JP4949514B2 - 波長多重光信号測定装置及びその方法 - Google Patents

Description

本発明は、波長多重された光信号の波長毎の信号波形を測定する測定装置及びその方法に関する。

従来、波長多重された光信号の振幅を測定するには、被測定光信号を波長分離装置によって個々の波長の光信号に分離し、その後に測定装置によって個々の波長の信号波形から振幅を測定する手法が一般的である。波長分離装置としては、多層膜光フィルタや特許文献１に記載されるような回折格子を用いることができる。しかしながら、高密度波長多重光通信のように、波長間隔が高密度に配置されるような場合には、正確に波長分離を行うためにはこれらの素子の物理的配置や温度などを極めて精密に制御する必要がある。

特許第３０５３２９４号 特許第３８０８８２０号

なお、下記非特許文献は、本願の基礎となる出願（特願２００８−１４３４８０）の後の文献であるが、本発明に関連する技術が記載されている。
岡本 圭司、伊藤 文彦 著、"Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ ＷＤＭ ｓｉｇｎａｌ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｒｅａｌｉｚｅｄ ｂｙ ｕｌｔｒａｆａｓｔ ｆｉｅｌｄ ｓａｍｐｌｉｎｇ" Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ， Ｖｏｌ．１７， Ｉｓｓｕｅ ８， ｐｐ．６６９６−６７０２、２００９年４月１３日発行。 Ｔｈｅ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ ｏｆ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｏｃｉｅｔｉｅｓ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｏｆ Ｅｕｒｏｐｅ （ＥＵＲＥＬ）が２００８年９月２１日〜２５日にベルギーのブリュッセルで開催したＥＣＯＣ２００８での発表用資料：岡本 圭司、伊藤 文彦 著、"Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ ＷＤＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｒｅａｌｉｚｅｄ ｂｙ Ｕｌｔｒａｆａｓｔ Ｆｉｅｌｄ Ｓａｍｐｌｉｎｇ" ２００８年９月１６日〜１９日に開催された２００８年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会発表論文：岡本 圭司、伊藤 文彦 著、「超高速電界サンプリング法を用いたＷＤＭ信号一括受信」

以上述べたように、従来の波長多重された光信号の波長毎の信号振幅を測定するには、被測定光信号を波長毎に分離して個々の波長の光信号を取り出し、それぞれの信号波形を測定するため、波長間隔が高密度に配置される光信号の場合には、高精度な波長分離装置を必要とし、さらに波長分離装置内の素子を精密に制御する必要があり、コストの面及び管理の面で問題があった。

本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、波長分離を行うことなく波長多重光信号の波長毎の信号振幅を測定することができ、波長間隔が高密度に配置される光信号にも対応可能な波長多重光信号測定装置及びその方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る波長多重光信号測定装置は、以下のように構成される。
（１）波長多重光信号の全電界振幅を測定する連続時系列電界サンプリング部と、前記連続時系列電界サンプリング部の測定結果をフーリエ解析して個々の波長の信号成分の電界振幅を算出する時系列電界解析部とを具備し、前記連続時系列電界サンプリング部は、前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを時間ＴごとにＭ回測定し（但し、前記波長多重光信号の全帯域をΔｆ_{ｔｏｔａｌ}としたとき、時間Ｔを１／Δｆ_{ｔｏｔａｌ}よりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）が隣接波長チャネルの周波数間隔Δｆよりも小さくなるように設定する）、前記時系列電界解析部は、前記連続時系列電界サンプリング部で求められた全電界振幅Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）の級数のフーリエ変換を求めることにより個々の波長の信号の振幅を算出する構成とする。

（２）（１）の構成において、前記連続時系列電界サンプリング部は、スペクトル広がりが前記波長多重光信号の全帯域Δｆ_{ｔｏｔａｌ}より大で、かつスペクトルの中心が前記波長多重光信号光全体の中心波長にほぼ一致するサンプリングパルス光を発生する光発生手段と、前記サンプリングパルス光と前記波長多重光信号光をそれぞれＭ分岐する分岐手段と、前記Ｍ分岐後のサンプリングパルス光の経路または波長多重光信号光のどちらか一方の経路において前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を与える遅延手段と、前記分岐及び遅延後に、分岐出力毎に上記サンプリングパルス光ならびに波長多重光信号光を合波して位相が９０度離れた信号光を得るＭ個の光９０度ハイブリッドと、前記Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出射光を受光してそれぞれ直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）を得るＭ個のバランス型受光器と、前記Ｍ個のバランス型受光器それぞれの出力電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍの任意の時刻の値を測定し、前記波長多重光信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを、Ｊ_ｍ＝Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍにより求める演算部とを備える構成とする。

（３）（２）の構成において、前記連続時系列電界サンプリング部は、前記遅延手段による遅延量に誤差が存在する場合に、予め一定の振幅の単一の波長を観測することによって得られた電界振幅を
Ｊ_ｍ ^（０）（０≦ｍ≦Ｍ−１）
とし、波長多重光信号の全電界振幅を
Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）
としたときに、
Ｋ_ｍ ≡Ｊ_ｍ Ｊ_ｍ ^（０）＊（但し、＊は位相共役を示す）
を波長多重光信号の全電界振幅とみなす構成とする。

（４）（２）または（３）の構成において、前記光発生手段は、前記サンプリングパルス光を繰り返し発生し、その発生周波数をビット周波数の整数分の１からわずかに離調させる構成とする。
また、本発明に係る波長多重光信号測定方法は、以下のように処理される。

（５）波長多重光信号の全電界振幅を測定し、その測定結果をフーリエ解析して個々の波長の信号成分の電界振幅を算出する波長多重光信号測定方法であって、前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを時間ＴごとにＭ回測定し（但し、前記波長多重光信号の全帯域をΔｆ_{ｔｏｔａｌ}としたとき、時間Ｔを１／Δｆ_{ｔｏｔａｌ}よりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）が隣接波長チャネルの周波数間隔Δｆよりも小さくなるように設定する）、前記全電界振幅Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）をフーリエ解析することにより個々の波長の信号の振幅を算出する処理を行う。

（６）（５）の処理において、波長多重光信号の全電界振幅の測定は、前記前記波長多重光信号に対し、スペクトル広がりが前記波長多重光信号の全帯域Δｆ_{ｔｏｔａｌ}より大で、かつスペクトルの中心が前記波長多重光信号光全体の中心波長にほぼ一致するサンプリングパルス光を発生し、前記サンプリングパルス光と前記波長多重光信号をそれぞれＭ分岐させ、前記Ｍ分岐後のサンプリングパルス光の経路または波長多重光信号のどちらか一方の経路において前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を与え、前記分岐及び遅延後に、分岐出力毎に上記サンプリングパルス光ならびに波長多重光信号を合波して位相が９０度離れた一対の信号光を取得し、前記一対の信号光それぞれの直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）を取得し、前記直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍの任意の時刻の値を測定し、前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを、Ｊ_ｍ＝Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍにより求める処理を行う。

（７）（６）の処理において、前記波長多重光信号の全電界振幅の測定は、
前記時間遅延の遅延量に誤差が存在する場合に、予め一定の振幅の単一の波長を観測することによって得られた電界振幅を
Ｊ_ｍ ^（０）（０≦ｍ≦Ｍ−１）
とし、波長多重光信号の全電界振幅を
Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）
としたときに、
Ｋ_ｍ ≡Ｊ_ｍ Ｊ_ｍ ^（０）＊（但し、＊は位相共役を示す）
を波長多重光信号の全電界振幅とみなす処理を行う。

（８）（６）または（７）の処理において、前記サンプリングパルス光を繰り返し発生し、その発生周波数をビット周波数の整数分の１からわずかに離調させる処理を行う。
すなわち、上記構成による波長多重光信号測定装置及びその方法では、波長多重光信号の全電界波形を極めて高速な連続時系列電界サンプリング部によって測定し、これをフーリエ解析することによって、個々の波長の光信号の電界波形を算出することを特徴とするものである。

以上のように、本発明によれば、波長分離を行うことなく波長多重光信号の波長毎の信号振幅を測定することができ、波長間隔が高密度に配置される光信号にも対応可能な波長多重光信号測定装置及びその方法を提供することができる。

本発明に係る波長多重光信号波形測定方法を適用した測定装置の一実施形態の構成を示すブロック図。 図１に示す実施形態の被測定光信号である波長多重信号を説明するための図。 図１に示す実施形態の連続時系列電界サンプリング部の構成を示すブロック図。 図３に示す光９０度ハイブリッドの具体的な構成を示すブロック図。 上記実施形態で用いられるｓｉｎｃ関数を説明するための波形図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は本発明に係る波長多重光信号測定方法を用いた測定装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、Ｌは被測定光信号となる波長多重光信号である。この波長多重光信号Ｌとは、図２に示すように、文字通り複数の波長光を異なる信号によって変調しそれらを合波したものである。個々の波長光の周波数をｆ_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）とし、それに対応する変調信号をａ_ｉ（ｔ）とすると、１つの波長信号の電界は

で表される。但し、ａ_ｉ（ｔ）は複素数である。波長多重光信号の電界をｂ（ｔ）とすると、信号全体の電界は個々の波長信号の電界の和であり、

と表すことができる。この電界ｂ（ｔ）は、電界の振幅と位相を反映する複素数であり、時間に対して極めて高速に変動する。その変化の最小の周期は波長多重光信号全体の帯域Δｆ_{ｔｏｔａｌ}の逆数にほぼ等しい。例えば、周波数間隔１００ＧＨｚ波多重された波長多重光信号の場合、Δｆ_{ｔｏｔａｌ}＝１ＴＨｚであるので、ｂ（ｔ）は約１ｐｓ程度の時間内で変動することになる。

被測定光信号Ｌ（＝ｂ（ｔ））は、連続時系列電界サンプリング部１１に導かれる。この連続時系列電界サンプリング部１１は、被測定光信号Ｌの電界振幅を、時間ＴごとにＭ回測定する。言い換えれば、連続時系列電界サンプリング部１１は、ｂ（ｔ）、ｂ（ｔ＋Ｔ）、ｂ（ｔ＋２Ｔ）、…、ｂ（ｔ＋（Ｍ−１）Ｔ）を測定する。

ここで、Ｔは１／Δｆ_{ｔｏｔａｌ}よりも小さく設定する必要がある。これは標本化定理によるものであり、この条件が満たされる場合にのみ、測定されたデータ列ｂ（ｔ）、ｂ（ｔ＋Ｔ）、ｂ（ｔ＋２Ｔ）、…、ｂ（ｔ＋（Ｍ−１）Ｔ）からｂ（ｔ）を完全に決定することができる。ｂ（ｔ）は複素数であり、実部と虚部を有するので、この測定過程において得られるデータの個数は２Ｍ個である。

また、トータルの観測時間の逆数１／（ＭＴ）は、波長チャネルの周波数間隔Δｆよりも小さく設定する必要がある。後に説明するように、本発明により波長多重光信号を分離する際に、１／（ＭＴ）は分離可能な最小の周波数間隔を定める。
波長多重光信号の振幅測定は、通常の受光素子等を用いる方法では速度的に不可能であるが、以下に述べる方法によって実現することができる。

図３は上記連続時系列電界サンプリング部１１の具体的な構成を示すブロック図である。図３において、１９はサンプリングパルス発生器であり、ここで発生されたサンプリングパルス光Ｌ_ＳＰは分岐器２０−１によってＭ系統に分岐された後、それぞれ遅延器２１−１〜２１−Ｍを介して光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍの一方の入力端に供給される。一方、波長多重された被測定光信号Ｌも分岐器２０−２によってＭ系統に分岐された後、それぞれ光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍの他方の入力端に供給される。

上記遅延器２１−１〜２１−Ｍは、それぞれ０、Ｔ、２Ｔ、…、（Ｍ−１）Ｔのように、分岐後のサンプリングパルス光の経路においてＴの整数倍の時間遅延を与えるもので、被測定光信号Ｌの分岐出力経路上に置かれてもよい。
上記光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍは、それぞれ図４に示すように、光カプラａ，ｂ，ｃ，ｄで構成され、図中の光路長ＡＢとＡＤとの差が、光路長ＣＢとＣＤとの差よりもλ／４（λは光波長）だけ大きいかまたは小さくなるように設定される。

上記光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍで得られた一対の光信号は、それぞれバランス型受光素子２３−１_ｉ〜２３−Ｍ_ｉ、２３−１_ｑ〜２３−Ｍ_ｑで受光されて電気信号Ｉ_１〜Ｉ_Ｍ、Ｑ_１〜Ｑ_Ｍに変換され、系統別に数値演算器２４−１〜２４−Ｍに送られる。

ところで、通常、波長多重光信号における全ての波長チャネルは、同じクロックに同期したビットレート（Ｂｂｐｓ）で動作する。そこで、図３に示す光サンプリング部１１では、クロック発生器２５において、信号のビットレートの整数分の１からわずかに（例えば、１／１０〜１／１０００程度）離調するように設定される。すなわち、クロック周波数Ｆ_ｃとすると

である。ここでΔＦは離調周波数である。サンプリングパルス光発生部１９は、このクロックに従いサンプリングパルス光Ｌ_ＳＰを発生する。
上記構成による連続時系列電界サンプリング部１１は、特許文献２に記載の光サンプリング方法、装置を応用することによって実現されている。特許文献２では、繰り返し入力される局速な信号光を観測する光サンプリング方法であって、信号光の繰り返し周期と僅かに異なる周期を有し、光パルス幅が信号光の周波数変動の逆数よりも短いサンプリングパルス光を光パルス発生部から発生し、信号光の強度がサンプリングパルス光のパルス幅の時間内においてはほとんど変化しないという第１の条件、被測定光信号Ｌの周波数がサンプリングパルス光Ｌ_ＳＰのパルス幅の時間内においてはほとんど変化しないという第２の条件、及びサンプリングパルス光Ｌ_ＳＰの中心周波数が信号光の中心周波数とほぼ一致しているという第３の条件において、光信号の強度変調と周波数変調成分を観測する技術が開示されている。したがって、この強度変調と周波数変調成分より、光信号の電界振幅を求めることができる。

上記の第１から第３の条件を波長多重光信号Ｌ（＝ｂ（ｔ））に当てはめると、第１、第２の条件は、サンプリングパルス光Ｌ_ＳＰのパルス幅が、波長多重光信号ｂ（ｔ）の変動時間（Δｆ_{ｔｏｔａｌ}の逆数）よりも短くなければならないことを意味する。これは、サンプリングパルス光Ｌ_ＳＰのスペクトル広がりが、Δｆ_{ｔｏｔａｌ}より大であることと等価である。

また第３の条件は、サンプリングパルス光Ｌ_ＳＰの中心周波数が、波長多重光信号全体の中心波長にほぼ一致していることを意味する。すなわち、これら３つの条件を総合すれば、サンプリングに用いるサンプリングパルス光Ｌ_ＳＰのスペクトル広がりが、観測する波長多重光信号全体のスペクトル全体をカバーしている必要がある、ということを意味する。

今後の説明のため、サンプリングパルス光の電界波形Ｓａｍ（ｔ）を

とする。ここで、δ（ｔ）はｔ＝０近傍にのみ強度を持ち、それ以外ではゼロであるようなデルタ関数であり、サンプリングパルス光が極めて短いパルス幅を持つため、このように近似できる。ｆ_ｓはサンプリングパルス光の中心周波数であり、φ_ｓは信号光を基準にしたサンプリングパルス光の初期位相である。簡単のため、今後はサンプリングパルス光の振幅を規格化し、その振幅を位相を含めた形で

と表すものとする。
上記サンプリングパルス光が光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍに入射する際には、遅延器２１−１〜２１−Ｍによってそれぞれ０、Ｔ、２Ｔ、…、（Ｍ−１）Ｔの遅延が与えられるので、サンプリングパルス光が第１番目の光９０度ハイブリッド２２−１に到着する時刻をｔ＝ｔ_０とすると、第ｍ番目の光９０度ハイブリッド２２−ｍに入射するサンプリングパルス光の振幅Ｓａｍ_ｍは

と表すことができる。また、分岐されたサンプリングパルス光がそれぞれの光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍに入射する時刻０、Ｔ、２Ｔ、…、（Ｍ−１）Ｔにおける波長多重光信号の振幅ｂ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）は

である。なお、ｂｍ＝ｂ（ｔ＋ｍＴ）である。
光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍからの出力光は、それぞれインフェーズ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チャネルの受光素子２３−１_ｉ〜２３−Ｍ_ｉ及びカドラチャ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）チャネルの受光素子２３−１_ｑ〜２３−Ｍ_ｑに結合され、それぞれインフェーズチャネルの光電流Ｉ_１〜Ｉ_Ｍ及びカドラチャチャネルの光電流Ｑ_１〜Ｑ_Ｍを誘起する。これらの光電流の大きさは

で表される。ただし、ＲとＴはそれぞれ実部と虚部を意味する。また＊は位相共役を意味する。式（６）に式（４），（５）を代入し、Ｊ_ｍ≡Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍとすると、

が成り立つ。
簡単のため、各波長チャネルの振幅ａ_ｉ（ｍＴ）が、時間ＭＴの間にほとんど変化しない場合を考える。これは、各チャネルのスペクトル広がりが、チャネル間の周波数間隔Δｆに比べて小さいことを意味しており、通常の波長多重光信号においては当然ながら成立している。その場合には、式（７）は

であり、Ｊ_ｍ≡Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍは時刻ｔ＝０における電界振幅ｂ（ｔ）に比例する。
以上のことから、全電界振幅Ｊ_ｍは個々の波長多重光信号の振幅ａ_ｉ（０）とフーリエ変換の関係にあること分かる。したがって、全電界振幅Ｊ_ｍに対してフーリエ逆変換処理を行うことにより、個々の波長チャネルの振幅ａ_ｉ（０）を求めることが可能である。すなわち、振幅ａ_ｉ（０）を求める場合には

を計算すればよい。フーリエ変換の基本的性質から、十分なチャネルの分離を行うためには、

でなければならない。したがって、Δｆ≧１／（ＭＴ）でなければならず、隣接周波数間隔Δｆ＝ｆ_ｉ−ｆ_ｉ−１は１／（ＭＴ）も大きくなければならない。
図３に示した数値演算器２４−１〜２４−Ｍは、受光素子２３−ｍ_ｉ，２３−ｍ_ｑからの電流Ｉ_ｍとＱ_ｍより、Ｊ_ｍ≡Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍによって全電界振幅Ｊ_ｍを計算する。また、時系列電界解析部１２は、式（１０）に基づき、全電界振幅Ｊ_ｍから各波長チャネルの信号振幅ａ_ｉ（０）を計算する。

ここで、フーリエ変換の演算によって実現されるフィルタは、図５に示すようにｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）でほぼ近似することができ、およそ１／（ＭＴ）の透過幅を持ち、１／（２ＭＴ）毎に零点を持つ。したがって、隣接チャネル間隔Δｆが１／（ＭＴ）より大きければ、各チャネルの信号を分離することができる。また、隣接チャネル間隔Δｆが１／（ＭＴ）に等しいときには、隣接チャネルの中心周波数がフィルタの零点に位置するため、最もクロストークを小さくすることができる。なお、各チャネルのフィルタの中心周波数は、式（９）におけるｆ_ｉを変化させるよって調整することができる。

これまでの説明においては、遅延器２１−１〜２１−Ｍによって与えられる遅延時間は、正確にＴの整数倍であると仮定してきた。しかしながら、本発明の実施に当たっては、この遅延時間にばらつきが生じる場合があることを考慮しなければならない。
ここで、図３において遅延器２１−１〜２１−Ｍによって実現される時間遅延Ｔ_０〜Ｔ_Ｍ−１が以下のように設定された場合を考える。

ここでΔＴ_ｍは各遅延の理想値からのずれである。この時、式（８）は、

となり、遅延の理想値からのずれによってｅｘｐ（−ｊ２πｍｆ_ｓΔＴ_ｍ）なる係数が生じるため、これをフーリエ解析しても正しいａ_ｉ（０）は得られない。
このような場合には、以下に説明する手段によって予め係数ｅｘｐ（−ｊ２πｍｆ_ｓΔＴ_ｍ）を測定し、数値演算処理においてこれを補正する。すなわち、図１の構成において、一定の振幅の単一の波長光のみを観測する。仮にａ_１（０）を測定したとすると、このとき出力されるＪ_ｍ ^（０）は

となる。時系列電界解析部１２は、ある時点で得られた数式１５のＪ_ｍ ^（０）をメモリ部１３に記憶させておく。そして、時系列電界解析部１２は、以下に説明する計算時にメモリ部１３からＪ_ｍ ^（０）を取り出す。

を定義すると、式（１２），（１３）より

を得る。したがって、

なるフーリエ解析によって、ａ_ｉ（Ｏ）を求めることができる。
以上の説明から明らかなように、本実施形態によれば、単一の時刻ｔ＝０において各波長チャネルの振幅を検出することができる。すなわち、図３に示すように、クロック発生器２５によって繰り返しサンプリングパルス光を発生し、その発生周波数をビット周波数の整数分の１からわずかに離調させれば、サンプリングオシロスコープの原理により、あらゆる時刻の信号波形（振幅）を観測することも可能となる。

したがって、本発明によれば、波長多重光信号をまったく新しい手法によって観測することができる。本発明は、波長多重光信号の全電界振幅を非常の高速な観測手段によって観測し、得られた信号を数値的にフーリエ解析するという従来にない手法によって波長多重光信号の観測を可能とする。これによって、一般的には制御が面倒な光波長フィルタを使用することなく波長多重光信号の観測が可能となる。

なお、本発明は、上記実施形態例そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態例に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより種種の発明を形成できる。例えば、実施形態例に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除しても良い。更に、異なる実施形態例に亘る構成要素を適宜組み合わせても良い。

１１…連続時系列電界サンプリング部、１２…時系列電界解析部、１９…サンプリングパルス発生器、２０−１，２０−２…分岐器、２１−１〜２１−Ｍ…遅延器、２２−１〜２２−Ｍ…光９０度ハイブリッド、ａ，ｂ，ｃ，ｄ…光カプラ、２３−１_ｉ〜２３−Ｍ_ｉ，２３−１_ｑ〜２３−Ｍ_ｑ…バランス型受光素子、２４−１〜２４−Ｍ…数値演算器、２５…クロック発生器。

Claims (8)

1. 波長多重光信号の全電界振幅を測定する連続時系列電界サンプリング部と、
   前記連続時系列電界サンプリング部の測定結果をフーリエ解析して個々の波長の信号成分の電界振幅を算出する時系列電界解析部とを具備し、
   前記連続時系列電界サンプリング部は、前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを時間ＴごとにＭ回測定し（但し、前記波長多重光信号の全帯域をΔｆ_{ｔｏｔａｌ}としたとき、時間Ｔを１／Δｆ_{ｔｏｔａｌ}よりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）が隣接波長チャネルの周波数間隔Δｆよりも小さくなるように設定する）、
   前記時系列電界解析部は、前記連続時系列電界サンプリング部で求められた全電界振幅Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）の級数のフーリエ変換を求めることにより個々の波長の信号の振幅を算出することを特徴とする波長多重光信号測定装置。
2. 前記連続時系列電界サンプリング部は、
   スペクトル広がりが前記波長多重光信号の全帯域Δｆ_{ｔｏｔａｌ}より大で、かつスペクトルの中心が前記波長多重光信号光全体の中心波長にほぼ一致するサンプリングパルス光を発生する光発生手段と、
   前記サンプリングパルス光と前記波長多重光信号光をそれぞれＭ分岐する分岐手段と、
   前記Ｍ分岐後のサンプリングパルス光の経路または波長多重光信号光のどちらか一方の経路において前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を与える遅延手段と、
   前記分岐及び遅延後に、分岐出力毎に上記サンプリングパルス光ならびに波長多重光信号光を合波して位相が９０度離れた信号光を得るＭ個の光９０度ハイブリッドと、
   前記Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出射光を受光してそれぞれ直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）を得るＭ個のバランス型受光器と、
   前記Ｍ個のバランス型受光器それぞれの出力電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍの任意の時刻の値を測定し、前記波長多重光信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを、Ｊ_ｍ＝Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍにより求める演算部とを備えることを特徴とする請求項１記載の波長多重光信号測定装置。
3. 前記連続時系列電界サンプリング部は、
   前記遅延手段による遅延量に誤差が存在する場合に、予め一定の振幅の単一の波長を観測することによって得られた電界振幅を
   Ｊ_ｍ ^（０）（０≦ｍ≦Ｍ−１）
   とし、波長多重光信号の全電界振幅を
   Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）
   としたときに、
   Ｋ_ｍ ≡Ｊ_ｍ Ｊ_ｍ ^（０）＊（但し、＊は位相共役を示す）
   を波長多重光信号の全電界振幅とみなすことを特徴とする請求項２記載の波長多重光信号測定装置。
4. 前記光発生手段は、前記サンプリングパルス光を繰り返し発生し、その発生周波数をビット周波数の整数分の１からわずかに離調させるようにしたことを特徴とする請求項２または３に記載の波長多重光信号測定装置。
5. 波長多重光信号の全電界振幅を測定し、その測定結果をフーリエ解析して個々の波長の信号成分の電界振幅を算出する波長多重光信号測定方法であって、
   前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを時間ＴごとにＭ回測定し（但し、前記波長多重光信号の全帯域をΔｆ_{ｔｏｔａｌ}としたとき、時間Ｔを１／Δｆ_{ｔｏｔａｌ}よりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）が隣接波長チャネルの周波数間隔Δｆよりも小さくなるように設定する）、前記全電界振幅Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）をフーリエ解析することにより個々の波長の信号の振幅を算出することを特徴とする波長多重光信号測定方法。
6. 波長多重光信号の全電界振幅の測定は、
   前記前記波長多重光信号に対し、スペクトル広がりが前記波長多重光信号の全帯域Δｆ_{ｔｏｔａｌ}より大で、かつスペクトルの中心が前記波長多重光信号光全体の中心波長にほぼ一致するサンプリングパルス光を発生し、
   前記サンプリングパルス光と前記波長多重光信号をそれぞれＭ分岐させ、
   前記Ｍ分岐後のサンプリングパルス光の経路または波長多重光信号のどちらか一方の経路において前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を与え、
   前記分岐及び遅延後に、分岐出力毎に上記サンプリングパルス光ならびに波長多重光信号を合波して位相が９０度離れた一対の信号光を取得し、
   前記一対の信号光それぞれの直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）を取得し、
   前記直交電流Ｉ_ｍ，Ｑ_ｍの任意の時刻の値を測定し、前記波長多重光信号の全電界振幅Ｊ_ｍを、Ｊ_ｍ＝Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍにより求めることを特徴とする請求項５記載の波長多重光信号測定方法。
7. 前記波長多重光信号の全電界振幅の測定は、
   前記時間遅延の遅延量に誤差が存在する場合に、予め一定の振幅の単一の波長を観測することによって得られた電界振幅を
   Ｊ_ｍ ^（０）（０≦ｍ≦Ｍ−１）
   とし、波長多重光信号の全電界振幅を
   Ｊ_ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）
   としたときに、
   Ｋ_ｍ ≡Ｊ_ｍ Ｊ_ｍ ^（０）＊（但し、＊は位相共役を示す）
   を波長多重光信号の全電界振幅とみなすことを特徴とする請求項６記載の波長多重光信号測定方法。
8. 前記サンプリングパルス光を繰り返し発生し、その発生周波数をビット周波数の整数分の１からわずかに離調させるようにしたことを特徴とする請求項６または７に記載の波長多重光信号波形測定方法。

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