JP4875093B2 - 効率的なデータ伝送およびデータ処理機能のトレーニング - Google Patents

Description

本発明は、光通信ネットワークに関し、具体的には、効率的なデータ伝送および受信器の信号処理機能のトレーニングの方法およびシステムに関する。

光通信空間では、光通信信号に変調されたデータを検出するのに使用される技法を、おおまかに２つのクラスすなわち、「直接」検波および「コヒーレント」検波にグループ化することができる。「直接」検波技法では、光信号が、光検出器に入射される。光検出器出力に現れる電流は、光電界強度の２乗である光出力に比例する。したがって、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ）などの振幅変調方式を使用して光信号電力に変調された信号を、光検出器出力電流の分析によって検出することができる。直接検波技法は、コストを低くし、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ）ベースの変調方式に関する信頼性を高くすることから有利となる。その結果、現在光通信ネットワークで使用される光受信器の大多数は、直接検波技法に基づいている。

「コヒーレント」検波技法では、光信号は、光ハイブリッドによって、強く、狭い線幅の局所発振器信号と混合される。そしてこの組み合わされた信号が、１つまたは複数の光検出器に入射される。あるシステムでは、インバウンド光信号は、まず、直交偏光に分割され、各偏光が偏光毎の光ハイブリッドによって処理される。各偏光の同相成分および直交成分は、光ハイブリッドによって対応する信号出力を受けるために位置決めされた偏光毎の光検出器を使用して検出される。光検出器出力に現れる電流の周波数スペクトルは、受け取られた光信号の畳み込みおよび局所発振器に実質的に比例し、データを含む中間周波数にある信号成分を含む。その結果、この「データ成分」は、光検出器出力電流を電子的にフィルタリングし、処理することによって、分離し、検出される。

コヒーレント検波受信器は、直接検波受信器を超える多くの便益を提供し、その多くは、コヒーレント検波技法が光信号の位相情報と振幅情報との両方を提供するという事実から得られる。したがって、二進移相変調（ＢＳＰＫ）、４位相偏位変調（ＱＰＳＫ）、および直交振幅変調（ＱＡＭ）などのより堅牢な変調方式を使用することができる。

しかし、コヒーレント検波技法に基づく受信器は、今まで「実世界の」設置された通信ネットワークにおいて展開の成功を妨げていたいくつかの不利な点に苦しんでいた。具体的に言うと、通常の光リンクを介して受信される光信号は、かなりの量の色分散（ＣＤ）と、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏向角変化、および偏光依存損失（ＰＤＬ）などの偏光依存障害とによって歪みが生ずる。ファイバリンクの偏光効果は、送信される偏光を回転させる傾向がある。その結果、通常、それらの偏光は、受信機において、互いに直交せず、光ハイブリッドの偏光ビーム・スプリッタに直線的に整列されてもいなくなる。その結果、受信される偏光（偏光ビーム・スプリッタの下流）のそれぞれには、送信された偏光とＣＤ、ＰＭＤ、およびＰＤＬに起因するアーティファクトとの両方からのエネルギーが含まれる。これらの問題は、各送信される偏光がおのおのの異なるデータ信号を含む、偏光分割多重化された信号において複合される。その場合に、各受信される偏光は、両方の送信されたデータ信号が混合されたものとなり、その結果、ＣＤ、ＰＭＤ、およびＰＤＬの補償に加えて、これらのデータ信号を互いから分離することも必要になる。

さまざまな方法が、これらの問題に対処するために提案されてきた。たとえば、電子偏光補償を用いる直角位相コヒーレント受信器が、Ｒ Ｎｏｅ、「Ｐｈａｓｅ Ｎｏｉｓｅ−Ｔｏｌｅｒａｎｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫ Ｂａｓｅｂａｎｄ−Ｔｙｐｅ Ｉｎｔｒａｄｙｎｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ Ｗｉｔｈ Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．２３、Ｎｏ．２、２００５年２月および「ＰＬＬ−Ｆｒｅｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ／Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｗｉｔｈ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉ＆Ｑ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．１７、Ｎｏ．４、２００５年４月に記載されている。ここで、Ｎｏｅは、色分散をも補償する可能性をも（序文で）ほのめかしている。しかし、Ｎｏｅは、具体的な方法を提示していない。直角位相コヒーレント受信器での偏光分割多重化された光信号へのＲＦチャネル推定技法の適用可能性については、Ｙ．Ｈａｎ他、「Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ」、ＯＰＴＩＣＳ ＥＸＰＲＥＳＳ Ｖｏｌ．１３、Ｎｏ．１９、７５２７〜７５３４頁、２００５年９月１９日に記載されている。

図１に、Ｎｏｅ（上記、２００５年４月）のシステムを示す。図１に示すように、光リンク２を介して受信された光信号は、偏光ビーム・スプリッタ４によって直交偏光（名目上、図１ではＸ偏光およびＹ偏光と称する）に分割され、この直交偏光が、その後、直角位相９０°光ハイブリッド８を介して局所発振器（ＬＯ）６の信号と混合される。光ハイブリッドの出力に現れるコンポジット光信号は、光検出器１０の組に入射するようにされて、それぞれ各偏光の実部（Ｒｅ）および虚部（Ｉｍ）に対応するアナログ電気信号Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、およびＱｙを生成する。次に、これらのアナログ信号は、クロック回復回路１２に供給され、その後、おのおののアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４によってシンボル・レートでサンプリングされて、各偏光の実部（Ｒｅ）および虚部（Ｉｍ）のそれぞれのディジタル・サンプル・ストリームを生成する。その後、ディジタル・サンプルが、１：Ｍデマルチプレクサ１６に供給され、１：Ｍデマルチプレクサ１６は、データ・パスを、より低いサンプル・レート（Ｍ倍）を有するＭ個の並列サンプル・ストリームに分割し、この並列サンプル・ストリームのそれぞれが、おのおのの処理モジュール１８に供給される。各処理モジュール１８内では、光リンクの偏光性能をモデル化する逆ジョーンズ行列が、偏光ひずみを補償するのに使用される。この機能は、図１の矢印によって見ることができる通り、Ｍ個のサブストリームのそれぞれの間の補償の連続性を保証するために、処理モジュール１８のそれぞれの間の通信を必要とする。その後、偏光補償されたサンプルは、データ回復のために復号することができる。

実用的なネットワークでは、インバウンド光信号は、超高速の偏光過渡状態を示す可能性がある。たとえば、２ＫＨｚを超える速度での偏光角過渡状態（回転）が、一般的であり、２０ＫＨｚを超える回転速度が、本発明者によって観察された。偏光角に対するコヒーレント検波システムの高い感度のゆえに、コンピュータ・シミュレーションまたは実験室のベンチ上ではなく、実世界通信ネットワークで展開されることを意図されたすべての受信器は、これらの過渡状態を追跡（すなわち、補償）できなければならない。

コヒーレント受信器のもう１つの制限は、受信された搬送波と局所発振器との間の周波数不一致が、検出された記号に、時間変動する位相誤差として現れることである。位相誤差が、ＱＰＳＫの場合にπ／４、ＢＰＳＫの場合にπ／２に達する時に、「サイクル・スリップ（ｃｙｃｌｅ−ｓｌｉｐ）」が発生する可能性があり、この場合に、記号が、隣接する象限にあるものとして誤って解釈される可能性がある。これは、サイクル・スリップに続くすべての記号（したがって、すべてのデータ）の誤った解釈をもたらす可能性がある。通常、この問題は、差分符号化／復号方式を実施することによって克服され、この方式では、各記号が、その直前の記号と比較され、記号値が、その差に基づいて判断される。しかし、差分復号は、１つの記号誤りが２つの記号、すなわち、その記号誤りによって直接に影響される記号と、その直後の記号に誤りをもたらすという不利益を有する。これは、生ビット誤り率を２倍にする。また、レーザ線幅および雑音の相互作用に起因して、ほとんどのサイクル・スリップ事象が、非常に少数の記号（通常は１０個から４０個まで）の持続時間の中で発生している。

従来技術の受信器システムは、上の諸問題に対処するコスト効率のよい手段を提供しない。たとえば、Ｎｏｅのシステムは、実世界の通信ネットワークで出会うタイプの高速過渡状態を追跡することができない。これは、少なくとも部分的に、逆ジョーンズ行列係数の更新速度の低さ（たとえば、Ｍ／ｇ個の記号持続時間）に起因する。したがって、たとえば、Ｎｏｅは、１０ＧＢａｕｄ信号（Ｍ＝１６およびｇ＝１０^−４）に関して、逆ジョーンズ行列係数を１６μＳの期間で更新できると主張する。これは、５０μＳのの期間を有する２０ＫＨｚ偏光回転を成功して追跡するにはあまりに遅すぎる。さらに、Ｎｏｅのシステムは、激しい色分散（ＣＤ）の存在下で、少なくとも部分的に記号間干渉（ＩＳＩ）が増加する時のクロック回復回路の障害およびその結果のＡ／Ｄ変換器のサンプル・タイミングの不確実性に起因して、障害を発生する傾向がある。数学的には、偏光と色分散との両方を補償するフィルタ関数を設計することは（Ｎｏｅがほのめかしたように）可能ではあるが、従来技術は、実世界の偏光過渡状態を追跡するのに十分に高い適応速度を伴った満足な補償精度を入手できる方法を全く提供していない。

光通信信号に周期的フレーミング・パターンを含めることが、通常の手段であり、このフレーミング・パターンは、通常、データのトランスポート用のペイロード、ならびに、フレーム（またはパケット）の正しい転送とペイロード・データの挿入および抽出とを容易にするのに必要なアドレッシング情報およびタイミング情報を含むオーバーヘッドを含むフレームまたはパケットを定義する。このフレーム・パターンの周期は、送信される記号全体のかなりの部分を消滅させることがないように選択されている。たとえば、ＳＯＮＥＴ ＯＣ−１９２標準規格は、８ＫＨｚで繰り返されるＡ１バイトおよびＡ２バイトを定義し、これは、約１２０００００個の記号の周期である。Ｇ．７０９ ＯＴＮ標準規格は、約１３００００個の記号のフレーミング周期を有する。２００１年３月８日出願の米国特許出願第０９／８００５２３号に、高い誤り率に耐えるフレーム・フォーマットが記載されている。これらのフレーム・パターンの目的は、フレームの始まりの時間的な位置の検出を可能にし、その結果、適当な意味をフレーム内のさまざまなバイト位置に割り当てられるようにし、その後、適当なパリティ処置および多重化解除処置を実行できるようにすることである。

１０Ｇイーサネットなどのパケット・プロトコルは、パケットの始まりの識別を可能にするために、各パケットの前のプリアンブルを定義する。これらは、各パケットについて同一である。

標準フレーム（パケット）フォーマットのすべてが、ペイロードおよびオーバーヘッドを別個の単位として扱う。すなわち、データおよびオーバーヘッド情報は、フレームの適当なフィールドにロードされ、その後、一単位として受信器に送信される。受信器内では、受信されたフレームが、バッファリングされ、各フィールドの内容が読み取られる。既知のフレーミング技法のいずれもが、少なくとも、フレームの各バイトの意味がフレーム内のそのバイトの位置によって決定され、通常、物理（ＰＨＹ）層デバイスがこの情報の可視性を有しないという理由から、ＰＨＹ層トランスポートに直接には適用することはできない。

したがって、受信器ユニット内のコスト効率のよい信号処理を伴う、光ネットワーク内での効率的なデータ伝送を可能にする方法および技法は、嘱望されている。

本発明の目的は、受信器ユニット内のコスト効率のよい信号処理を伴う、光ネットワーク内での効率的なデータ伝送を可能にする方法および技法を提供することである。

本発明の一態様は、光通信システムを介してデータを伝える方法を提供する。光信号は、光通信システムを介して受信される。この光信号は、データ記号およびＳＹＮＣバーストを含み、各ＳＹＮＣバーストは、所定の記号シーケンスを含む。受信された光信号は、マルチビット・サンプル・ストリームを生成するためにオーバーサンプリングされる。サンプル・ストリームは、連続するサンプルのブロックにパーティショニングされ、サンプルの各ブロックは、サンプルの少なくとも１つの他のブロックと部分的にオーバーラップし、サンプルの各ブロックには少なくとも１つのＳＹＮＣバーストおよび複数のデータ記号が含まれる。サンプルの各ブロックは、各データ記号の値を検出するために独立に処理される。

本発明の他の態様は、光通信システムの受信器を制御する方法を提供する。光信号は、光通信システムを介して受信される。この光信号は、所定の記号シーケンスを有するＳＹＮＣバーストを含む。受信された光信号は、光信号の記号位相に対して相対的に不確定のサンプル位相を有するマルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームを生成するために、公称クロックを使用してオーバーサンプリングされる。各ＳＹＮＣバーストの特性が検出される。受信器の少なくとも１つの信号プロセッサが、検出された特性を使用してトレーニングされる。

本発明のさらなる特徴および便益は、添付図面を参照して詳細に説明される。

添付図面全体において、類似する技術的特徴は、類似する符号によって識別している。

本発明は、受信器ユニット内のコスト効率のよい信号処理を伴う、光ネットワーク内での効率的なデータ伝送を可能にする方法および技法を提供している。本発明の実施形態に係る実施例について、図２〜７ｂを参照して説明する。

本発明は、周期的ＳＹＮＣバーストが、光リンクを介して伝送され、効率的な受信器トレーニングおよびデータ回復を可能にするのに受信器内で使用されるシステムを提供する。ＳＹＮＣバーストのフォーマット、内容、および繰返し速度は、オバーヘッドを最小にしながら、障害が多いところであっても検出を容易にするように選択される。たとえば、後記するある実施形態では、ＳＹＮＣバーストに関連するオーバーヘッドは、３％程度である。その結果、光信号へのＳＹＮＣバーストの追加に関連する性能ペナルティ（および／または追加オーバーヘッドを補償するために光信号のシンボル・レートを高めることから生じる受信器感度の損失）は、観察されるが許容できるものである。

図２ａおよび２ｂに、本発明の実施形態と共に使用できるそれぞれの代替の光信号フォーマットを示す。図示するように各実施形態において、光信号は、データ記号２２のストリーム内に埋め込まれた、名目上規則的な間隔のＳＹＮＣバースト２０を含んでいる。各ＳＹＮＣバースト２０は、各送信される偏光上のそれぞれの所定の記号（または、同等に、ビット）シーケンスを有する。各偏光の記号（ビット）シーケンスは、好ましくは同時に送信されるが、限定はされない。図２ａの実施形態では、２つの直交ビット・シーケンスが、各ＳＹＮＣバーストで使用され、各ビット・シーケンスは、それぞれの送信される偏光に割り当てられる。図２ｂに、代替の配置を示し、この配置では、各送信される偏光のＩ成分およびＱ成分の各成分が、それぞれの直交ビット・シーケンスを割り当てられる。後に詳述するように、図２ｂの信号フォーマットは、受信器内のＳＹＮＣ検出器が光信号の各送信された信号成分を独立に検出することを可能にし、有益となる。

原理的に、受信器で信頼できる形で検出できる事実上すべての記号（またはビット）シーケンスは、ＳＹＮＣバースト２０に使用することができる。たとえば、ＳＹＮＣバースト２０を、２進法で０または１のストリングとして実現することができ、このことは、後記するように、受信器でのフレーミングおよび信号パーティショニングにとって十分満足するものである。たとえば、偏光補償、クロック回復、および搬送波回復などのより洗練された受信器機能は、より洗練されたＳＹＮＣバーストを必要とする。その場合に、記号シーケンスの選択は、次の考慮事項によって案内されることが好ましい。

各ＳＹＮＣバーストの長さは、ハミング距離とオーバーヘッドとの間のバランスである。ＳＹＮＣバーストの長さを増やすと、光信号のサンプル・ストリーム内での誤った検出の確率が下がるが、光信号のオーバーヘッド増加が犠牲となる。実施形態のいくつかは、１７個の記号と２４個の記号との間のＳＹＮＣバースト長が適切となっている。制限された受信器トレーニングを望む場合には、非常に短いＳＹＮＣバースト長が十分とされる。たとえば、４〜８個の記号のバースト長は、データ復号器で位相の曖昧さを除去するために初期搬送波位相を推定するのに十分である。

ＳＹＮＣ記号のパターンは、記号パターンがそれ自体に正確に位置合せされる場合において、自己相関が非常に高く、それ以外の場所で自己相関が非常に低くなるように選択されることが好ましい。これは、受信器がＳＹＮＣバーストのタイミングを正確に検出することを可能にし、後記するように、サンプル・ストリームのパーティショニングおよび並列処理を容易にする。

ＳＹＮＣ記号のパターンは、残留分散がかなり存在するときに、公知の相関技法がＳＹＮＣバーストを検出できるように、選択されることが好ましい。受信器での初期分散補償は、たとえば、システム・スタートアップ中に、通常、リンク障害に関する前提に基づいている。その結果、光信号から導出されるサンプル・ストリームにかなりの残留分散が存在するようになる。そのような残留分散の存在下であってもＳＹＮＣバーストが堅牢に検出されることは、受信器の補償器のトレーニングを容易にする。１つの実施例は、光信号のシンボル・レートを大きく下回る周波数成分を含むように、ＳＹＮＣ記号のパターンを設計することである。これは、残りの光信号と比べて、分散に対して大幅に鈍感なＳＹＮＣバーストをもたらす。

チャネル障害を等化することが望まれる実施形態において、ＳＹＮＣ記号のパターンは、スペクトル的に白色になるように選択されることが好ましい。これは、ＳＹＮＣバーストの自己相関特性を改善し、チャネル分散補償ループのトレーニングを助ける。異なるチャネル情報を分離する必要がある場合には、相互相関スペクトルができる限り白色にされることも望ましい。

各送信される偏光のＩ成分およびＱ成分のそれぞれのおのおののビット・シーケンスの場合、前記した考慮すべき事項を満足する代表的なビット・パターンが表１に示される。なお、表１は一例であり、これらに限定はされない。

各送信される偏光で位相変調または振幅変調される単一のおのおののビット・シーケンスの場合の、前記した考慮すべき事項を満足する代表的なビット・パターンは、次を含む（これらに限定はされない）。

表２から分かるように、前記した考慮すべき事項は、１つまたは２つの送信される偏光を有する光信号に同等にあてはまる。また、本発明は、光信号が、たとえば発光ダイオード（ＬＥＤ）などの非コヒーレント光源によって生成され得るなど、偏光されない場合をも包含している。その場合に、ＳＹＮＣバースト２０は、通常、光信号に振幅変調された単一のビット・パターンから構成される。

また、同一の記号シーケンスが、すべてのＳＹＮＣバースト２０で送信される構成とすることもできる。その代わりに、記号シーケンスは、たとえば所定の間隔で変更することもできる。各ＳＹＮＣバースト２０は、連続するＳＹＮＣ記号のブロックを含む実施形態が好ましいが、この構成に限定はされない。

任意の望ましい変調方式は、光信号にＳＹＮＣバースト２０を変調させる。さらに、この変調方式は、光信号にデータ記号を変調するのに使用される方式と同一とする必要は特にない。

連続するＳＹＮＣバースト２０の間の固定された所定の個数のデータ記号２２をもたらすように、ＳＹＮＣバースト２０は、固定された繰返し速度で送信されることが好ましい。しかし、これは必須の要件ではなく、連続するＳＹＮＣバースト２０の間の分離の適度な量の変動は許容される。

一般に、光信号のシンボル・レートと任意の２つの連続するＳＹＮＣバースト２０，２０の間との間隔によって決定された限度を最大として、任意の個数のデータ記号２２は、ＳＹＮＣバースト２０の間に挿入される。データ記号は、望み通り、ＳＹＮＣバースト２０、２０の間で連続的もしくは不連続のいずれかに配置される。任意の所望の変調方式は、光搬送波にデータ記号２０を変調する。実施形態のいくつかでは、２つ以上のデータ・ストリームを一緒に多重化することができ、データ・ストリームをＦＥＣ符号化することもでき、ＱＰＳＫ変調方式を使用することもでき、データを直交偏光搬送波に変調し、一緒に送信して、偏光分割多元接続光信号を形成することもできる。

ＳＹＮＣバースト２０の間の間隔は、任意の便利な長さまたは長さの範囲とすることができる。一方、この間隔を固定された偶数個数のデータ記号２２に制限することが望ましい。係る構成は、後記するように、受信器でのサンプル・ストリーム・パーティショニングおよび並列処理を容易にする。前記構成に加えて、ＳＹＮＣバースト２０の繰返し速度は、受信器での高速トレーニング・ループの動作を容易にするのに十分に高いことを保証することが望ましい。係る構成は、高速障害過渡状態の正確な追跡および補償を可能にする。前記説明から分かるように、これは、ＳＹＮＣバースト２０，２０の間の望ましい分離の最大値を制限する傾向にある。さらに、実施形態のいくつかでは、サイクル・スリップから生じる誤ったビットを訂正するのに、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化を行うことが好ましい。その場合に、ＳＹＮＣバースト２０は、サイクル・スリップに続く誤ったデータ記号がとりうる個数の最大値を制約する。１サイクル・スリップの前記した影響を受ける長さは、サイクル・スリップが光信号内で発生する、終端機構の位置に対する相対的な場所に依存する。各ＳＹＮＣバースト２０からの両方向復号（図７ａおよび７ｂを参照されたい）を用いると、単一のサイクル・スリップの影響を受ける長さの最大は、ＳＹＮＣバースト２０の間のデータ記号の個数の半分である。ＳＹＮＣバースト２０の間の分離は、選択されたＦＥＣ符号化方式が少なくともこの可能な最大個数の誤った記号を訂正できるのに十分なほど小さくセットされることが望ましい。別の形態では、この長さは、ＦＥＣが少なくともサイクル・スリップの影響の平均長を訂正できるように選択してもよい。使用されるＦＥＣ符号化方式に応じて、この後者の考慮事項は、１０００個の記号未満のＳＹＮＣバースト２０の間の分離をもたらす場合がある。

ＦＥＣは、特に、サイクル・スリップを認識し、訂正するように設計することができる。これを容易にするために、搬送波回復回路は、サイクル・スリップの起こりうる発生を検出し、これをＦＥＣ回路に示す。望ましい実施態様としては、両方向データ復号（搬送波回復を含む）をオーバーラップさせ、その後、各方向で復号される同一の記号の間に周期的な差があるかどうかを判定することである。そのような差は、ビット誤りの特定のパターンに起因するか、サイクル・スリップに起因するかのいずれかとなる。

ＦＥＣ回路は、サイクル・スリップの影響が適切に制約される場合、サイクル・スリップを許容するように配置することができる。たとえば、ＦＥＣブロック内のデータ記号のパターンまたは配置は、この制約された影響を許容するように選択される。

実施例として、図２ｂの光信号は、図３に示されているように生成される。このように４つのＦＥＣ符号化されたデータ・ストリーム２４は、４ビット語２６に分割され、一緒に多重化される。その後、結果の４ビット並列ディジタル・データ・ストリーム２８は、たとえば長さ７４４記号の、データ・パケット３０にパケット化される。その後、４ビット並列ディジタル・データ・ストリーム２８のビットごとに１つの４つの並列ビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバースト２０は、連続するデータ・パケット３０，３０の間に挿入される。その後、結果の４ビット並列ディジタル信号は、２つの並列ＱＰＳＫ記号ストリーム３２として扱われる。そして、この並列ＱＰＳＫ記号ストリーム３２は、偏光分割多元接続光信号のおのおのの偏光に変調される。この光信号のシンボル・レートは、２．５ＧＨｚを超えるものとすることができる。

図４は、前記した光信号フォーマットが、堅牢なクロック回復、障害補償、およびデータ復号に使用されている、代表的なコヒーレント光受信器を概略的に示した図である。

図４のコヒーレント光受信器では、インバウンド光信号が、光リンク２を介して受信され、偏光ビーム・スプリッタ４によって直交偏光に分割され、その後、従来の９０°光ハイブリッド８によって局所発振器（ＬＯ）信号６と混合される。この光信号は、たとえば、前記した図２ｂおよび３で説明したタイプの高速光信号とすることができる。光ハイブリッド８から発するコンポジット光信号は、おのおのの光検出器１０に供給され、光検出器１０は、対応するアナログ信号を生成する。光検出器信号は、おのおののアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器３４によってサンプリングされて、受信された偏光のそれぞれの同相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分に対応するマルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームを作る。図４では、Ａ／Ｄ変換器３４ごとに２つの光検出器が図示されているが、他の実施形態では、満足な性能を伴って、Ａ／Ｄごとに１つの光検出器だけを使用してもよい。

前記した説明から分かるように、Ａ／Ｄ変換器３４の分解能は、性能とコストとの間のバランスである。分解能を高めると、サンプリング精度が改善され、これによって、信号ひずみを下流の分散補償器および偏光補償器によって訂正できる範囲が改善される。しかし、この精度向上は、複雑さ、シリコン面積、および熱生成をも増加させることとなり、好ましくない。また、４ビット未満の分解能は、満足な分散および偏光の補償に不十分である。そこで、実際には、５ビットまたは６ビットの分解能が、許容できるコストで満足な性能をもたらす。

少なくとも初期には、Ａ／Ｄ変換器３４は、公称クロック３６によって駆動され、公称クロック３６は、所望のサンプル・レートを保証するが、受信された光信号に対する相対的な未知のタイミングとなっている。これは、Ａ／Ｄ変換器出力においてそれぞれが不確定のサンプル・タイミングを有する１組のマルチビット・サンプル・ストリームを生成する。したがって、公称クロック速度は、Ａ／Ｄ変換器３４のサンプル・レートが、受信される光信号の予想される最高のシンボル・レートに関するナイキスト判断基準を満足するように選択されることが好ましい。係る構成から分かるように、ナイキスト・サンプリングは、サンプル・タイミング（各受信された記号に関する）が曖昧および／または未知の場合であっても、Ａ／Ｄ変換器出力で生成されるサンプル・ストリームが各信号の情報内容のすべてを含むことを保証する。

Ａ／Ｄ変換器３４ブロックから、各受信された偏光のＩサンプル・ストリームおよびＱサンプル・ストリームがおのおのの分散補償器３６に供給され、分散補償器３６は、サンプル・ストリームを操作して、出力リンクの色分散を補償する。この機能の実行に関して、たとえば有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなど、さまざまな方法が知られている。

この形で補償できる色分散の量は、フィルタの幅（サンプル数単位）に依存することは公知の技術となっている。５０サンプル以上のフィルタ幅を、補償性能とコストとの間の満足なバランスをもたらすために使用することが好ましい。２５６サンプルのフィルタ幅が、許容できるコストで、激しい色分散（≧１００００ｐｓ／ｎｍ）の補償さえ可能にすることは公知となっている。分散補償器係数を計算する（および、これによって分散補償器をトレーニングする）トレーニング・ループは、公知技術で開示された方法を使用して実施することができる。たとえば、総色分散はさまざまな既知の方法のいずれかを使用して測定することができ、測定された分散を使用して、更新されたフィルタ係数を計算することができる。そして、更新されたフィルタ係数は、分散補償器３６にダウンロードされる。

本発明が属する技術分野において周知なように、多数の係数が適用されるフィルタは、加法性雑音が存在するとき、迅速性と正確性とは同時に適用させることができない。したがって、かなりの量の色分散を補償する時に、適応応答時間（すなわち、分散を測定し、更新された係数を計算し、これらを分散補償器３６にダウンロードするのに必要なトレーニング・ループ遅延）は、通常、十分な精度を実現するために、１ミリ秒より長くされる。実施形態のいくつかでは、かなり長めの適応応答時間（たとえば、１秒以上程度）が、色分散の観察される変動率を追跡するのに十分となっている。

分散補償器３６の出力に現れる分散補償されたサンプル・ストリームは、その後、１：Ｍ分配ユニット３８に供給される。１：Ｍ分配ユニット３８は、分散補償器３６からのサンプルのブロックをＭ個の経路のうちのそれぞれ１つに選択的にルーティングすることによって、信号経路を分割するように動作する。各経路では、偏光補償器４０が、分散補償されたサンプル・ストリームからの各偏光の伝送されたＩ信号成分およびＱ信号成分を逆畳み込みを行う。各偏光補償器４０の出力に現れるひずみ補償されたサンプル・ストリームは、その後、データ記号の検出およびデータの回復のために、おのおのの復号器４２に供給される。

前記したＳＹＮＣバースト２０は、受信器内で、クロック回復の高速でおそらくは信頼性の高いトレーニング動作、偏光補償動作、フレーミングおよび信号パーティショニング動作、搬送波回復動作、ならびに復号動作を実現するのに有利に使用することができる。

以下、これらの動作のそれぞれについて、図４〜７ｂを参照して詳細に説明する。

［クロック回復］
図５は、非常にひずんだ光信号からクロック信号を回復する、代表的なクロック回復回路４４のブロック図である。図５に示す実施形態は、Ａ／Ｄ変換器３４によって生成されたマルチビット・サンプル・ストリームが高速フーリエ変換（ＦＦＴ）フィルタ４６に供給され、ＦＦＴフィルタ４６がそのスペクトル内容を分析する。ＦＦＴフィルタ４６の出力において、各偏光のおのおのの上側波帯（ＵＳＢ）信号および下側波帯（ＬＳＢ）信号が、タップされ、偏光補償器４８に供給される。偏光補償器４８は、単純化された偏光補償機能を実施する。その後、偏光補償器４８の出力に現れる補償されたＵＳＢ信号およびＬＳＢ信号は、図５に示されているように組み合わされ、結果の信号は、従来のディジタル位相ロック・ループ（ＰＬＬ）クロック回復回路の位相誤差検出器回路５０に供給される。

上側波帯および下側波帯のタッピングは、ＳＹＮＣ記号パターンの低周波数内容と組み合わされて、激しい色分散および偏光障害がある場合であっても、ＳＹＮＣバースト２０を検出可能にする。その結果、ＳＹＮＣ検出器５２は、上側波帯信号および下側波帯信号のそれぞれで各ＳＹＮＣ記号を検出するために、既知の相関技法を実施することが可能となる。計算された相関に基づいて、係数計算器５４は、ＰＬＬが周波数／位相ロックを得ることを可能にするのに十分な精度で偏光障害を補償するフィルタ係数を計算することができる。

前記したように、偏光補償器４８は、単純化された偏光補償機能を実行する。この偏光補償機能は、偏光障害を部分的に補償する。たとえば、偏光補償器４８は、２つのパラメータすなわちθ_ｐおよびφ_ｐだけを有する逆ジョーンズ行列を実施することができる。係る手段による逆ジョーンズ行列の自由度の制限は、係数計算器５４の計算の複雑さを減らす一方、信頼できるクロック回復を可能にするのに十分な性能を達成する。

ＰＬＬが、周波数／位相ロックを達成したならば、回復されたクロック信号は、分散補償器３６、分配ユニット３８、「主」偏光補償器４０、およびデータ復号器４２と同様に、Ａ／Ｄ変換器３４を作動させる。これらのユニットのそれぞれが安定したとき、主データ経路の偏光補償器４０の出力からクロック信号を回復することが可能となる。

代替のクロック回復方法は、下でより詳細に説明する分配ユニット３８によって生成されるサンプル・ブロックに影響する。この場合に、サンプルのブロック内のシンボル・レートを表す記号クロックの位相および／または周波数は、Ｌ．Ｅ．Ｆｒａｎｋｓ、「Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｂｉｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ − ａ Ｔｕｔｏｒｉａｌ Ｒｅｖｉｅｗ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．Ｃｏｍ−２８、Ｎｏ．８、１９８０年８月に記載の方法を使用して判定することができる。この情報を使用して、将来のサンプルについてＡ／Ｄ変換器サンプリング・クロックを調整することができ、これによって、位相ロック・ループが形成される。代替案では、記号クロックを、サンプル・ブロックの既存サンプルの間での補間の実行に使用して、サンプル・ブロック内の記号のタイミング（すなわち、位相）を密に近似する補間されたサンプルを導出することができる。係る補間方法としては、フーリエ補間などの補間方法がディジタル信号処理の技術において知られている。たとえばシンボル・レートの４倍または１０倍など、十分な度合のオーバーサンプリングがある場合には、補間が不要である可能性があり、適度に近いサンプルを、記号ごとに選択してもよい。記号に適当に位置合せされたサンプルの組が識別された（または補間によって導出された）ならば、サンプルのその組を復号して、これらの記号の値を判定することができる。

［偏光補償］
一般に、偏光補償器４０は、４つの分散補償されたサンプル・ストリームを受け取り、各送信された偏光のオリジナルＩ信号成分およびオリジナルＱ信号成分に対応するおのおののサンプル・ストリームを出力する。たとえば有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなどのさまざまな方法が、偏光補償器４０に使用することができる。

前記したように、高速偏光過渡状態の存在下での送信されたＩ信号成分およびＱ信号成分の成功の逆畳み込みは、偏光補償器４０の連続的な高速トレーニングを必要とする。これは、実質的に、フィルタ係数を受信される光信号の偏光状態の変化を正確に追跡するのに十分な速度および頻度で再計算しなければならないことを意味している。過渡状態中に、極端なビット誤りが、不完全な追跡によって生ずることのないように、追跡を維持することを十分に成し遂げることは、一般的とは言えない。交差偏波された信号のクロストークの防止は、特にむずかしいものとなる。２ＫＨｚもしくはそれ以下の最大偏光過渡状態が予測される光リンクにおいては、１００ＫＨｚ程度の低い再計算の頻度で十分かもしれない。予想される偏光過渡状態速度が高まるにつれて、フィルタ係数の再計算の頻度も高めなければならない。したがって、実施形態のいくつかでは、１ＭＨｚを超える再計算速度が望まれる。ある実施形態においては、ＳＹＮＣ検出器５６（図４）は、既知の相関技法を実行して、分散補償されたサンプル・ストリームのそれぞれの中の各ＳＹＮＣバースト２０の記号シーケンスを検出することができる。ＳＹＮＣ検出器５６によって計算された相関係数は、以後、更新されたフィルタ係数を計算するために係数計算器５８が使用される。ここで、このフィルタ係数は、その後に偏光補償器４０にダウンロードされる。

実施形態のいくつかでは、ＳＹＮＣバースト周波数は、光通信信号のシンボル・レートの約１０００分の１となる。したがって、シンボル・レートが１０ＧＨｚである光通信システムにおいて、ＳＹＮＣバースト周波数は、約１０ＭＨｚになる。図４の受信器の分散補償機能および偏光補償機能の分離によって使用可能にされる偏光補償器のサイズは小さい（５サンプル幅もの小ささ）。この小さなサイズは、ＳＹＮＣ検出器５６および係数計算器５８が連続するＳＹＮＣバーストの間の期間中にフィルタ係数を再計算し、ダウンロードすることができる「高速」トレーニング・ループが形成されることを意味する。そのような頻繁な係数更新は、５０ＫＨｚを十分に超えるレートを有する偏光過渡状態のリアルタイムに近い追跡および補償を容易にする。

［フレーミングおよび信号パーティショニング］
一般に、分配ユニット３８は、分散補償されたサンプル・ストリームをＭ個の並列サンプル・ストリームにパーティショニングし、これらの並列サンプル・ストリームのそれぞれは、より低いサンプル・レート（Ｍ倍だけ低い）で処理される。

図６に示す実施形態では、分配ユニット３８は、サンプル６２（図６）のオーバーラップするブロックを生成するために、フレーマ６０によって制御される「バースト・スイッチ」として作動する。たとえば、バースト・スイッチの一実施態様は、マルチポート・ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）を含めることができる。このマルチポートＲＡＭは、サンプルを２つ以上のデータ経路に同時に供給することを可能にする。図６ａは、サンプル６２の各ブロックが、２つの連続するＳＹＮＣバースト２０およびその間にあるすべてのデータ記号を包含する実施形態を示している。この実施例では、隣接するデータ経路内のデータ・ブロック６２の間のオーバーラップの量６４が、名目上は１つのＳＹＮＣバーストと同等となっている。いくつかの場合に、用いられるＳＹＮＣバーストの両方を包含するサンプルのすべてに渡る偏光補償の連続性を保証するために、オーバーラップの量を増やす（たとえば、おおむね偏光補償器の幅だけ）ことが望ましい場合がある。

図６ｂに示す実施形態では、サンプル６２の各ブロックは、ＳＹＮＣバースト２０を中心とし、用いられるＳＹＮＣバースト２０と直前および直後のＳＹＮＣバーストのそれぞれとの間のサンプルの半分に見かけ上またがっている。偏光補償器の幅と等しい複数の「バッファ」サンプルが、偏光補償の連続性を保証するために、サンプル・ブロックの両端に追加される。これらのバッファ・サンプルは、隣接するデータ経路内のデータ・ブロック６２の間のオーバーラップの最小の望ましい量６４を定義する。

図６ａおよび６ｂのサンプル・ブロック・フォーマットは、各サンプル・ブロック６２が、そのおのおののＳＹＮＣバースト２０内に、すべての他のデータ経路と実質的に独立の偏光補償およびデータ復号を可能にするのに十分な情報を含むため好適である。これは、隣接する経路内の処理モジュール１８の間の通信を必要とする従来のシステム（上のＮｏｅによって説明されるものなど）（図１を参照されたい）と比較して、受信器アーキテクチャを大幅に単純化し、データ処理速度を高める。

フレーマ６０は、たとえば、さまざまな相関技法を使用して、分散補償された信号ストリームを用いて各ＳＹＮＣバースト２０のタイミングを検出することができる。実施形態の一つとしては、クロック回復に関して上で説明したものに類似する技法を使用して、激しい偏光障害の存在下であっても各ＳＹＮＣバースト２０の検出を可能にすることができる。前記から分かるように、スタートアップ・フェーズ中には、この動作が完全である必要がない。実際には、フレーマ６０が、各データ経路に供給される各サンプル・ブロック６２が手付かずの各ＳＹＮＣバースト２０を含むのに十分な精度で分配ユニット３８を制御することで、十分である。この条件が満足される場合に、ＳＹＮＣ検出器５６および係数計算器５８は、偏光障害の補償を提供するように成功して動作することができる。偏光補償器４０が安定したならば、フレーマ６０は、偏光補償されたサンプル・ストリームを使用して、ＳＹＮＣバースト・タイミングを正確に判定することができる。

［搬送波回復］
搬送波回復ループは、レーザ線幅に起因する高速搬送波位相変化を追跡するために設けられる。実施形態のいくつかでは、搬送波回復機能は、各偏光補償ループ内に一体化され、データ経路のそれぞれの中で独立に実行される。２次搬送波回復ループまたはフィードフォワード搬送波回復（たとえば、信号の４乗）が使用される。搬送波オフセット周波数は、直前のサンプル・ブロック（すなわち、現在のサンプル・ブロック６２の前のＭ個のＳＹＮＣバースト２０）から推定され、持ち越されることができる一方、ＳＹＮＣ記号（またはその一部）を使用して初期搬送波位相を推定することが望ましい。この形で初期搬送波位相を推定するのにＳＹＮＣ記号を使用することは、搬送波位相の曖昧さをも除去する。

実施形態の一つでは、偏光補償器４０の係数更新を、以下のように記述することができる。ＳＹＮＣ記号（またはその一部）を使用して、初期搬送波位相を推定し、次に、既知のＳＹＮＣ記号を使用して補償器４０をトレーニングして、従来の平均最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用して誤差信号を形成し、これによって、フィルタ係数および搬送波位相を合同で更新する。ＳＹＮＣ記号を処理した後に、トレーニング・モードから判断指示モード（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）に切り替えて、データ記号を包含するサンプルを処理する。サンプル・ブロック６２の終りに、次のサンプル・ブロック６２（すなわち、Ｍ個のＳＹＮＣバーストだけ後）のためにフィルタ係数および搬送波オフセット周波数情報を保持する。ＳＹＮＣ記号の使用は、補償器収束を助け、偏光の曖昧さを除去する。

［復号］
各偏光補償器４０の下流に接続された復号器４２は、公知の方法を実施することによって、偏光補償器４０から出力されるひずみ補償された信号から記号値および／またはデータ値を検出することができる。図７ａの実施形態では、復号器は、図６ａのフォーマットが含まれた偏光補償されたサンプル・ブロック６２を受け取る。図７ａに分かるように、各サンプル・ブロック６２は、オーバーラップするサブブロック６６にパーティショニングされ、各サブブロック６６は、おのおののＳＹＮＣバースト２０を含む。次に、各サブブロック６６は、おのおのの復号器６８に供給され、これらの復号器６８は、サブブロック６６内の各データ記号の値を検出する。ここで、各サブブロック６６のおのおののＳＹＮＣバースト２０が、そのサブブロック６６に関する復号器６８のトレーニングを可能にし、したがって、誤りの確率が下げられる。各ＳＹＮＣサンプルの値は既知なので、復号器６８は、サイクル・スリップによって作られる可能性があるものなど、誤ったＳＹＮＣサンプル値を容易に検出することができる。これは、サイクル・スリップの影響を制約する効果的な手段を提供し、その結果、誤ったサンプルのストリングは、ＳＹＮＣバースト２０を過ぎて継続しなくなる。さらに、各サブブロック６６は、独立に復号されるので、１つのサブブロック６６内のサイクル・スリップの影響は、本質的に、そのサブブロック６６に制約を受ける。その結果、光信号内の任意の場所で発生するサイクル・スリップは、任意の２つのＳＹＮＣバースト２０の間にあるデータ記号のうちの最大で半分に影響することしかできない。

図７ａから分かるように、サブブロック６６の間のオーバーラップ領域７０内にあるサンプルは、可能性のあるサイクル・スリップを検出する手段となる。具体的に言うと、オーバーラップ領域７０内にあるサンプル７０は、両方の復号器６８によって処理される。サイクル・スリップがそのサンプル・ブロック６２内で発生していない場合には、この重複した処理は、オーバーラップ領域７０内にあるサンプル７０に関して同一の結果を生じなければならない。したがって、オーバーラップ領域７０内にあるサンプル７０に関する、２つの復号器６８によって生成される復号結果の間の相違は、可能性のあるサイクル・スリップが発生したことのインジケータとして使用することができる。

図７ｂの実施形態は、図６ｂのサンプル・ブロック・フォーマットを使用して動作すること以外は、図７ａの実施形態に類似している。図７ａの実施形態と同様に、サンプル・ブロック６２は、オーバーラップするサブブロック６６の対に分割され、サブブロック６６のそれぞれは、１つのＳＹＮＣバースト２０を含んでいる。各サブブロック６６は、独立に復号され、その結果、サイクル・スリップの影響は、任意の２つのＳＹＮＣバースト２０の間にあるデータ記号のうちの最大で半分に規制される。要すれば、可能性のあるサイクル・スリップの検出は、隣接するデータ経路内のサンプル・ブロック６２のオーバーラップする部分６４のおのおのの検出結果を比較することによって達成することができる。この場合に、サンプル・ブロックの間のオーバーラップの量６４は、偏光補償器内でエッジ効果によって影響されないオーバーラップ・サンプルの組６４をもたらすために、図６ｂに関して上で説明した最小値を超えて増やされることが好ましい。

前記した本発明の実施形態は、例示的であり、本発明の範囲は、特許請求の範囲に記載された趣旨を逸脱しない範囲におよぶことは言うまでもない。

従来技術で既知のコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示すブロック図である。 本発明の代表的な実施形態によるＳＹＮＣバーストを含むおのおのの異なる光信号を概略的に示す図である。 本発明の代表的な実施形態によるＳＹＮＣバーストを含むおのおのの異なる光信号を概略的に示す図である。 図２ｂの光信号を生成する代表的な方法を示す概略図である。 本発明の一態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素および動作を概略的に示すブロック図である。 図４の受信器で使用可能なクロック回復回路の主要な要素および動作を概略的に示すブロック図である。 図４の分配ユニットによって生成されるおのおのの異なるサンプル・ブロックを概略的に示す図である。 図４の分配ユニットによって生成されるおのおのの異なるサンプル・ブロックを概略的に示す図である。 それぞれ図６ａおよび６ｂのサンプル・ブロックを復号する復号器の主要な動作を概略的に示す図である。 それぞれ図６ａおよび６ｂのサンプル・ブロックを復号する復号器の主要な動作を概略的に示す図である。

Claims (45)

1. 光通信システムを介してデータを伝える方法であって、
   前記光通信システムを介して光信号を受信するステップにおいて、前記光信号がデータ記号およびＳＹＮＣバーストを含み、各前記ＳＹＮＣバーストが所定の記号シーケンスを含む、ステップと、
   マルチビット・サンプル・ストリームを生成するために受信された前記光信号をオーバーサンプリングするステップと、
   前記サンプル・ストリームを連続するサンプルのブロックにパーティショニングするステップであって、サンプルの各ブロックが、サンプルの少なくとも１つの他のブロックと少なくとも部分的にオーバーラップし、少なくとも１つの前記ＳＹＮＣバーストおよび複数の前記データ記号を包含し、各ブロックのオーバーラップ領域は、少なくとも１つの他のブロックのオーバーラップ領域の対応する複数のサンプルと同一の複数のサンプルを含む、ステップと、
   おのおのの前記データ記号の値を検出するためにサンプルの各ブロックを独立に処理するステップと、を含む方法。
2. 前記所定の記号シーケンスは、前記光信号のおのおのの送信される偏光のそれぞれの所定の記号シーケンスを含む、請求項１に記載の方法。
3. 各送信される偏光上の前記それぞれの所定の記号シーケンスは、前記おのおのの送信される偏光の同相成分および直交成分におのおのが割り振られる直交ビット・シーケンスの対を含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記光信号は、２つの送信される偏光を含み、各前記送信される偏光の前記所定の記号シーケンスが、互いに直交である、請求項２に記載の方法。
5. 前記データ記号は、一緒に多重化された少なくとも２つのデータ・ストリームのそれぞれのデータ記号を含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記データ記号の少なくとも一部は、ＦＥＣ符号化されたデータ・ストリームに対応する、請求項１に記載の方法。
7. データ・ストリームを符号化するのに使用されるＦＥＣ符号化方式は、サイクル・スリップに起因する誤ったビットの少なくとも一つの平均予想個数の訂正を可能にするように設計される、請求項６に記載の方法。
8. 前記データ・ストリームを符号化するのに使用されるＦＥＣ符号化方式は、サイクル・スリップに起因する誤ったビットの最大予想個数の訂正を可能にするように設計される、請求項７に記載の方法。
9. 前記サンプルの各ブロックは、連続するＳＹＮＣバーストの対を包含する、請求項１に記載の方法。
10. 前記サンプルの各ブロックは、ＳＹＮＣバーストと、前記ＳＹＮＣバーストと直前のＳＹＮＣバーストおよび直後のＳＹＮＣバーストのうちのいずれか１つとの間にある前記サンプルの少なくとも半分と、を含む、請求項１に記載の方法。
11. 前記サンプルの各ブロックは、ＳＹＮＣバーストと、前記ＳＹＮＣバーストと前記直前のＳＹＮＣバーストおよび前記直後のＳＹＮＣバーストの両方との間にそれぞれが存在する前記サンプルの少なくとも半分と、を含む、請求項１０に記載の方法。
12. サンプルの各ブロックを独立に処理する前記ステップは、前記光通信システムの障害を補償するステップを含む、請求項１に記載の方法。
13. 前記障害は、
    偏光依存損失と、
    偏波モード分散と、
    前記光通信システムを介して受信される光信号の各偏光の角度、のうちのいずれか１つもしくは２つ以上を含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記光通信システムの障害を補償する前記ステップは、
    ＳＹＮＣバースト内の各送信される偏光上の前記所定の記号シーケンスをSYNC検出器により検出するステップと、
    前記検出の結果に基づいてフィルタ係数を係数計算器により計算するステップにおいて、前記フィルタ係数が、前記サンプル・ストリームからの送信されたデータ信号の偏光補償器による逆畳み込みを可能にする、ステップと、
    前記計算されたフィルタ係数を使用して前記サンプルのブロックの少なくとも一部を前記偏光補償器により処理するステップと、
    を含む、請求項１２に記載の方法。
15. 各送信される偏光の前記所定の記号シーケンスを検出する前記ステップおよびフィルタ係数を計算する前記ステップは、ＳＹＮＣバーストごとに繰り返される、請求項１４に記載の方法。
16. サンプルの各ブロックを独立に処理する前記ステップは、サンプルの前記ブロックによって包含されるデータ記号の値を検出するステップを含む、請求項１に記載の方法。
17. 前記データ記号の値を検出する前記ステップは、
    ＳＹＮＣバーストを検出するステップと、
    搬送波位相を判定するステップと、を含む、請求項１６に記載の方法。
18. サンプルの各ブロックを独立に処理する前記ステップは、サンプルの少なくとも１つの他のブロックの終点と異なるおのおのの終点にサンプルのブロックをルーティングするステップを含む、請求項１に記載の方法。
19. 光通信システムの受信器を制御する方法であって、
    前記光通信システムを介して光信号を受信するステップにおいて、前記光信号が所定の記号シーケンスを有するＳＹＮＣバーストを含むステップと、
    前記光信号の記号位相に対して相対的に不確定のサンプル位相を有するマルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームを生成するために、公称クロックを使用して、前記受信された光信号をオーバーサンプリングするステップと、
    前記マルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームを処理して各ＳＹＮＣバーストの特性を検出するステップと、
    前記検出された特性を使用して、前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップとを含み、
    前記少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップは、前記マルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームをサンプルのブロックに分離するためにフレーマを制御するステップを含み、サンプルの各ブロックが、少なくとも１つのＳＹＮＣバーストおよび複数のデータ記号に部分的にオーバーラップし、各ブロックのオーバーラップ領域は、少なくとも１つの他のブロックのオーバーラップ領域の対応する複数のサンプルと同一の複数のサンプルを含む、を含む方法。
20. 前記所定の記号シーケンスは、前記光信号のおのおのの送信される偏光のそれぞれの所定の記号シーケンスを含む、請求項１９に記載の方法。
21. 各送信される偏光上の前記それぞれの所定の記号シーケンスは、前記おのおのの送信される偏光の同相成分および直交成分におのおのが割り振られる直交ビット・シーケンスの対を含む、請求項２０に記載の方法。
22. 前記光信号は、２つの送信される偏光を含み、各前記送信される偏光の前記所定の記号シーケンスが、互いに直交である、請求項２０に記載の方法。
23. 前記所定の記号シーケンスは、前記光信号のシンボル・レート未満の周波数成分を含む、請求項１９に記載の方法。
24. 前記周波数成分は、前記シンボル・レートの１／２以下である、請求項２３に記載の方法。
25. 前記受信された光をオーバーサンプリングする前記ステップは、前記光信号の最高の予想されるシンボル・レートに関するナイキスト判断基準を満足するサンプル・レートで前記光信号をサンプリングすることを含む、請求項１９に記載の方法。
26. 前記ＳＹＮＣバーストの繰返し速度は、少なくとも１０^６Ｈｚである、請求項１９に記載の方法。
27. 前記ＳＹＮＣバーストの繰返し速度は、前記光信号のシンボル・レートより１０００倍程度少ない、請求項１９に記載の方法。
28. 前記所定の記号シーケンスは、非周期的である、請求項１９に記載の方法。
29. 前記所定の記号シーケンスは、周期的である、請求項１９に記載の方法。
30. 各連続するＳＹＮＣバーストの前記所定の記号シーケンスは、同一である、請求項１９に記載の方法。
31. 一のＳＹＮＣバーストの前記所定の記号シーケンスは、少なくとも１つの他のＳＹＮＣバーストの前記所定の信号シーケンスと異なる、請求項１９に記載の方法。
32. 各ＳＹＮＣバーストの前記検出された特性は、自己相関である、請求項１９に記載の方法。
33. 前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップは、前記自己相関を使用して偏光補償器の係数を計算するステップを含む、請求項３２に記載の方法。
34. 偏光補償器の係数を計算する前記ステップは、前記光信号のＳＹＮＣバーストごとに繰り返される、請求項３３に記載の方法。
35. 前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップは、前記計算された係数をクロック回復回路の偏光補償フィルタにロードするステップをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
36. 前記マルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームが既知のサンプル・タイミングを有するように、前記公称クロックの代わりに前記クロック回復回路によって生成される回復されたクロック信号を使用して前記光信号のオーバーサンプリングを継続するステップをさらに含む、請求項３５に記載の方法。
37. 各ＳＹＮＣバーストの前記検出された特性が、各ＳＹＮＣバーストのタイミングである、請求項１９に記載の方法。
38. 前記サンプルの各ブロックは、ＳＹＮＣバーストと、前記ＳＹＮＣバーストと直前のＳＹＮＣバーストおよび直後のＳＹＮＣバーストのうちのいずれか１つとの間にある前記サンプルの少なくとも半分と、を含む、請求項１９に記載の方法。
39. 前記サンプルの各ブロックは、ＳＹＮＣバーストと、前記ＳＹＮＣバーストと前記直前のＳＹＮＣバーストおよび前記直後のＳＹＮＣバーストの両方との間にそれぞれが存在する前記サンプルの少なくとも半分と、を含む、請求項３８に記載の方法。
40. 各ＳＹＮＣバーストの前記検出された特性は、搬送波位相である、請求項１９に記載の方法。
41. 前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングする前記ステップは、前記検出された搬送波位相に基づいて、可能性のあるサイクル・スリップを検出するために等化器を制御するステップを含む、請求項４０に記載の方法。
42. 各検出された可能性のあるサイクル・スリップの影響を訂正するために前記等化器をトレーニングするステップをさらに含む、請求項４１に記載の方法。
43. 前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップは、前記ＳＹＮＣバーストに隣接する複数のデータ記号の各データ記号の前記搬送波位相の検出を可能にするために、前記ＳＹＮＣバーストの前記検出された搬送波位相を使用するステップを含む、請求項４０に記載の方法。
44. 各ＳＹＮＣバーストの前記検出された特性は、前記所定の記号シーケンスである、請求項１９に記載の方法。
45. 前記受信器の少なくとも１つの信号プロセッサをトレーニングするステップは、前記所定の記号シーケンスに基づいて、サイクル・スリップの影響を訂正するために復号器を制御するステップを含む、請求項４４に記載の方法。

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