JP2013038679A - 波長多重信号測定装置とその測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】各チャネルが差動位相変調された波長多重信号光において、個々の変調信号の隣接シンボル間での位相差を一括かつ同時に評価可能とする。
【解決手段】評価対象の波長多重信号光Ｓに対して、該信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与し（１１）、時間遅延ΔＴを付与前の信号光と付与後の信号光のそれぞれについて、サンプリングパルス光Ｌとの干渉効果を用いることにより全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定し（１２−１，１２−２）、測定されたＭ個のサンプルをフーリエ解析することで各波長の変調信号の電界振幅を算出し（１３）、各波長毎に時間遅延ΔＴを付与前の信号光の電界振幅と付与後の信号光の電界振幅とを比較することにより各波長の変調信号における隣接シンボル間の位相差を算出する（１４−１〜１４−Ｍ）。
【選択図】図１

Description

本発明は、波長多重信号光の各波長の変調信号の電界振幅及び隣接シンボル間の位相差を算出する波長多重信号測定装置とその測定方法に関する。

波長分割多重伝送システムの変調信号波形測定技術として、波長多重信号光の全電界振幅を局発短パルスとの線形相関を利用することにより超高速サンプリングした後、取得されたデータをデジタル信号処理にてフーリエ解析して個々の変調信号波形を再構築する方法が提案されている（特許文献１参照）。このような方法では波長多重信号光を光学フィルタ等を使って光段で個々の波長に分離する必要がなく、波長多重信号光の全電界振幅を受信した後、設計制御の容易なデジタルフィルタを使って波長分離を行い各変調信号の電界振幅を同時かつ一括に再構築することができる。

特許文献１の手法を用いることによって、波長多重信号光をデジタル信号処理により波長分離を行い各変調信号の電界振幅を一括かつ同時に再構築することができる。再構築された各変調信号の電界振幅の二乗和を演算することで強度情報を得られるため、例えば波長多重信号光の各チャネルが強度変調されていた場合にはそれらの強度アイパターン等をモニターすることが可能である。

一方、近年の波長分割多重を用いた超高速・大容量光伝送システムでは、従来の強度変調方式に加えて、キャリアの位相情報を活用したＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）やＤＱＰＳＫ等の差動位相変調方式が導入されつつある。

各チャネルが差動位相変調（ここではシンボル間の位相差にビット情報を載せる）されていた場合には、例えば非特許文献１記載のような手段を用いて再構築した電界振幅の位相を隣接サンプリングイベント間で比較することによって隣接サンプリングイベント間での変調信号の位相差を算出することが可能である。

しなしながら、非特許文献１の手法によって算出された測定結果はサンプリングイベント間隔に依存する光源コヒーレンスに応じた位相雑音を過剰に含んでおり、変調信号の隣接シンボル間での位相差を正確に評価することは困難である。

ＷＯ２００９／１４５０７０

C. Dorrer, "Monitoring of optical signals from constellation diagrams measured with linear optical sampling," Journal of Lightwave Technology, vol. 24, Issue 1, pp.313-321, 2006.

以上のように、従来の手法によって算出された測定結果はサンプリングイベント間隔に依存する光源コヒーレンスに応じた位相雑音を過剰に含んでおり、変調信号の隣接シンボル間での位相差を正確に評価することは困難である。
本発明は上記の事情を鑑みてなれたもので、各チャネルが差動位相変調された波長多重信号光において、個々の変調信号の隣接シンボル間での位相差を一括かつ同時に評価可能な波長多重信号測定装置とその測定方法を提供することを目的とする。

本発明に係る波長多重信号測定装置は、以下のような態様の構成とする。
（１）互いに異なる波長の信号光がそれぞれ変調され合波されることで生成される波長多重信号光に対して、前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与する遅延付与手段と、スペクトルが前記波長多重信号光の全帯域よりも大きくかつ前記波長多重信号光の帯域全体をカバーするようなサンプリングパルス光を発生するサンプリングパルス光発生手段と、前記サンプリングパルス光との干渉効果を用いて前記波長多重信号光の全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定する測定手段と、前記測定手段でサンプリングされた波長多重信号光の全電界振幅を演算処理することで個々の変調信号の電界振幅を算出し前記変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を解析する演算処理手段とを具備し、前記測定手段は、前記波長多重信号光の全帯域をΔｆ_totalとした時、時間Ｔを１／Δｆ_totalよりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）を前記波長多重信号光の個々の波長（周波数）間隔Δｆよりも小さくなるように設定した上で、前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを時間Ｔ毎にＭ回測定し、前記演算処理手段は、前記測定手段を介して得られる前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍの一連のサンプルをフーリエ解析することで個々の変調信号の電界振幅を算出し、前記１シンボル長の時間遅延ΔＴの効果によって算出される時刻ｔおよび時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅を、波長毎に比較することでそれぞれの変調信号に対して隣接シンボル間での位相差を算出する態様とする。

（２）（１）の装置において、前記遅延付与手段は、前記サンプリングパルス光および前記波長多重信号光を２分岐する第１の分岐手段と、前記分岐後のサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光の一方に前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与する第１の遅延手段とを備え、前記測定手段は、前記２分岐されたサンプリングパルス光および前記波長多重信号光をＭ分岐する第２の分岐手段と、前記Ｍ分岐された前記サンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光の一方に時間Ｔの整数倍の時間遅延を（Ｍ−１）Ｔまで付与する第２の遅延手段と、前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を付与されたサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光を他方と合波し干渉信号を得るための２Ｍ個の光９０度ハイブリッドと、前記２Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出力光を受光して実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの直交電流を出力する４Ｍ個のバランス型受光器とを備え、前記演算処理手段は、前記４Ｍ個のバランス型受光器から出力される直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍを数値化する数値化手段と、前記数値化された直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの２Ｍ個のペアを用いて、個々の変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を算出する演算処理部とを備える態様とする。

（３）（１）の装置において、前記遅延付与手段は、前記サンプリングパルス光と前記波長多重信号光をそれぞれ２Ｍの支流に分岐する第１の分岐手段と、前記分岐後のサンプリングパルス光または前記波長多重信号光のどちらか一方に、時間Ｔの整数倍の時間遅延を０から（Ｍ−１）Ｔ、およびΔＴから（Ｍ−１）Ｔ＋ΔＴまで付与する遅延手段（但し、ΔＴは前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する固定遅延）とを備え、前記測定手段は、前記分岐、遅延されたサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光を他方と合波し干渉信号を得るための２Ｍ個の光９０度ハイブリッドと、前記２Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出力光を受光して実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの直交電流を出力する４Ｍ個のバランス型受光器とを備え、前記演算処理手段は、前記４Ｍ個のバランス型受光器から出力される直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍを数値化する数値化手段と、前記数値化された直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの２Ｍ個のペアを用いて、個々の変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を算出する演算処理部とを備える態様とする。

（４）（１）の装置において、前記サンプリングパルス光に、前記波長多重信号光を構成する変調信号の繰り返し周波数の整数分周から僅かに離調した繰り返し周波数を持つパルス光を用いることで前記変調信号の波形全体を測定する態様とする。
また、本発明に係る光周波数領域反射測定方法は、以下のような態様の構成とする。

（５）互いに異なる波長の信号光がそれぞれ変調され合波されることで生成される波長多重信号光に対して、前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与し、スペクトルが前記波長多重信号光の全帯域よりも大きくかつ前記波長多重信号光の帯域全体をカバーするようなサンプリングパルス光を発生し、前記サンプリングパルス光との干渉効果を用いて前記波長多重信号光の全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定し、前記サンプリングされた波長多重信号光の全電界振幅を演算処理することで個々の変調信号の電界振幅を算出して前記変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を解析するものとし、前記全電界振幅の測定は、前記波長多重信号光の全帯域をΔｆ_totalとした時、時間Ｔを１／Δｆ_totalよりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）を前記波長多重信号光の個々の波長（周波数）間隔Δｆよりも小さくなるように設定した上で、前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを時間Ｔ毎にＭ回測定し、前記測定を通じて得られる前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍの一連のサンプルをフーリエ解析することで個々の変調信号の電界振幅を算出し、前記１シンボル長の時間遅延ΔＴの効果によって算出される時刻ｔおよび時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅を、波長毎に比較することでそれぞれの変調信号に対して隣接シンボル間での位相差を算出する態様とする。

以上の構成によれば、評価対象の波長多重信号光に対して、該信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与し、時間遅延ΔＴを付与前の信号光と付与後の信号光のそれぞれについて、サンプリングパルス光との干渉効果を用いることにより全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定し、測定されたＭ個のサンプルをフーリエ解析することで各波長の変調信号の電界振幅を算出し、各波長毎に時間遅延ΔＴを付与前の信号光の電界振幅と付与後の信号光の電界振幅とを比較することにより各波長の変調信号における隣接シンボル間の位相差を算出するので、各チャネルが差動位相変調された波長多重信号光における個々の変調信号の隣接シンボル間での位相差を一括して正確に評価することができる。

したがって、本発明によれば、各チャネルが差動位相変調された波長多重信号光において、個々の変調信号の隣接シンボル間での位相差を一括かつ同時に評価可能な波長多重信号測定装置とその測定方法を提供することができる。

本発明に係る波長多重信号測定装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。 図１の実施形態の具体的な構成を示すブロック図である。 図２の構成において、遅延器を集約させた場合の構成を示すブロック図である。 図１の実施形態において、波長多重信号光を構成する変調信号の１つとサンプリングパルス光の干渉を時間軸上で模式的に示す図である。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。
図１は本発明に係る波長多重信号測定装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、Ｓは被測定光信号となる波長多重信号光、Ｌは測定装置内で発生される局発光パルス（サンプリングパルス光）である。波長多重信号光Ｓおよびサンプリングパルス光Ｌはそれぞれ２分岐される。

上記波長多重信号光Ｓの経路の一方には、１シンボル長遅延付与部１１が設けられ、この遅延付与部１１により波長多重信号光Ｓを構成する変調信号の１シンボル長に相当する相対遅延ΔＴが付与される。その後、波長多重信号光Ｓとサンプリングパルス光Ｌとのペア、遅延された波長多重信号光Ｓ’とサンプリングパルスＬとのペアは、それぞれ連続時系列電界サンプリング部１２−１および１２−２に入力される。

上記連続時系列電界サンプリング部１２−１では、波長多重信号光Ｓの全電界振幅ｂ（ｔ）に対して、ｂ（ｔ）、ｂ（ｔ＋Ｔ），…，ｂ（ｔ＋（Ｍ−１）Ｔ）が測定される。また、連続時系列電界サンプリング部１２−２では相対的な時間遅延ΔＴの効果によって、波長多重信号光Ｓ’の全電界振幅ｂ（ｔ＋ΔＴ）に対して、ｂ（ｔ＋ΔＴ）、ｂ（ｔ＋ΔＴ＋Ｔ），…，ｂ（ｔ＋ΔＴ＋（Ｍ−１）Ｔ）が測定される。ここで、時間遅延Ｔおよびトータル遅延量ＭＴは本方式によって実現されるデジタルフィルタのそれぞれ自由スペクトルレンジおよび分解能を決定する。

電界振幅算出部１３では、連続時系列電界サンプリング部１２−１，１２−２で測定されたｂ（ｔ）、ｂ（ｔ＋Ｔ），…，ｂ（ｔ＋（Ｍ−１）Ｔ）およびｂ（ｔ＋ΔＴ）、ｂ（ｔ＋ΔＴ＋Ｔ），…，ｂ（ｔ＋ΔＴ＋（Ｍ−１）Ｔ）の一連のサンプルを用いて、波長多重信号光Ｓ，Ｓ’を構成する個々の変調信号の時刻ｔにおける電界振幅ａ_１（ｔ）〜ａ_Ｍ（ｔ）、および時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅ａ_１（ｔ＋ΔＴ）〜ａ_Ｍ（ｔ＋ΔＴ）が算出される。

差動位相演算部１４−１，…，１４−Ｍでは、上記電界振幅算出部１３で算出された電界振幅ａ_１（ｔ）〜ａ_Ｍ（ｔ）、および時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅ａ_１（ｔ＋ΔＴ）〜ａ_Ｍ（ｔ＋ΔＴ）を個々の波長毎に比較することによって１シンボル長ΔＴでの位相差arg（ａ_１（ｔ＋ΔＴ）−arg（ａ_１（ｔ）），…，arg（ａ_Ｍ（ｔ＋ΔＴ））−arg（ａ_Ｍ（ｔ））を算出する。

図２は図１の具体的な構成を示すブロック図である。図２において、波長多重信号光Ｓおよびサンプリングパルス光発生器１９から発生されたサンプリングパルス光Ｌはそれぞれ分岐器２０−１および２０−２によって２分岐され、分岐された波長多重信号光Ｓの一方には１ビット遅延器２１によって波長多重信号光Ｓを構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴが付与される。

このようにして分岐、遅延された波長多重信号光Ｓ，Ｓ’およびサンプリングパルス光Ｌはそれぞれ分岐器２２−１および２２−２によってＭ個の支流に分岐され、遅延器２３−１〜２３−Ｍおよび２４−１〜２４−Ｍによって時間Ｔの整数倍の時間遅延が０〜（Ｍ−１）Ｔまで付与される。

その後、波長多重信号光Ｓ，Ｓ’それぞれとサンプリングパルス光Ｌとの各ペアは２Ｍ個の光９０度ハイブリッド２７−１〜２７−Ｍおよび２８−１〜２８−Ｍを介してバランス受光器２９−１ｉ，２９−１ｑ〜２９−Ｍｉ，２９−Ｍｑおよび３０−１ｉ，３０−１ｑ〜３０−Ｍｉ，３０−Ｍｑで受光され、電気信号Ｉ_１，Ｑ_１〜Ｉ_Ｍ，Ｑ_ＭおよびＩ_１’，Ｑ_１’〜Ｉ_Ｍ ’，Ｑ_Ｍ’に変換されて、数値演算処理器３１に送られる。

上記遅延器２１、遅延器２３−１〜２３−Ｍおよび遅延器２４−１〜２４−Ｍは、波長多重信号光Ｓ，Ｓ’とサンプリングパルス光Ｌとの間に相対的な時間遅延を付与するものであり、波長多重信号光Ｓ，Ｓ’もしくはサンプリングパルス光Ｌのいずれの経路上に設置されてもよい。また、上記遅延器２１、遅延器２３−１〜２３−Ｍおよび遅延器２４−１〜２４−Ｍは、図３に示すように遅延器３２−１〜３２−Ｍおよび３３−１〜３３−Ｍのように集約してもよい。

次に本実施形態の動作原理を詳細に説明する。
上記波長多重信号光Ｓは、複数の波長（チャネル）の光をそれぞれ変調しそれらを合波したものである。各々のチャネルの光周波数をｆ_ｉとして、それに対応する信号の電界振幅をａ_ｉ（ｔ）とすると、ｉチャネルの信号の電界は

で表される。ａ_ｉ（ｔ）は複素数である。波長多重信号光の全電界振幅をｂ（ｔ）とすると、信号全体の電界は個々のチャネルの電界振幅の和であるため、

と表すことができる。このｂ（ｔ）もまた複素数であり、波長多重信号光Ｓの全帯域Δｆ_totalとしたとき、その逆数に相当する速度で極めて高速に変動する。
一方、サンプリングパルス光Ｌの電界振幅は

とする。δ（ｔ）はｔ＝０近傍でのみ振幅が１となり、それ以外はゼロであるようなデルタ関数である。サンプリングパルス光Ｌのスペクトルが波長多重信号光Ｓの全帯域Δｆ_totalよりも十分に大きい（サンプリングパルス光Ｌが波長多重信号光Ｓの変動時間より短いパルス幅を持つ）とき、このようにデルタ関数として近似することができる。また、サンプリングパルス光Ｌのスペクトルは波長多重信号光Ｓの帯域全体をカバーしているとする。

上記サンプリングパルス光Ｌには、遅延器２３−１〜２３−Ｍによってそれぞれ０，Ｔ，…，（Ｍ−１）Ｔの遅延が付与されるので、サンプリングパルス光Ｌが１番目の光９０度ハイブリッド２７−１に到着する時刻をｔとすると、第ｍ番目の光９０度ハイブリッド２７−ｍに入射されるサンプリングパルス光Ｌは

となる。
一方、サンプリングパルス光Ｌが光９０度ハイブリッド２２−１〜２２−Ｍに入射する時刻０，Ｔ，２Ｔ，…，（Ｍ−１）Ｔにおける波長多重信号光Ｓの全電界振幅ｂ_ｍは、

である。この場合、時間遅延Ｔを１／Δｆ_totalより小さく設定すれば、標本化定理に基づきｂ（ｔ）が一意に決定される。
光９０度ハイブリッド２７−１〜２７−Ｍを介して得られるｉ及びｑアームからの出力電流Ｉ_１〜Ｉ_Ｍ、Ｑ_１〜Ｑ_Ｍは、

で表される。ここでReとImは実部と虚部を意味する。また＊は位相共役を意味する。
式（６）に式（４）、（５）を代入し、Ｊ_ｍ≡Ｉ_ｍ＋ｊＱ_ｍとすると、

が成り立つ。これは全電界振幅Ｊ_ｍが波長多重信号光の個々の電界振幅ａ_ｉ（０）とフーリエ変換の関係にあることを示している。したがって、全電界振幅Ｊ_ｍに対して

なるフーリエ逆変換処理を実行することによって、ａ_ｉ（０）を求めることができる。
同様にして、時間遅延ΔＴが付与された系列のＩ_１’、Ｑ_１’〜Ｉ_Ｍ ’、Ｑ_Ｍ’の出力を用いることで、

が求まり、式（８）に対して時間ΔＴだけ遅延したチャネルｉの電界振幅ａ_ｉ（ΔＴ）を算出することができる。
以上の説明から明らかなように、本実施形態によれば、波長多重信号光Ｓを構成するｉチャネルの変調信号の時刻ｔ＝０およびｔ＝ΔＴにおける電界振幅を検出することができるため、以下のようにこれらの位相を比較することで差動位相変調信号の隣接シンボル間の位相差Δφ（ΔＴ）を算出することができる。

図４は、本発明における上記波長多重信号光を構成する変調信号の１つとサンプリングパルス光の干渉（サンプリングイベント）を時間軸上で模式的に示したものである。図４において、サンプリングパルス光Ｌの繰り返し周波数Ｒ_Ｓを、信号光のシンボルレートＢのｋ分周から僅かに離調させれば、等価時間サンプリング方式の原理により、以下のように一定の時間間隔Δｔづつずれながらサンプリングイベントが発生することになり、波形全体を再構築することが可能である。

したがって、上記実施形態によれば、各チャネルが差動位相変調された波長多重信号光において、個々の変調信号の隣接シンボル間での位相差を一括かつ同時に評価することができる。
なお、本発明は、上記実施例そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施例に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより種種の発明を形成できる。例えば、異なる実施例に亘る構成要素を適宜組み合わせても良い。

１１…１シンボル長遅延付与部、１２−１，１２−２…連続時系列電界サンプリング部、１３…電界振幅算出部、１４−１，…，１４−Ｍ…差動位相演算部、１９…サンプリングパルス光発生器、２０−１，２０−２…分岐器、２１…１ビット遅延器、２２−１，２２−２…分岐器、２３−１〜２３−Ｍ，２４−１〜２４−Ｍ…遅延器、２７−１〜２７−Ｍ，２８−１〜２８−Ｍ…光９０度ハイブリッド、２９−１ｉ，２９−１ｑ〜２９−Ｍｉ，２９−Ｍｑ，３０−１ｉ，３０−１ｑ〜３０−Ｍｉ，３０−Ｍｑ…バランス受光器、３１…数値演算処理器、遅延器３２−１〜３２−Ｍ，３３−１〜３３−Ｍ…遅延器。

Claims (5)

1. 互いに異なる波長の信号光がそれぞれ変調され合波されることで生成される波長多重信号光に対して、前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与する遅延付与手段と、
   スペクトルが前記波長多重信号光の全帯域よりも大きくかつ前記波長多重信号光の帯域全体をカバーするようなサンプリングパルス光を発生するサンプリングパルス光発生手段と、
   前記サンプリングパルス光との干渉効果を用いて前記波長多重信号光の全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定する測定手段と、
   前記測定手段でサンプリングされた波長多重信号光の全電界振幅を演算処理することで個々の変調信号の電界振幅を算出し前記変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を解析する演算処理手段と
   を具備し、
   前記測定手段は、前記波長多重信号光の全帯域をΔｆ_totalとした時、時間Ｔを１／Δｆ_totalよりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）を前記波長多重信号光の個々の波長（周波数）間隔Δｆよりも小さくなるように設定した上で、前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを時間Ｔ毎にＭ回測定し、
   前記演算処理手段は、前記測定手段を介して得られる前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍの一連のサンプルをフーリエ解析することで個々の変調信号の電界振幅を算出し、前記１シンボル長の時間遅延ΔＴの効果によって算出される時刻ｔおよび時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅を、波長毎に比較することでそれぞれの変調信号に対して隣接シンボル間での位相差を算出することを特徴する波長多重信号測定装置。
2. 前記遅延付与手段は、
   前記サンプリングパルス光および前記波長多重信号光を２分岐する第１の分岐手段と、前記分岐後のサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光の一方に前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与する第１の遅延手段とを備え、
   前記測定手段は、
   前記２分岐されたサンプリングパルス光および前記波長多重信号光をＭ分岐する第２の分岐手段と、前記Ｍ分岐された前記サンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光の一方に時間Ｔの整数倍の時間遅延を（Ｍ−１）Ｔまで付与する第２の遅延手段と、前記時間Ｔの整数倍の時間遅延を付与されたサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光を他方と合波し干渉信号を得るための２Ｍ個の光９０度ハイブリッドと、前記２Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出力光を受光して実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの直交電流を出力する４Ｍ個のバランス型受光器とを備え、
   前記演算処理手段は、
   前記４Ｍ個のバランス型受光器から出力される直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍを数値化する数値化手段と、前記数値化された直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの２Ｍ個のペアを用いて、個々の変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を算出する演算処理部とを備えることを特徴する請求項１記載の波長多重信号測定装置。
3. 前記遅延付与手段は、
   前記サンプリングパルス光と前記波長多重信号光をそれぞれ２Ｍの支流に分岐する第１の分岐手段と、前記分岐後のサンプリングパルス光または前記波長多重信号光のどちらか一方に、時間Ｔの整数倍の時間遅延を０から（Ｍ−１）Ｔ、およびΔＴから（Ｍ−１）Ｔ＋ΔＴまで付与する遅延手段（但し、ΔＴは前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する固定遅延）とを備え、
   前記測定手段は、
   前記分岐、遅延されたサンプリングパルス光もしくは前記波長多重信号光を他方と合波し干渉信号を得るための２Ｍ個の光９０度ハイブリッドと、前記２Ｍ個の光９０度ハイブリッドからの出力光を受光して実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの直交電流を出力する４Ｍ個のバランス型受光器とを備え、
   前記演算処理手段は、
   前記４Ｍ個のバランス型受光器から出力される直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍを数値化する数値化手段と、前記数値化された直交電流の実部Ｉ_ｍ、虚部Ｑ_ｍの２Ｍ個のペアを用いて、個々の変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を算出する演算処理部とを備えることを特徴する請求項１記載の波長多重信号測定装置。
4. 前記サンプリングパルス光に、前記波長多重信号光を構成する変調信号の繰り返し周波数の整数分周から僅かに離調した繰り返し周波数を持つパルス光を用いることで前記変調信号の波形全体を測定することを特徴する請求項１記載の波長多重信号測定装置。
5. 互いに異なる波長の信号光がそれぞれ変調され合波されることで生成される波長多重信号光に対して、前記波長多重信号光を構成する変調信号の１シンボル長に相当する時間遅延ΔＴを付与し、
   スペクトルが前記波長多重信号光の全帯域よりも大きくかつ前記波長多重信号光の帯域全体をカバーするようなサンプリングパルス光を発生し、
   前記サンプリングパルス光との干渉効果を用いて前記波長多重信号光の全電界振幅を時間Ｔ毎にＭ回測定し、
   前記サンプリングされた波長多重信号光の全電界振幅を演算処理することで個々の変調信号の電界振幅を算出して前記変調信号の隣接シンボル間ΔＴでの位相差を解析するものとし、
   前記全電界振幅の測定は、前記波長多重信号光の全帯域をΔｆ_totalとした時、時間Ｔを１／Δｆ_totalよりも小さく設定し、全観測時間の逆数１／（ＭＴ）を前記波長多重信号光の個々の波長（周波数）間隔Δｆよりも小さくなるように設定した上で、前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍを時間Ｔ毎にＭ回測定し、
   前記測定を通じて得られる前記波長多重信号光の全電界振幅Ｊ_ｍの一連のサンプルをフーリエ解析することで個々の変調信号の電界振幅を算出し、前記１シンボル長の時間遅延ΔＴの効果によって算出される時刻ｔおよび時刻ｔ＋ΔＴにおける電界振幅を、波長毎に比較することでそれぞれの変調信号に対して隣接シンボル間での位相差を算出することを特徴する波長多重信号測定方法。

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