（請求項３）を付加し、逆に、結合線路の偶モードの位相速度が奇モードの位相速度よりも小さい場合には、偶モードの位相速度が大きくなるように補正する伝送線路（請求項４）またはインダクタ（請求項５）を付加する。
【００１８】
その結果、バラン回路の出力信号の振幅、位相のずれを小さくでき、位相バランスを広帯域にわたって保つことができる。また、伝送線路、容量、インダクタという簡易かつ回路規模を大きくしないで済む要素の付加によって実現できるので、小型化が可能となる。 したがって、バランス型周波数変換器において、本発明に係るバラン回路を１８０度信号分配回路として用いれば（請求項９）、周波数変換器に対し局発信号を等振幅で、逆位相に分配できるので、局発信号が高周波出力端に漏れて出力されるのを抑制できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１実施形態：参考例）
図１、図２は、本発明の基本となる実施形態のマーチャンドバランの構成を示す図である。図１は斜視図、図２は等価回路図である。この第１実施形態は、３次元ＭＭＩＣ構造のマーチャンドバランに関する。なお、両図において、端子１、２、３、Ａ〜Ｄ及びＡ’〜Ｄ’の符号は、対応した位置を示している。また、これらの符号は、従来例（図２３）で使用したものと対応している。
【００２０】
図１、図２において、半導体基板１１の上には接地導体１０が積層され、接地導体１０上には第１の誘電体膜１２が積層される。この第１の誘電体膜１２の上面には、図中左から右に向かって、第１の結合線路１の下層配線、第１の伝送線路３、第２の結合線路２の下層配線が、それぞれ形成される。第１の結合線路１及び第２の結合線路２の線路長は、それぞれ１／４波長である。
【００２１】
第１の結合線路１の下層配線は、図中左方の一端が通過端子Ａであり、他端が第１端子Ｂである。通過端子Ａは、信号入力の端子１に接続される。また、第２の結合線路２の下層配線は、図中右方の一端が通過端子Ｂ’であり、他端が第１端子Ａ’である。この第１実施形態では、第１の結合線路１の下層配線の他端（第１端子）Ｂと第２の結合線路２の下層配線の他端（第１端子）Ａ’とを、第１の伝送線路３で接続する構成としてある。この第１の伝送線路３の線路長は、任意長Ｌ_３ である。
【００２２】
このような結合線路の下層配線と第１の伝送線路３が形成された第１の誘電体膜１２上に第２の誘電体膜１３が積層される。この第３の誘電体膜１３の上面には、第１の結合線路１の上層配線、第２の結合線路２の上層配線がそれぞれ形成される。第１の結合線路１の上層配線は、図中左方の一端が接地されるアイソレーション端子Ｃであり、他端が結合端子Ｄである。この結合端子Ｄには、信号出力の端子２が接続される。また、第２の結合線路２の上層配線は、図中右方の一端が接地されるアイソレーション端子Ｄ’であり、他端が結合端子Ｃ’である。この結合端子Ｃ’には、信号出力の端子３が接続される。
【００２３】
図３は、本発明の第１、第２実施形態の基本動作の説明図である。図３（ａ）は振幅特性図（計算値）、図３（ｂ）は位相特性図( 計算値) である。
図３（ａ）（ｂ）において、実線（イ）は、マーチャンドバランを構成する第１及び第２の結合線路の直交モードの位相速度に差がない場合、実線（ロ）は、結合線路の直交モードの位相速度に差がある場合、実線（ハ）は結合線路の接続部に伝送線路を挿入した場合の特性曲線をそれぞれ示す。なお、結合線路及び挿入した伝送線路のパラメータは次の通りである。
【００２４】
実線（イ）（ロ）（ハ）において、結合線路では、偶モードの特性インピーダンスＺｅは、Ｚｅ＝１２１Ω、奇モードの特性インピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝２１Ω、線路長Ｌ_１は、Ｌ_１ ＝１．９８７ｍｍであり、伝送線路では、特性インピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝６０Ω、実効誘電率εｅｆｆは、εｅｆｆ＝３．３である。特性インピーダンスＺｅ、Ｚｏの値は、前述した従来例の場合と同様である。
【００２５】
また、実線（イ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しく、εｅ＝εｏ＝３．０４である。また、実線（ロ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅは、εｅ＝３．０４、奇モードの実効誘電率εｏは、εｏ＝４．２２である。また、実線（ハ）において、結合線路では、偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しくεｅ＝εｏ＝３．０４であり、伝送線路では、線路長Ｌ_３は、Ｌ_３＝０．２８ｍｍである。
【００２６】
図３（ａ）（ｂ）から、結合線路の位相速度に差がある場合（ロ）の振幅，位相の変化と、伝送線路を挿入した場合（ハ）の振幅，位相の変化とは、結合線路の位相速度に差がない場合（イ）を中心としてほぼ対称となっていることがわかる。従って、結合線路の偶モードの特性インピーダンスや損失は従来と同様であるが、直交モードの位相速度に差があることに基づき生ずるマーチャンドバランの位相，振幅のずれを、適宜線路長Ｌ_３ の第１の伝送線路３を挿入する、簡易な構成によって補正することができる。
【００２７】
以上のことから、この第１実施形態のバラン回路は、第１の結合線路１の下層配線の第１端子Ｂと第２の結合線路２の下層配線の第１端子Ａ’との間を任意線路長Ｌ_３ の第１の伝送線路３で接続した構成によって、従来例（図２３）と同様に、端子１から信号を入力すると、端子２及び端子３には等振幅で、位相が１８０度異なる信号が出力されるマーチャンドバランとして機能することがわかる。
【００２８】
以下、第１実施形態のバラン回路（マーチャンドバラン）の動作を図４〜図６を参照して説明する。
図４は、図１、図２に示す構成のマーチャンドバランの１／４波長の長さを持つ第１の結合線路１と第２の結合線路２を接続する第１の伝送線路３の線路長さＬ_３ を変えたときのバランの帯域との関係を示したものである（計算値）。なお、バランの動作中心周波数２０ＧＨｚ帯での例を示した。
【００２９】
ここで、バランの動作帯域は、信号合成分配回路がバランス型周波数変換器等に用いられる場合を想定し、位相差１０度以内、振幅差１ｄＢ以内という条件に加えて各端子の出力信号の３ｄＢ帯域を満たす周波数領域としている。これは、Ｓ．Ａ．Ｍａａｓがその著書Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｉｘｅｒｓ Ｓｅｃｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，ＩＮＣ．，１９９３で報告していることを参考にしたものである。挿入した第１の伝送線路３のパラメータは、特性インピーダンスＺｏが、Ｚｏ＝６０Ω、実効誘電率εｅｆｆが、εｅｆｆ＝３．３である。
【００３０】
図４において、従来例（図２３）での比帯域は、○印の狭い範囲であるが、結合線路を接続する伝送線路を導入する請求項１に係る本発明の構成では、枠で囲って示すように、バランの比帯域を１．８倍以上に拡大することができる。
図５は、挿入した伝送線路の線路長Ｌ_３を一定値（Ｌ_３＝０．３ｍｍ）とした場合の位相差及び振幅差の周波数特性図である。なお、位相速度は、偶モードの位相速度＞奇モードの位相速度の関係である。
【００３１】
図５において、太い実線が、線路長Ｌ_３（Ｌ_３＝０．３ｍｍ）の伝送線路のある第１実施形態のバランの特性であり、細い実線が伝送線路のない従来構成のバランの特性である。図５に示すように、結合線路を接続する伝送線路を挿入することによってバランの出力信号の振幅及び位相のずれが小さくなっていることがわかる。
【００３２】
つまり、図１、図２に示すように、１／４波長の２つの結合線路間に伝送線路を挿入する簡易な構成によって、バランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、動作帯域を拡大することができる。
図６は、マーチャンドバランを構成する結合線路の線路長（Ｌ_１）を変えたときのバランの動作帯域を示したものである（計算値）。図６において、縦軸は２０ＧＨｚでの結合線路の１／４波長の長さ（Ｌ_１０＝１．９８７ｍｍ）で規格化した結合線路の線路長（Ｌ_１／Ｌ_１０）である。横軸は周波数（ＧＨｚ）である。また、○印と直線で結ばれた周波数範囲は、バランの動作帯域を示し、途中の●印は結合線路の中心周波数（Ｃｅｎｔｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆ ｃｏｕｐｌｅｒ）を示している。
【００３３】
図６に示すように、動作周波数の上限は、結合線路の中心周波数の上昇とともに高くなるが、動作周波数の下限については微増するのみである。つまり、結合線路の中心周波数を高く（線路長を短く）しても、バランの動作周波数の下限をほとんど変えずに上限のみを高くすることができるので、広帯域化が容易に実現でき、また結合線路長を短くできるので、回路の小型化が容易に実現できる。
【００３４】
この第１実施形態では、半導体基板上に接地導体を形成し、その上に誘電体膜を２層形成し、その膜上に回路を形成する多層／３次元ＭＭｌＣの構造について示したが、半導体基板裏面に接地導体を形成するマイクロストリップ型ＭＭｌＣの構成でも同様の効果が得られる。また、結合線路や伝送線路は一層の小型化のためメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様の効果が得られる。
【００３５】
（第２実施形態）
図７は、本発明の請求項１に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す斜視図である。等価回路は、図２である。この第２実施形態は、コプレーナ線路で構成したマーチャンドバランに関する。なお、図７において、端子１、２、３、Ａ〜Ｄ及びＡ’〜Ｄ’の符号は、図２の対応した位置を示している。また、これらの符号は、従来例（図２３）で使用したものと対応している。
【００３６】
図７に示すように、半導体基板１１の上面には、第１の結合線路１の２つの伝送線路及び第２の結合線路２の２つの伝送線路が、それぞれ並列に配置され、それぞれの２つの伝送線路の一方が、若干幅広の第１の伝送線路３で接続される。また、半導体基板１１の上面には、接地導体１０が形成されている。
したがって、第１実施形態と同様にバランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、帯域を拡大することができる。また、結合線路長を所望の中心周波数よりも高い周波数帯の１／４波長としても、バランの周波数帯域の劣化はないので、結合線路長を短くできる分回路の小型化が実現できる。
【００３７】
この第２実施形態では、結合線路や伝送線路は直線状に形成してあるが、一層の小型化のためメアンダ状やスバイラル状に折り曲げて形成しても同様である。
（第３実施形態）
図８、図９は、本発明の請求項３、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す図である。図８は斜視図、図９は等価回路図である。この第３実施形態は、３次元ＭＭＩＣ構造のマーチャンドバランに関する。なお、両図において、端子１、２、３、Ａ〜Ｄ及びＢ’〜Ｄ’の符号は、対応した位置を示している。また、これらの符号は、従来例（図２３）で使用したものと対応している。但し、図８の符号Ｂは、従来例での符号ＢとＡ’に対応している。
【００３８】
図８、図９において、半導体基板１１上には接地導体１０が積層されるとともに、接地導体１０の一部を削除して露出した半導体基板１１上に第１の容量４が形成される。この第１の容量４の一端は、接地導体１０に接続されている。この接地導体１０上に第ｌの誘電体膜１２が積層される。この第１の誘電体膜１２の上面には、第１の結合線路１の下層配線と、第２の結合線路２の下層配線とがそれぞれ形成される。第１の結合線路１及び第２の結合線路の線路長は、それぞれ１／４波長である。
【００３９】
第１の結合線路１の下層配線は、図中左方の一端が通過端子Ａであり、他端が第１端子Ｂである。通過端子Ａは、信号入力の端子１に接続される。また、第２の結合線路２の下層配線は、図中右方の一端が通過端子Ｂ’であり、他端が第１端子Ｂである。第１の結合線路１の下層配線の他端（第１端子）と第２の結合線路２の下層配線の他端（第１端子）との接続部Ｂは、スルーホール１４を介して第１の容量４の他端に接続される。
【００４０】
つまり、この第３実施形態では、第１の結合線路１の下層配線の他端（第１端子）と第２の結合線路２の下層配線の他端（第１端子）との接続部Ｂを第１の容量４を介して接地する構成としてある。
このような結合線路の下層配線が形成された第ｌの誘電体膜１２上に第２の誘電体膜１３が積層される。この誘電体膜１３の上面には、第１の結合線路１の上層配線及び第２の結合線路２の上層配線がそれぞれ形成される。第１の結合線路１の上層配線は、一端が接地されるアイソレーション端子Ｃであり、他端が結合端子Ｄである。結合端子Ｄには、信号出力の端子２が接続される。また、第２の結合線路２の上層配線は、一端が接地されるアイソレーション端子Ｄ’であり、他端が結合端子Ｃ’である。結合端子Ｃ’には、信号出力の端子３が接続される。
【００４１】
図１０は、請求項２に記載の発明（結合線路と接地導体との間に容量を形成したバラン回路）に対応する第３、第４実施形態の基本動作の説明図である。図１０（ａ）は振幅特性図（計算値）、図１０（ｂ）は位相特性図（計算値）である。
図１０（ａ）（ｂ）において、実線（イ）は、マーチャンドバランを構成する第１及び第２の結合線路の直交モードの位相速度に差がない場合、実線（ロ）は、結合線路の直交モードの位相速度に差がある場合、実線（ハ）は結合線路の接続部と接地導体との間に容量を形成した場合の特性曲線を示す。なお、結合線路及び形成した容量のパラメータは次の通りである。
【００４２】
実線（イ）（ロ）（ハ）において、結合線路では、偶モードの特性インピーダンスＺｅは、Ｚｅ＝１２１Ω、奇モードの特性インピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝２１Ω、線路長Ｌ_１は、Ｌ_１ ＝１．９８７ｍｍである。これらは、第１実施形態の場合と同様である。
また、実線（イ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しくεｅ＝εｏ＝３．０４である。また、実線（ロ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅは、εｅ＝３．０４、奇モードの実効誘電率εｏは、εｏ＝４．２２である。また、実線（ハ）において、結合線路では、偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しくεｅ＝εｏ＝３．０４であり、形成した容量の値Ｃは、Ｃ＝０．０３ｐＦである。
【００４３】
図１０（ａ）（ｂ）から、結合線路の位相速度に差がある場合（ロ）の振幅，位相の変化と、容量を形成した場合（ハ）の振幅，位相の変化は、結合線路の位相速度に差がない場合（イ）を中心としてほぼ対称となっていることがわかる。従って、結合線路の偶モードの特性インピーダンスや損失は従来と同様であるが、直交モードの位相速度に差があることに基づき生ずるマーチャンドバランの位相，振幅のずれを、結合線路の接続部と接地導体との間に容量を形成する、簡易な構成によって補正することができる。
【００４４】
以上のことから、この第３実施形態のバラン回路は、第１の結合線路１の下層配線の第１端子と第２の結合線路２の下層配線の第１端子との接続部Ｂを第１の容量４を介して接地した構成によって、第１実施形態と同様に、端子１から信号を入力すると、端子２及び端子３には等振幅で、位相が１８０度異なる信号が出力されるマーチャンドバランとして機能することがわかる。
【００４５】
以下、第３実施形態のバラン回路（マーチャンドバラン）の動作を図１１、図１２を参照して説明する。
図１１は、図８、図９に示す構成のマーチャンドバランの容量Ｃ（ｐＦ）を変えたときのバランの帯域との関係を示したものである（計算値）。なお、バランの動作中心周波数は、２０ＧＨｚである。
【００４６】
図１１において、従来例（図２３）での比帯域は、○印の狭い範囲であるが、結合線路の接続部を容量を介して接地する請求項２に係る本発明の構成では、枠で囲って示すように、バランの比帯域を１．８倍以上に拡大することができる。図１２は、挿入した容量値Ｃを一定値（Ｃ＝０．０３ｐＦ）とした場合の位相差及び振幅差の周波数特性図である。位相速度は、偶モードの位相速度＞奇モードの位相速度の関係にある。太い実線が、容量を備える第３実施形態のバランの特性であり、細い実線が容量のない従来構成のバランの特性である。図１２に示すように、容量を挿入することによってバランのバランス特性を改善できることがわかる。
【００４７】
つまり、図８、図９に示すように、１／４波長の２つの結合線路の接続部と接地導体との間に容量を挿入する簡易な構成によって、バランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、動作帯域を拡大することができる。
また、結合線路長を１／４波長よりも短い値（バランの中心周波数を所望の値よりも高く設定）としても、バランの周波数帯域が狭くなったり、出力信号の振幅及び位相のずれが大きくなることはないので、結合線路長を短くできる分回路の小型化が実現できる。
【００４８】
この第３実施形態では、半導体基板上に接地導体を形成し、その上に誘電体膜を２層形成し、その膜上に回路を形成する多層／３次元ＭＭｌＣの構造について示したが、半導体基板裏面に接地導体を形成するマイクロストリップ型ＭＭｌＣの構成でも同様の効果が得られる。また、結合線路は一層の小型化のためにメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様の効果が得られる。
【００４９】
（第４実施形態）
図１３は、本発明の請求項３、７に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す斜視図である。等価回路は、図９である。この第４実施形態はコプレーナ線路で構成したマーチャンドバランに関する。なお、図１１において端子１、２、３、Ａ〜Ｄ及びＢ’〜Ｄ’の符号は、図９の対応した位置を示している。
【００５０】
図１３に示すように、半導体基板１１の上面には、第１の結合線路１の２つの伝送線路及び第２の結合線路２の２つの伝送線路が、それぞれ並列に配置され、また第１の容量４、接地導体１０がそれぞれ形成され、２つの結合線路それぞれの２つの伝送線路の一方の伝送線路の接続部Ｂが、第１の容量４を介して接地導体１０に接続される。
【００５１】
したがって、第３実施形態と同様にバランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、帯域を拡大することができる。また、結合線路長を１／４波長よりも短い値（バランの中心周波数を所望の値よりも高く設定）としても、バランの周波数帯域やバランス特性の劣化はないので、結合線路長を短くできる分回路の小型化が実現できる。
【００５２】
この第４実施形態では、結合線路は直線状に形成してあるが、一層の小型化のためにメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様である。
（第５実施形態）
図１４、図１５は、本発明の請求項４、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す図である。図１４は斜視図、図１５は等価回路図である。この第５実施形態は、３次元ＭＭＩＣ構造のマーチャンドバランに関する。なお、両図において、端子１、２、３、Ａ〜Ｇ及びＢ’〜Ｇ’の符号は対応した位置を示している。
【００５３】
図１４、図１５において、半導体基板１１上には接地導体１０が積層され、接地導体１０上には第１の誘電体膜１２が積層される。この誘電体膜１２の上面には、図中左から右に向かって、第１の結合線路３１の下層配線、第３の結合線路３３の下層配線、第２の結合線路３２の下層配線、第４の結合線路３４の下層配線が、それぞれ形成される。そして、端子１が第１の結合線路３１の下層配線の通過端子Ａに接続される。
【００５４】
符号Ｂは、第１の結合線路３１の下層配線と第３の結合線路３３の下層配線との接続部を示し、符号Ｂ’は、第２の結合線路３２の下層配線と第４の結合線路３４の下層配線との接続部を示す。また、符号Ｆは、第３の結合線路３３の下層配線と第２の結合線路３２の下層配線との接続部を示す。
ここに、第１の結合線路３１の線路長Ｌ_１１と第３の結合線路３３の線路長Ｌ_１２とを加えた線路長（Ｌ_１１＋Ｌ_１２）、及び、第２の結合線路３２の線路長Ｌ_２１と第４の結合線路３４の線路長Ｌ_２２とを加えた線路長（Ｌ_２１＋Ｌ_２２）は、それぞれ、１／４波長である。つまり、接続部Ｆは、図２０における接続部Ｂ、Ａ’に対応している。
【００５５】
このような結合線路の下層配線が形成された誘電体膜１２上に第２の誘電体膜１３が積層される。この第２の誘電体膜１３の上面には、図中左から右に向かって、第１の結合線路３１の上層配線、線路長Ｌ_３１の第１の伝送線路３５、第３の結合線路３３の上層配線、第２の結合線路３２の上層配線、線路長Ｌ_３１の第２の伝送線路３６、第４の結合線路３４の上層配線が、それぞれ形成される。そして、第３の結合線路３３の上層配線の結合端子Ｇは、端子２に接続され、第２の結合線路３２の上層配線の結合端子Ｃ’は、端子３に接続される。また第１の結合線路３１の上層配線のアイソレーション端子Ｃ及び第４の結合線路３４の上層配線のアイソレーション端子Ｇ’は、それぞれ接地される。
【００５６】
符号Ｄは、第１の結合線路３１の上層配線と第１の伝送線路３５との接続部を示し、符号Ｅは、第３の結合線路３３の上層配線と第１の伝送線路３５との接続部を示す。また、符号Ｄ’は、第２の結合線路３２の上層配線と第２の伝送線路３６との接続部を示し、符号Ｅ’は、第４の結合線路３４の上層配線と第２の伝送線路３６との接続部を示す。
【００５７】
要するに、この第５実施形態のバラン回路は、結合線路の結合端子（Ｇ、Ｃ’）とアイソレーション端子（Ｃ、Ｇ’）のある方の伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路（第１の伝送線路３５、第２の伝送線路３５）を挿入したものである。
図１６は、請求項３に記載の発明（結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある方の伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路を挿入したバラン回路）に対応する第５、第６実施形態の基本動作の説明図である。図１６（ａ）は振幅特性図（計算値）、図１６（ｂ）は位相特性図（計算値）である。
【００５８】
図１６（ａ）（ｂ）において、実線（イ）は、マーチャンドバランを構成する第１〜第４の結合線路の直交モードの位相速度に差がない場合、実線（ロ）は、結合線路の直交モードの位相速度に差がある場合、実線（ハ）は結合線路の接続部に伝送線路を挿入した場合の特性曲線を示す。なお、結合線路のパラメータは次の通りである。
【００５９】
実線（イ）（ロ）（ハ）において結合線路の偶モードの特性インピーダンスＺｅは、Ｚｅ＝１２１Ω、奇モードの特性インピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝２１Ω、線路長Ｌ_１ は、Ｌ_１ ＝１．９８７ｍｍである。また、実線（イ）において結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しくεｅ＝εｏ＝３．０４である。
【００６０】
また、実線（ロ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅは、εｅ＝４．２２、奇モードの実効誘電率εｏは、εｏ＝３．０４である。また、実線（ハ）において結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しく、εｅ＝εｏ＝３．０４であり、挿入する伝送線路の線路長Ｌ_３１は、Ｌ_３１＝０．３３ｍｍである。
【００６１】
図１６（ａ）（ｂ）から、結合線路の位相速度に差がある場合（ロ）の振幅，位相の変化と、伝送線路を挿入した場合（ハ）の振幅，位相の変化は、結合線路の位相速度に差がない場合（イ）を中心としてほぼ対称となっていることがわかる。従って、結合線路の偶モードの特性インピーダンスや損失は従来と同様であるが、直交モードの位相速度に差があることに基づき生ずるマーチャンドバランの位相，振幅のずれを、結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある方の伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路を挿入する、簡易な構成によって補正することができる。
【００６２】
以上のことから、この第５実施形態のバラン回路は、結合線路の結合端子（Ｇ、Ｃ’）とアイソレーション端子（Ｃ、Ｇ’）のある伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路を挿入した構成によって、第１実施形態と同様に、端子１から信号を入カすると、端子２及び端子３には同振幅で、位相が１８０度異なる信号が出力されるマーチャンドバランとして機能することがわかる。
【００６３】
以下、第５実施形態のバラン回路（マーチャンドバラン）の動作を図１７を参照して説明する。
図１７は、挿入した伝送線路の線路長Ｌ_３１をＬ_３１＝０．３３ｍｍ、結合線路の線路長を０．７５×（ｌ／４波長）としたときの位相差及び振幅差の周波数特性を示している。太い実線が、第５実施形態のバランの特性であり、細い実線が、従来の構成のバランの特性である。
【００６４】
位相速度は、偶モードの位相速度＜奇モードの位相速度の関係であるが、図１７に示すように、バランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくすることができる。また、結合線路長が短くなる分回路も小型化できる。
従って、この第５実施形態の構成において、結合線路の結合端子とアイソレーション端子を持つ方の伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路を挿入することによってバランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、かつ帯域を拡大することができる。
【００６５】
また、結合線路の線路長を１／４波長よりも短い値（バランの中心周波数を所望の値よりも高く設定）とすることによってバラン回路の一層の小型化が実現できる。
この第５実施形態では、半導体基板上に接地導体を形成し、その上に誘電体膜を２層形成し、その膜上にバラン回路を形成する多層／３次元ＭＭＩＣの構造について示したが、半導体基板裏面に接地導体を形成するマイクロストリップ型ＭＭｌＣの構成でも同様の効果がある。また、結合線路は一層の小型化のためにメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様の効果がある。
【００６６】
（第６実施形態）
図１８は、本発明の請求項４、７に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す図である。図１８は、斜視図である。等価回路は、図１５である。この第６実施形態は、コプレーナ線路で構成したマーチャンドバランに関する。なお、図１８において端子１、２、３、Ａ〜Ｇ及びＢ’〜Ｇ’の符号は、図１５の対応した位置を示している。
【００６７】
図１８に示すように、半導体基板１１の上面には、第１の結合線路３１の２つの伝送線路、第３の結合線路３３の２つの伝送線路、第２の結合線路３２の２つの伝送線路、第４の結合線路３４の２つの伝送線路が、それぞれ並列に配置されると共に、第１の結合線路３１の２つの伝送線路の一方の伝送線路と、第３の結合線路３３の２つの伝送線路の一方の伝送線路との間に第１の伝送線路３５が、また第２の結合線路３２の２つの伝送線路の一方の伝送線路と、第４の結合線路３４の２つの伝送線路の一方の伝送線路との間に第２の伝送線路３６が、それぞれエアブリッジ３９によって形成され、接地導体１０も形成されている。
【００６８】
したがって、第５実施形態と同様にバランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、帯域を拡大することができる。また、同様に、結合線路の線路長を１／４波長よりも短い値（バランの中心周波数を所望の値よりも高く設定）とすることによってバラン回路の一層の小型化が実現できる。
この第６実施形態では、結合線路や伝送線路は直線状に形成してあるが、一層の小型化のためメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様である。
【００６９】
（第７実施形態）
図１９は、本発明の請求項５、６、７、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの構成を示す等価回路図である。この第７実施形態のマーチャンドバランは、第５実施形態及び第６実施形態の等価回路（図１５）において、第１の伝送線路３５に変えて第１のインダクタ４０を挿入し、第２の伝送線路３６に変えて第２のインダク４１を挿入したものである。その他は、図１５と同様である。
【００７０】
図２０は、請求項４に記載の発明（結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある方の伝送線路の一部にインダクタを挿入したバラン回路）対応する第７実施形態の基本動作の説明図である。図２０（ａ）は振幅特性図（計算値）、図２０（ｂ）は位相特性図（計算値）である。
図２０（ａ）（ｂ）において、実線（イ）は、マーチャンドバランを構成する第１〜第４の結合線路の直交モードの位相速度に差がない場合、実線（ロ）は、結合線路の直交モードの位相速度に差がある場合、実線（ハ）は結合線路の接続部に伝送線路を挿入した場合の特性曲線を示す。なお、結合線路のパラメータは次の通りである。
【００７１】
実線（イ）（ロ）（ハ）において、結合線路の偶モードの特性インピーダンスＺｅは、Ｚｅ＝１２１Ω、奇モードの特性インピーダンスＺｏは、Ｚｏ＝２１Ω、線路長Ｌ_１は、Ｌ_１ ＝１．９８７ｍｍである。
【００７２】
また、実線（イ）において結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しく、εｅ＝εｏ＝３．０４である。また、実線（ロ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅは、εｅ＝４．２２、奇モードの実効誘電率εｏは、εｏ＝３．０４である。また、実線（ハ）において、結合線路の偶モードの実効誘電率εｅ、奇モードの実効誘電率εｏは、それぞれ等しく、εｅ＝εｏ＝３．０４であり、挿入するインダクタのインダクタンス値ＬはＬ＝０．１１ｎＨである。
【００７３】
図２０（ａ）（ｂ）から、結合線路の位相速度に差がある場合（ロ）の振幅，位相の変化と、インダクタを挿入した場合（ハ）の振幅，位相の変化は、結合線路の位相速度に差がない場合（イ）を中心としてほぼ対称となっていることがわかる。従って、接合線路の偶モードの特性インピーダンスや損失は従来と同様であるが、直交モードの位相速度に差があることに基づき生ずるマーチャンドバランの位相，振幅のずれを、結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある方の伝送線路の一部にインダクタを挿入する、簡易な構成によって補正することができる。
【００７４】
以上のことから、この第７実施形態のバラン回路は、結合線路の結合端子（Ｇ、Ｃ’）とアイソレーション端子（Ｃ、Ｇ’）のある方の伝送線路の一部にインダクタを挿入した構成によって、第１実施形態と同様に、端子１から信号を入力すると、端子２及び端子３には同振幅で、位相が１８０度異なる信号が出力されるマーチャンドバランとして機能することがわかる。
【００７５】
以下、第７実施形態のバラン回路（マーチャンドバラン）の動作を図２１を参照して説明する。図２１は、挿入したインダクタ（４０、４１）の値Ｌ_４０をＬ_４０＝０．１１ｎＨ、結合線路の線路長を０．７５×（１／４波長）としたときの位相差及び振幅差を示している。太い実線が、この第７実施形態の構成のときのバランの特性であり、細い実線が、従来の構成のバランの特性である。
【００７６】
図２１は、位相速度が、偶モードの位相速度＜奇モードの位相速度の関係にある場合のものであるが、バランの出力信号の振幅及び位相のずれが小さくなることがわかる。また、図２１は、結合線路の線路長を１／４波長よりも短くした場合を示している。
したがって、結合線路の結合端子とアイソレーション端子を持つ方の伝送線路の一部にインダクタを挿入する構成のバラン回路とすることによって、バランの出力信号の振幅及び位相のずれを小さくし、かつ帯域を拡大することができる。
【００７７】
さらに、結合線路の線路長をｌ／４波長よりも短い値（バランの中心周技数を所望の値よりも高く設定）とすることによってバラン回路の一層の小型化が実現できる。
この第７実施形態では、等価回路のみを示したが、前述の３次元ＭＭｌＣやマイクロストリップ型ＭＭｌＣの構成、さらにはコプレーナ線路で構成しても同様の効果がある。また、結合線路は一層の小型化のためにメアンダ状やスパイラル状に折り曲げて形成しても同様の効果がある。
【００７８】
（第８実施形態）
図２２は、本発明の請求項９に対応する実施形態のバランス型周波数変換器の構成図である。即ち、この第８実施形態は、以上説明した７つの実施形態の何れか１つのマーチャンドバランを用いたバランス型周波数変換器に関する。
図２２において、このバランス型周波数変換器は、本発明の７つの実施形態の何れか１つのマーチャンドバラン２０、２個の周波数変換器２１、ウイルキンソンディバイダ２２を備える。マーチャンドバラン２０は、ＬＯ入力端子に印加されるＬＯ信号（局発信号）を２個の周波数変換器２１の一方の入力端に互いに逆位相の関係で分配する。２個の周波数変換器２１は、他方のＩＦ入力端子に印加されるＩＦ信号（中間周波帯信号）をマーチャンドバラン２０からのＬＯ信号に従って周波数変換し、ウイルキンソンディバイダ２２に出力する。ウイルキンソンディバイダ２２は、２個の周波数変換器２１の出力を同位相で合成し、ＲＦ出カ端子にＲＦ信号（高周波帯信号）を出力する。
【００７９】
この第８実施形態のバランス型周波数変換器は、以上の構成によって、ＬＯ入力端子に印加されるＬＯ信号が２つの周波数変換器に等振幅の逆位相で与えられるので、ＬＯ信号がＲＦ出力端子に漏れて出力されるのが抑圧される。即ち、上記構成のバランス型周波数変換器は、３次元ＭＭｌＣ構造やマイクロストリップ型ＭＭｌＣ、コプレーナ型ＭＭｌＣで実現できるが、本発明の実施形態に係るマーチャンドバランを用いることによって、ＬＯ信号の漏れを大幅に抑圧することができ、かつ回路を小型化、広帯域化することができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のバラン回路は、ＧａＡｓやＳｉなどの半導体基板上に実現されるマーチャンドバランにおいて、結合線路の接続部に伝送線路を挿入する、接続部と接地導体との間に容量を挿入する、さらに結合線路の結合端子とアイソレーション端子を持つ方の伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路やインダクタを挿入する構成であるので、偶モードの特性インピーダンスや損失は、従来と同様であるが、出力信号の振幅差及び位相差を小さくできる。
【００８１】
また、挿入する伝送線路や容量によって、バランの出力端子間の位相差を補正することができるので、位相バランスを広帯域にわたって保つことができる。さらに、従来の改良されたマーチャンドバランのように、結合線路のインタディジタル化やＭＭＩＣ基板の厚さを増加させることが不要となるので、小型化が可能である。
したがって、本発明に係るバラン回路を１８０度信号分配回路として用いるバランス型周波数変換器では、局発信号が高周波出力端に漏れ出すのを抑圧できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本となる実施形態のマーチャンドバランの回路構成図（斜視図）である。
【図２】本発明の基本となる実施形態のマーチャンドバランの等価回路図である。
【図３】結合線路を伝送線路を用いて接続した場合の基本動作の説明図である。（ａ）は振幅特性図（計算値）、（ｂ）位相特性図（計算値）である。
【図４】第１の伝送線路の線路長と比帯域との関係図である。
【図５】第１の伝送線路の線路長を一定値とした場合の振幅差・位相差の周波数特性図である。
【図６】マーチャンドバランを構成する結合線路の線路長に対する動作帯域の関係図（計算値）である。
【図７】本発明の請求項１に対応する実施形態のマーチャンドバラン（コプレーナ線路型）の構成を示す斜視図である。
【図８】本発明の請求項３、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの回路構成図（斜視図）である。
【図９】本発明の請求項３、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの等価回路図である。
【図１０】結合線路の接続部と接地導体の間に容量を形成した場合の基本動作の説明図である。（ａ）は振幅特性図（計算値）、（ｂ）位相特性図（計算値）である。
【図１１】容量値と比帯域との関係図である。
【図１２】容量値を一定値とした場合の振幅・位相の周波数特性図である。
【図１３】本発明の請求項３、７に対応する実施形態のマーチャンドバラン（コプレーナ線路型）の回路構成図（斜視図）である。
【図１４】本発明の請求項４、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの回路構成図（斜視図）である。
【図１５】本発明の請求項４、６、８に対応する実施形態のマーチャンドバランの等価回路図である。
【図１６】結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある伝送線路の一部に結合線路を構成しない伝送線路を挿入した場合の基本動作の説明図である。（ａ）は振幅特性図（計算値）、（ｂ）は位相特性図（計算値）である。
【図１７】挿入した伝送線路及び結合線路の線路長を一定とした場合の振幅差・位相差の周波数特性図である。
【図１８】本発明の請求項４、７に対応する実施形態のマーチャンドバラン（コプレーナ線路型）の構成を示す斜視図である。
【図１９】本発明の請求項５、６、７、８に対応する第７実施形態のマーチャンドバランの構成を示す等価回路図である。
【図２０】結合線路の結合端子とアイソレーション端子のある伝送線路の一部にインダクタを挿入した場合の基本動作の説明図である。（ａ）は振幅特性図（計算値）、（ｂ）位相特性図（計算値）である。
【図２１】挿入したインダクタ及び結合線路の線路長を一定とした場合の振幅差・位相差の周波数特性図である。
【図２２】本発明の請求項９に対応する実施形態のバランス型周波数変換器の構成図である。
【図２３】従来のマーチャンドバランの等価回路図である。
【図２４】従来のマーチャンドバランの１／２波長線路上の定在波の電圧・電流波形の模式図である。
【図２５】従来のマーチャンドバランの振幅特性図である。
【図２６】従来のマーチャンドバランの位相特性図である。
【図２７】改良されたマーチヤンドバランの等価回路図である。
【図２８】改良されたマーチャンドバランの等価回路図である。
【符号の説明】
１ 第１の結合線路
２ 第２の結合線路
３ 第１の伝送線路
４ 第１の容量
５ 第１の結合線路
６ 第２の結合線路
７ 第１の結合線路
８ 第２の結合線路
１０ 接地導体
１１ 半導体基板
１２ 第１の誘電体膜
１３ 第２の誘電体膜
１４ スルーホール
２０ マーチャンドバラン
２１ 周波数変換器
２２ ウイルキンソンディバイダ
３１ 第１の結合線路
３２ 第２の結合線路
３３ 第３の結合線路
３４ 第４の結合線路
３５ 第１の伝送線路
３６ 第２の伝送線路
３９ エアブリッジ
４０ 第１のインダクタ
４１ 第２のインダクタ