JP4857988B2 - 電力制御装置及び電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気機器、電子機器における電圧又は電流を制御するのに適用して好適な電力制御装置及び電源装置に関する。

近年、電子技術における利便性、効率性が評価され、ＩＴ（information technology）、ＡＶ（audio visual）に代表される電子機器の普及が全世界的に加速している。また同時に地球環境、地球資源の有限性も強く指摘されるようになり機器の省エネルギー技術が強く求められている。

例えば電子機器の電源では効率の向上が継続的に行われ一部のスイッチング電源に見られるように９０％以上の効率を達成しているものもある。しかしながら実態は依然としてコスト面やノイズ面から低効率の電源が多く使用されている。

また効率が高い電源においても入力電源電圧変動や部品ばらつき、負荷電流の変化に影響を受け例えば低消費電力時などでは効率が大きく低下してしまっていた。

一般的に電源効率は機器の定格負荷（電力）で高くなるように設計されているが、実際の機器では動作電力は常に変動しており、同時に効率も変動している。テレビジョン受像機を例にとれば音声出力や画面の輝度によりその電力は大きく変動する。逆の言い方をすれば負荷電流の大きさに最適な入力電圧が存在することになる。

それ以外にも商用電源の電圧変動の影響も受けるため実動作での電源効率はスペックよりも低くなってしまう。これは電源方式がスイッチングレギュレータであろうとシリーズレギュレータであろうと同じことである。

例えば一般にトランスは無負荷時でも無負荷損が発生するために無負荷時に効率最小となりその後負荷電流の増加にともない効率が上昇するが、負荷損は負荷電流の二乗で発生するため電流がある範囲を超えると負荷損が全損失の主要因となり逆に効率は低下する。この関係を図１９に示す。

実際にトランスレス電源としては、例えば図２７に示すように、例えば交流（ＡＣ）１００Ｖの商用電源１の一端をコンデンサ２を介して、ダイオードブッリジより成る整流回路３の一方の入力端子に接続し、この商用電源１の他端をこの整流回路３の他方の入力端子に接続し、この整流回路３の一方及び他方の出力端子４ａ及び４ｂ間に定電圧用のツェナーダイオード５及び平滑用コンデンサ６を並列に接続したものである。

斯かる図２７に示す如き、トランスレス電源では、商用電源１を直接整流し、その後レギュレータを構成するツェナーダイオード５を介することで、出力端子４ａ及び４ｂ間に安定な直流電圧（ＤＣ）を得るようにしている。

このとき、コンデンサ２により、予め電圧を下げレギュレータを構成するツェナーダイオード５の負担を軽くすることが行われている。

小電力の場合はコンデンサが利用されることが多い。これはコンデンサによる電圧降下は電流の位相が電圧とずれるために電力損失が発生しないためであり、例えば待機電力用電源等に利用されている。しかしながらこの回路では負荷変動等により整流出力が変動することから通常は最大負荷に合わせて回路を構成し軽負荷の時はレギュレータで電力を損失させることで安定電圧を作り出している。

また、コンデンサ両端の電圧降下は周波数や負荷電流の変動により大きく変化してしまうため、負荷電流が大きく、負荷変動の大きい機器では使用することができない。従って現状では待機電力等数十ｍＷ程度の極小電力用途に限定されている。

また、図２７のトランスレス電源において、リレー等により消費電力の大きい動作時はコンデンサ２に所定の他のコンデンサを並列接続することで供給電力を増やすことも可能であるが、広い負荷範囲に対応するためには複数のコンデンサを切り換える必要がある。リレー等で複数のコンデンサを切り替えることは原理的に可能であるが、スペースやコスト面以外に応答が遅いこと、切り換え時のノイズが発生すること、連続的に容量を変化できないこと、耐久性に難があることなど実用的ではない。従って負荷の変動に合わせて容量値を連続的に可変できるデバイスが必要となる。

高周波回路の用途には電気的に容量制御可能なコンデンサとしてダイオードの端子間容量を利用したバリキャップなどが存在するが電力制御としては、容量値、耐圧などで使用できない。
また、近年ではＭＥＭＳ（micro electro mechanical system）を利用した可変コンデンサも複数提案されているが高周波信号での使用を前提としている。

一般に、コンデンサの容量は、誘電率、電極面積、電極間距離で決まる。従ってこのうちどれか１つ以上を制御すればいいことが分かる。実際にＭＥＭＳで提案されているのは、電極を変位させることによる電極間距離や対向電極面積を可変する方式である。

また、例えば特許文献１にはセラミックコンデンサに５０Ｖを印加し誘電率を変えることで容量を７０％変化させた例が開示され、応用例としてフィルタ回路のカットオフ周波数や時定数発振回路の発振周波数を可変することが提示されている。
特開昭６２−２５９４１７号公報

上述したように、電子機器、電子回路における電力損失は使用電力の増大を招きユーザに余分な電気代を負担させるだけではなく、ひいては地球資源の浪費、地球温暖化の促進につながってしまうため電力損失は極小であることが望ましい。

回路が簡単でノイズが少ない電源トランスを用いたシリーズレギュレータ方式では、商用電源に接続された電源トランスにより必要となる電圧に降圧したあと、ダイオードにより整流され大容量コンデンサによって平滑される。この整流出力は不安定なためトランジスタの端子間電圧降下を制御するレギュレータにより電圧の安定化を行っている。この場合の電圧降下は直流電圧降下であり基本的に全て熱に変換され、大きな電力損失が発生してしまう。必要となる電圧降下量は電源トランス他の部品特性のばらつき、負荷電流の大小などの影響が大きく、電子機器を安定に動作させるためにマージンをとると通常状態では電力損失が非常に大きくなり、ひどい場合は３０％程度の効率となってしまっている。

また、スイッチングレギュレータ方式においては電圧の安定化は半導体素子によるオン、オフ制御のため電力損失が少なく効率が高く取れるが、それでも入力や負荷条件により効率が変化し軽負荷条件などでは効率の悪化が生じてしまい、もっと広範囲な入力及び負荷変動に対応することが求められている。

また、特許文献１に開示の可変コンデンサでは、電力用途としては容量が小さく、制御電圧も高い必要があるため実用的ではない。

電子機器における電力制御では周波数制御とは違い素子ごとの容量値は厳密である必要はなく周波数範囲も３００ＫＨｚ程度と低くても応用範囲が広く、誤差検出が電圧、または電流により可能なためフィードバック制御が容易である。

以上電子機器における電力制御用可変コンデンサについて述べてきたが現在実使用できるデバイスは存在していない。
そこで本発明者は種々研究を重ねた結果、前述特許文献１にあるように直流電界用の電極を追加した４端子デバイスを用いることなく、既存部品を組み合わせることで必要な容量、耐圧を持つ直流電圧制御可能な可変コンデンサが得られることを見出した。

しかしながら扱える電力を大きくしようとコンデンサの容量を大きくするとコストが高くなりサイズが大きくなってしまうという問題があった。また性能的にはもっと広い可変範囲、すばやい応答、低駆動電圧が望まれている。
本発明は、斯かる点に鑑み、低電力損失、低ノイズで交流（ＡＣ）電力制御ができるようにすることを目的とする。
また、本発明は電力制御装置においてサイズの大型化を抑えながら容量の増加及び可変範囲を広く応答性が向上する積層構成可能及び高耐圧／低駆動な回路構成を提供することを目的とする。

本発明電力制御装置は、電圧降下素子としてコンデンサを使用することで交流（ＡＣ）電圧又は電流を制御する電力制御装置であって、電圧降下を可変するための制御信号により静電容量を可変させる可変コンデンサを備えるものである。
特に、誘電体の誘電率を制御する可変コンデンサに抵抗器又はインダクタを介して直流（ＤＣ）電圧を印加し、制御信号から入出力信号への影響を排除するために直流阻止用のコンデンサを介して入出力される構成のものである。
また、本発明電源装置は、平滑直流電圧と基準電圧とから生成するエラー信号をフィードバックすることで整流回路への最適な入力電圧に制御することで不要な電力損失を削減する。
この発明に係る電力制御装置は、電圧降下素子としてコンデンサを使用することでＡＣ電圧／電流を制御する電力制御装置であって、電圧降下を可変するための制御信号により静電容量を可変させる可変コンデンサ素子を備えるものである。
特に、誘電体の誘電率を制御する可変コンデンサにバイアス抵抗またはインダクタを介して制御電圧を印加し、今までは独立に存在していた制御信号と入出力信号への影響の排除を電力用の可変コンデンサに兼務させる構成とするものである。

本発明によれば、制御信号によりコンデンサ容量値を可変する電力制御装置が汎用部品の組み合わせにより簡単に構成できる。制御信号に対して制御方向は構成の仕方により、正、負どちらでも対応が可能である。この電力制御装置は交流（ＡＣ）電力のコンデンサによる制御であり電力損失がなくアナログ的に制御することが出来、原理的にスイッチングノイズが発生しない。平滑出力電圧や負荷電流を検出し、それをフィードバックすることで入力や出力の変動を吸収し電源装置の効率が最適になるよう交流信号又はパルス入力電圧を制御することが出来るため電力損失の低減、電源効率の向上など機器の省エネを達成できる。
また、通常想定している設計上のマージンを極小にすることが可能となりトランス部品の選択、設計の自由度が上がるためにコスト低減に寄与できる。
また、本発明によれば、制御電圧によりコンデンサ容量値を可変する電力制御デバイスが汎用部品の組み合わせにより簡単に構成できる。構成する全てのコンデンサを可変とし、制御電圧の影響排除用としても使用することで、容量が大きく可変範囲が広く応答速度が速い電力制御デバイスとすることができる。
また、ダイオードを介して制御電圧を印加することでＤＣ直列とＡＣ直列の接続数を変えることが可能となり、結果として低い制御電圧で高いＡＣ電圧を制御することが可能となる。さらに積層も容易なため積層数を増やすことでさらに容量を増やことや制御端子を有する４端子積層コンデンサとすることで少ない部品点数で回路を構成することが可能となる。
また、制御電圧に対して制御方向は構成の仕方により、正、負どちら側からでも対応が可能となるため、設計及び製造工程の自由度が大きくなる。この電力制御デバイスはＡＣ電力のコンデンサによる制御であり電力ロスがなくアナログ的に制御することができ、原理的にスイッチングノイズが発生しないようにすることができる。
さらに、平滑出力電圧や負荷電流を検出し、それをフィードバックすることで入力や出力の変動を吸収し電源回路の効率が最適になるようＡＣ又はパルス入力電圧を制御することができるため、電力ロスの低減、電源効率の向上など機器の省エネを達成できる。
また、通常想定している設計上のマージンを極小にすることが可能となりトランス部品の選択、設計の自由度が上がるためにコスト低減に寄与できる。

以下、図面を参照して、本発明電力制御装置及び電源装置を実施するための最良の形態の例につき説明する。

図１Ａ例は、本例電力制御装置の基本構成例を示す。図１Ａにおいて、１０は可変コンデンサを示し、この可変コンデンサ１０は、例えば温度特性がＦ特性の大容量の積層セラミックコンデンサで構成する。

この積層セラミックコンデンサは、図２の曲線ａに示す如く、印加電圧に応じて静電容量変化率が変化するもので、この積層セラミックコンデンサに使用されている強誘電体が直流電圧電界の影響により誘電率が大きく変化することを利用するものである。

この可変コンデンサ１０の一端及び他端の夫々の制御端子１１ａ及び１１ｂを夫々直流阻止用コンデンサ１２ａ及び１２ｂを介して交流信号の入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂに接続する。この場合、交流信号に方向はないので、入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂは、互いに逆であっても良い。

この場合、直流阻止用コンデンサ１２ａ及び１２ｂとして、固定容量のコンデンサである印加電圧−静電容量変化率が図２の曲線ｂに示す如く、変化しない電解コンデンサ等の大容量、高耐圧のコンデンサを使用する。

また、制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａに接続し、この制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して直流電圧Ｖ２の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｂに接続する。

この場合、可変コンデンサ１０に印加する直流電圧（Ｖ１、Ｖ２）である制御信号は、直流阻止用コンデンサ１２ａ及び１２ｂにより阻止されるので、入力及び出力に影響しないため、入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂ間の交流信号と制御用の直流電圧（Ｖ１、Ｖ２）とは、独立に扱うことができる。この可変コンデンサ１０の容量を変化するのに必要なのは電位差であり、基本的にこの制御信号である直流電圧の極性は、プラスでもマイナスでもかまわないし、制御信号入力端子の片側例えば図１Ｃに示す如く制御信号入力端子１５ｂがグランドであっても良い。

本例においては、交流信号はコンデンサ１２ａ及び１２ｂを通過し、コンデンサ１２ａ、１２ｂ及び可変コンデンサ１０の合成容量で決るインピーダンスで電圧降下及び電流が制御される。ここで、許容電流を大きくするために低いインピーダンス言い換えれば、大きな容量が必要になる。

また、抵抗器１４ａ、１４ｂが交流信号にとって負荷とならないように、抵抗器１４ａ、１４ｂのインピーダンスがコンデンサ１２ａ、１２ｂ及び可変コンデンサ１０の合成容量で決るインピーダンスに比して十分に大きく例えば１００倍以上とし、また、必要な直流電圧である制御信号が印加できるように、この抵抗器１４ａ、１４ｂの抵抗値を可変コンデンサ１０の絶縁抵抗の値より小さい抵抗値例えば１／１００以下となるようにする。

通常コンデンサの絶縁抵抗の値は、数ＭΩ以上であるため使用範囲は、かなり広く取れる。但し、可変コンデンサ１０の容量変化の応答が、抵抗器１４ａ、１４ｂ、可変コンデンサ１０で決る時定数で決ることから、抵抗器１４ａ、１４ｂの抵抗値はあまり大きくすべきではなく、全体のバランスを考慮して決める必要がある。

また、本例において、コンデンサ１２ａ、１２ｂの容量を可変コンデンサ１０の容量に比して十分に大きな値とすれば、合成容量や耐圧は、この可変コンデンサ１０に強く依存することになる。図１Ａ例では、可変コンデンサ１０を１つのコンデンサとして記述しているが、もちろん並列接続、直列接続による複数のコンデンサで構成しても良い。

図１Ａの構成において、例えば２２μＦの温度特性がＦ特性の積層セラミックコンデンサを２０個並列接続して４４０μＦ（定格電圧１６Ｖ）の可変コンデンサ１０とし、コンデンサ１２ａ及び１２ｂを夫々２２００μＦ（定格電圧１６Ｖ）とし、互いに逆向きに接続し、この容量を１１００μＦの無極性のコンデンサとした。また、抵抗器１４ａ及び１４ｂを夫々１０ｋΩとした。この場合、コンデンサを無極性としたが、特に無極性である必要はない。

上述電力制御装置の例において、可変コンデンサ１０に印加する制御信号としての制御電圧とコンデンサ１２ａ、１２ｂ及び可変コンデンサ１０の合成容量の関係は、図３の曲線ｄに示す如くであった。この場合、可変コンデンサ１０に制御電圧を印加しないときの容量は、計算では４４０μＦであるが、実際には約４００μＦとなり、制御電圧を印加すると図３の曲線ｅに示す如く略双曲線で容量が減少する可変コンデンサとして機能する。図３の曲線ｅに示す如く、この可変コンデンサ１０に定格電圧１６Ｖの半分の制御電圧８Ｖを印加したとき、この可変コンデンサ１０の容量変化は、約７５％となった。このコンデンサ１２ａ及び１２ｂ間の５０Ｈｚにおける制御電圧−インピーダンス変化は、図３の曲線ｆに示す如くで、定格電圧内では、１４Ω〜１００Ωと約７倍の変化であり、制御電圧に対し略リニアに変化した。

本例の電力制御装置としては図４に示したように制御電圧が高くなるとインピーダンスが増えるため端子間電圧降下が増える、つまり出力電圧が低くなる。Ｆ特性の積層セラミックコンデンサより成る可変コンデンサ１０は高温で容量が小さくなり可変範囲が狭くなるため図４に１点鎖線で示したように低制御電圧での電圧降下が増え傾きが緩やかになる。

図５に４４０μＦの可変コンデンサ１０に流せる電流の最大値の計算結果を示した。最大電流は可変コンデンサ１０のリップル電流の定格以下であること、また耐圧電圧を越えない範囲であることが求められる。この例ではリップル電流Ｉａｃは２０個のコンデンサで分割するために非常に大きくなるため耐圧１６Ｖを超えない電流範囲で決まると考えてよく、印加される直流電圧Ｖｄｃに端子間交流電圧Ｖａｃの和が耐圧以下であればよい。つまりＶａｃ＋Ｖｄｃ≦１６Ｖから最大Ｉａｃが求められる。実際には実行値ではなくピーク値が耐圧を超えないようにしなければならないため以下の式から求められる。
Ｉａｃ＝（１６−Ｖｄｃ）／（√２×Ｚ）

ここでＶｄｃは制御印加電圧でＺはその時の可変コンデンサ１０のインピーダンスである。許容電流値は印加電圧とともに双曲線で減少することが分かり、例えば０．２Ａ流したい場合は制御電圧を６Ｖ以下に抑えなければならないことになる。このことから可変コンデンサをシリーズに接続し可変コンデンサ自身に負荷電流を流す図１Ａの構成は電流容量を大きくしにくいことが分かる。実際の設計では容量だけでなく耐圧をいくつに設定するかがコンデンサを選定するポイントになる。

本例の電力制御装置そのものの合成インピーダンスはコンデンサ１２ａ、１２ｂを大きくすればさらに低くすることが可能である。また図１Ｂに示すように補正用として固定コンデンサ１０ａを追加することでもインピーダンスを低く、許容電流を大きくすることが可能となる。

商用周波数ではなくスイッチング電源等のもっと高い周波数、例えば５０ＫＨｚで使えばインピーダンスは１／１０００となるので、もっと小さい容量でもっと大きい電流を流すことが可能となる。また図１Ｃに示したように制御信号入力端子１５ｂをグランドとすることで直流阻止用コンデンサ１２ｂを省くことも可能である。この場合は、可変コンデンサ１０の片端子が制御端子１１ｂと出力端子１３ｂを兼ねることになり、部品コストの削減及びデバイスの低インピーダンス化が実現できる。

図６に本例の電力制御装置の応答特性を示す。測定は制御電圧０からステップ状に電圧を上げた時の抵抗器１４ｂの両端の電圧変化をモニタし安定するまでの時間を測定した。電圧がステップ状に変化すると可変コンデンサ１０は非常に低いインピーダンスとなり、ほぼ制御端子１１ａ、１１ｂの抵抗器１４ａ、１４ｂにより分圧されるため抵抗器１４ｂの両端電圧はステップ状に上昇しその後、抵抗器１４ａ、１４ｂ、可変コンデンサ１０で決る時定数で支配される特性により緩やかに減少しゼロに集約する。

この電圧変化の期間のみ微小な制御電流が流れる電圧制御装置のため制御に必要な電力は非常に小さいものになる。電圧によりコンデンサ容量が変化するために、この応答は電圧の関数（可変コンデンサ１０の容量が電圧の関数のため）となる。低電圧の時は容量が大きく応答時間が長くなり本例では安定状態になるまで３０秒程度となった。このように抵抗器とコンデンサの組み合わせによっては非常に低速での制御しか出来なくなる。

そこで、抵抗器１４ａ、１４ｂは可変コンデンサ１０のインピーダンスとの関係で定数を決めているので、可変コンデンサ１０のインピーダンスごとに値を変えても大きいな問題は生じない。従って、例えば抵抗器１４ｂにトランジスタを並列接続し、このトランジスタで抵抗値を変化させることでこの時定数を調整すれば高速化が図れることになる。

後述電源装置は、図７Ａに示す如く、基準値と比較されたエラー信号に応じた信号を制御電圧Ｖ１として使用しているが、それと逆向きの信号Ｖ３によりトランジスタのコレクターエミッタ間抵抗値を図７Ｂに示す如く制御すればよい。同じように抵抗器１４ａを制御することも可能であるし、トランジスタそのものを抵抗器１４ｂとすることも可能である。抵抗器１４ａ、１４ｂを合成容量や可変コンデンサ１０の容量の変化に合わせ、例えば可変コンデンサ１０の容量が大きい時は低抵抗値に、可変コンデンサ１０の容量が小さい時は高抵抗値に制御すればよい。図７Ａ、Ｂに示す如く、可変コンデンサ１０の容量Ｃの可変範囲と同じだけ抵抗器１４ｂの値Ｒも可変させＲＣをほぼ一定にすれば直流電圧が高い時の応答に揃えることが出来、数倍早くすることが可能になる。

図８、図１１、図１３及び図１５は、夫々本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の他の例を示す。この図８、図１１、図１３及び図１５につき説明するに、図１に対応する部分には同一符号を付して示し、その詳細説明は省略する。

図８Ａは、分岐構成の基本構成例を示す。図８Ａにおいては、可変コンデンサ１０の一端の制御端子１１ａを直流阻止用のコンデンサ１２ａを介して交流信号の入力端子１３ａに接続すると共にこの制御端子１１ｂを直流阻止用のコンデンサ１２ｂを介して交流信号の出力端子１３ｂに接続する。この場合、交流信号に方向はないので、入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂは、互いに逆であっても良い。

また、この制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａに接続すると共に可変コンデンサ１０の他端の制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して直流電圧Ｖ２の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｂに接続する。

この場合、制御信号入力端子１５ｂをグランドとし、制御信号入力端子１５ａよりの直流電圧Ｖ１の制御信号だけで制御するようにしても良い。

この図８Ａ例は、分岐構成としたもので、可変コンデンサ１０は、交流信号の入出力ラインから分岐されており、負荷電流は、抵抗器１４ａ、１４ｂを無視すればコンデンサ１２ａ、１２ｂにのみ流れるため、図１例の構成に対し、同じ可変コンデンサ１０の容量でも許容電流を大きくすることが容易である。

図１例では電圧降下を大きくしたいときに制御信号の印加直流電圧を大きくすると、流せる交流電流が小さくなってしまうのに対し、この図８Ａ例では、電圧降下を大きくしたいときに制御信号の印加直流電圧を小さくし、可変コンデンサ１０に大きな交流電流を分岐させる方向となる。

図８Ａにおいて、コンデンサ１２ａ、１２ｂ、可変コンデンサ１０、抵抗器１４ａ、１４ｂを図１Ａの上述例と同じ定数としたときの測定結果を図９に示す。図９の曲線ｉは、コンデンサ１２ａ、１２ｂ及び可変コンデンサ１０の合成容量、図９の曲線ｊは、可変コンデンサ１０の容量、図９の曲線ｋは、５０Ｈｚのときの合成インピーダンスである。この合成インピーダンスは約１１Ω〜９４Ωの変化を示した。

このコンデンサ１２ａのインピーダンスは３Ωなので、可変コンデンサ１０のインピーダンスとしては８Ω〜９１Ωとなり、コンデンサ１２ａと可変コンデンサ１０とで減衰器を構成していることになる。

本例の電力制御装置としては、図１０に実線で示す如く、制御電圧が上がるとコンデンサ１２ｂのインピーダンスが上がるために、減衰器としては、減衰量が減り、図１例とは逆向きの制御方向となる。高温時においては、図１０に破線で示す如く、減衰量が減る方向、つまり電圧降下の範囲が狭くなるので、省エネ効果が減ってしまうが、負帰還制御ができなくなる恐れはなくなる。

図８Ｂ例は、図８Ａの可変コンデンサ１０に補正用の固定コンデンサ１０ａを並列に接続したものであり、図８Ｃ例は、図８Ａの可変コンデンサ１０に補正用の固定コンデンサ１０ａを直列に接続したものであり、この図８Ｂ及び図８Ｃ例においても図８Ａ例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。

図８Ｄ例は、図８Ａに示す如き可変コンデンサ１０を交流信号の入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂ間に２段設けたもので、この図８Ｄは図８Ａにおいて、可変コンデンサ１０と同様の可変コンデンサ２０の一端の制御端子２１ａを直流阻止用コンデンサ１２ｂを介して制御端子１１ａに接続すると共にこの制御端子２１ａを直流阻止用のコンデンサ２２を介して出力端子１３ｂに接続し、この制御端子２１ａを抵抗器２３ａを介して直流電圧Ｖ４の制御信号が供給される制御信号入力端子２４ａに接続すると共に可変コンデンサ２０の他端の制御端子２１ｂを抵抗器２３ｂを介して直流電圧Ｖ５の制御信号が供給される制御信号入力端子２４ｂに接続する。

斯かる図８Ｄ例においても、図８Ａ例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。

図１１例は、可変コンデンサを複数設けた分岐構成を示す。図１１Ａは、この可変コンデンサを複数設けた分岐構成の基本構成例を示し、この１１Ａにおいては、可変コンデンサ１０の一端及び他端の制御端子１１ａ及び１１ｂを夫々直流阻止用コンデンサ１２ａ及び１２ｂを介して交流信号の入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂに接続する。

この制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａに接続し、この制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して直流電圧Ｖ２の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｂに接続する。

本例においては、可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ３０の一端の制御端子を制御端子１１ｂに接続し、この可変コンデンサ３０の他端の制御端子３１を抵抗器１４ｃを介して直流電圧の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｃに接続する。

この図１１Ａ例においては、２つの可変コンデンサ１０及び３０を有するため、コンデンサの２つの可変コンデンサ１０及び３０の制御方向を互いに逆向きにすることで、減衰器としての減衰量を大きくすることができる。

図１１Ａにおいて、例えば制御信号入力端子１５ｃをグランドとし、制御信号入力端子１５ａにハイレベル信号を供給してハイレベルとし、制御信号入力端子１５ｂに供給する直流電圧Ｖ２の制御電圧で制御したときには、可変コンデンサ１０及び３０は互いに逆向きに制御され、図１２の曲線ｌに示す如き減衰特性が得られる。

また、上述とは逆に、制御信号入力端子１５ｃをハイレベルとし、制御信号入力端子１５ａをグランドとし、制御信号入力端子１５ｂに供給する直流電圧Ｖ２の制御電圧で制御したときには、図１２の曲線ｍに示す如く、曲線ｌと逆に動く特性となる。

図１１Ｂ及び図１１Ｃは、夫々図１１Ａの拡張構成例を示し、図１１Ｂは図１１Ａの構成の制御端子１１ｂと直流阻止用コンデンサ１２ｂとの間に可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ３２を接続し、この可変コンデンサ３２の他端の制御端子３３を抵抗器１４ｄを介して直流電圧の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｄに接続する。

また、図１１Ｃは、図１１Ｂにおいて可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ３４の一端の制御端子を制御端子３３に接続し、この可変コンデンサ３４の他端の制御端子３５を抵抗器１４ｅを介して直流電圧の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｅに接続する。

この図１１Ｂ及び１１Ｃ例においても、図１１Ａ例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。

図１３は、１入力２出力の例を示す。図１３例においては、可変コンデンサ１０の一端及び他端の夫々の制御端子１１ａ及び１１ｂを夫々直流阻止用コンデンサ１２ａ及び１２ｂを介して交流信号の入力端子１３ａ及び出力端子１３ｂに接続する。

この制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａに接続し、この制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して直流電圧Ｖ２の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｂに接続する。

また、可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ３６の一端の制御端子を制御端子１１ｂに接続し、この可変コンデンサ３６の他端の制御端子３７を直流阻止用コンデンサ１２ｃを介して交流信号の出力端子１３ｃに接続し、この制御端子３７を抵抗器１４ｆを介して直流電圧Ｖ６の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｆに接続する。

この図１３において、制御信号入力端子１５ａをグランドとし、制御信号入力端子１５ｂ及び１５ｆに夫々別々の制御信号（制御電圧）Ｖ２及びＶ６を供給して制御したときには、出力端子１３ｂ及び１３ｃに図１４に示す如き出力１及び出力２を得ることができる。

この図１３例によれば、トランスの出力端子を増やすことなく、出力電圧をマルチ化することができる。

また、この図１３例においては、入出力に方向はないので、この図１３例を２入力１出力としても使用することができる。

図１５例は、交流信号に対する耐圧を上げるようにした例を示す。図１５Ａにおいては、可変コンデンサ１０の一端の制御端子１１ａを直流阻止用コンデンサ１２ａを介して交流信号の入力端子１３ａに接続すると共にこの制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａに接続する。

この可変コンデンサ１０の他端の制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して直流電圧Ｖ２の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｂに接続する。

この図１５Ａ例においては、可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ３８の一端の制御端子を制御端子１１ｂに接続し、この可変コンデンサ３８の他端の制御端子３９を直流阻止用コンデンサ１２ｂを介して交流信号の出力端子１３ｂに接続すると共にこの制御端子３９を抵抗器１４ｇを介して直流電圧Ｖ７の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｇに接続する。

斯かる、図１５Ａ例において、制御信号入力端子１５ｂをグランドとし、制御信号入力端子１５ａ及び１５ｇに同じ制御電圧を供給したときには、交流信号は可変コンデンサ１０及び３８で分圧されるので、交流信号に対する耐圧は２倍となる。

斯かる、図１５Ａ例によれば、交流信号と直流電圧の制御信号との耐圧を別に設定できるため、低い直流電圧の制御信号で高い電圧の交流信号を制御することができる。

図１５Ｂ例は、図１５Ａ例に更にもう１つの可変コンデンサ１０と同様に構成した可変コンデンサ４０を設けたもので、この可変コンデンサ４０の一端の制御端子を制御端子３９に接続し、この可変コンデンサ４０の他端の制御端子４１を直流阻止用のコンデンサ１２ｂを介して出力端子１３ｂに接続すると共にこの制御端子４１を抵抗器１４ｈを介して直流電圧の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ｈに接続する。

この１５Ｂ例においては、可変コンデンサ４０が増えた分だけ交流信号に対する耐圧を上げることができる。

図１６例は、シリーズレギュレータ方式の電源装置の例を示し、本例においては、電源トランスの２次側に図８Ａ例に示す電力制御装置を適用した例を示す。この図１６例は、交流１００Ｖの商用電源１の一端及び他端を電源トランス７の１次巻線７ａの一端及び他端に接続する。

この電源トランス７は商用電源１を約交流８Ｖに降圧するように構成したもので、この電源トランス７の２次巻線７ｂの一端を入力端子１３ａ、直流阻止用のコンデンサ１２ａ及び１２ｂの直列回路、出力端子１３ｂを介してダイオードブリッジより成る整流回路３の一方の入力端子に接続し、このコンデンサ１２ａ及び１２ｂの接続点である可変コンデンサ１０の一端の制御端子１１ａを抵抗器１４ａを介して直流電圧Ｖ１の制御信号が供給される制御信号入力端子１５ａである後述するエラーアンプを構成する演算増幅回路８の出力端子に接続する。

また、可変コンデンサ１０の他端の制御端子１１ｂを抵抗器１４ｂを介して制御信号入力端子１５ｂに接続する。本例では、この制御信号入力端子１５ｂをグランド即ち整流回路３の他方の出力端子である接地端子に接続する。

この場合、本例では、可変コンデンサ１０として２２μＦの温度特性がＦ特性の積層セラミックコンデンサを２０個並列接続して４４０μＦ（定格電圧１６Ｖ）としたものを使用し、コンデンサ１２ａとして３３００μＦの電解コンデンサを使用し、コンデンサ１２ｂとして２２００μＦの電解コンデンサを使用し、抵抗器１４ａとして１０ｋΩの抵抗器を使用し、抵抗器１４ｂは０Ωとした。

この電源トランス７の２次巻線７ｂの他端を整流回路３の他方の入力端子に接続し、この整流回路３の一方及び他方の出力端子間に平滑用コンデンサ６ａを接続する。

この整流回路３及び平滑用コンデンサ６ａで平滑された直流電圧を３端子の５Ｖの定電圧回路９を介して直流電圧の一方及び他方の出力端子４ａ及び４ｂに供給する。この一方及び他方の出力端子４ａ及び４ｂ間に平滑用コンデンサ６ｂを接続する。

本例においては、この整流回路３の出力側に得られる平滑直流電圧をエラーアンプを構成する演算増幅回路８の一方の入力端子に供給すると共にこの演算増幅回路８の他方の入力端子を基準電圧例えば６Ｖの電池８ａを介して接地する。

図１６例の電源装置は、上述如く構成されているので、整流回路３の出力側の平滑直流電圧は基準電圧と比較され、片電源動作可能な演算増幅回路８により差動増幅され、制御信号入力端子１５ａにフィードバックされ、整流回路３の出力側の平滑直流電圧が基準電圧の６Ｖになるように制御される。

従来の電源装置である図１６例に本例の電力制御装置を設けないときは、電源トランス７の出力電圧は、交流１００Ｖ入力時、整流出力で９．６Ｖ（０．５Ａ）、交流８５Ｖ入力時、整流出力で８．６Ｖ（０．５Ａ）である。この場合、設計マージンを考慮しなければならないために最大定格時
（９．６−５）Ｖ×０．５Ａ＝２．３Ｗ
もの電力損失が３端子定電圧回路９で生じている。

これに対し、図１６例では、整流回路３の出力側を６．０Ｖになるように本例電力制御装置で制御しているので、この電力損失は、
（６．０−５）Ｖ×０．５Ａ＝０．５Ｗ
となり、この図１６例によれば、１．８Ｗの大幅な省エネが達成できる。

更に、電力損失が１Ｗ以下となるため放熱のためのヒートシンクが不要になり、省スペース及びコスト削減という効果も生じる。

また、図１７及び図１８は夫々電源装置の他の例を示す。この図１７例及び１８例に付き説明するに、図１６及び図１Ａに対応する部分には同一符号を付して示し、その詳細説明は省略する。

図１７例においては、電源トランス７の２次巻線の一端と整流回路３の一方の入力端子と間に図１Ａに示す電力制御装置を接続したもので、この他方の制御信号入力端子１５ｂを接地したものである。その他は、図１６例と同様に構成したものである。

この図１７例においては、電源トランス７の２次巻線７ｂと整流回路３との間に図１Ａに示す電力制御装置を接続して、この電力制御装置のインピーダンスを変えることで電圧降下量を制御し、整流回路の入力直流電圧を安定化させて、整流直流電圧を安定化させるようにしたものである。

この図１７例においても図１６例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。この図１７例は、図１６例と異なり分岐電流が流れないことと交流印加電圧が小さくなるという相違がある。これは図１６例では、常に電源トランス７の出力と大地間の電位差が加わるのに対し、図１７例では、電力制御装置に流れる電流（負荷電流と略同じ）で、加わる電位がきまる。

図１８例は、電源トランス７の２次巻線の一端を図１Ａに示す電力制御装置の入力端子１３ａに接続し、出力端子１３ｂを接地すると共に他方の制御信号入力端子１５ｂを接地し、その他を、図１６例と同様に構成したものである。

この１８例は、電源トランス７の２次巻線７ｂの一端と大地との間に図１Ａ例の電力制御装置を接続して分岐電流を流すようにしたもので、分岐電流を流すことは、図１６例と同じであるが、この図１８例では、電源トランス７の２次巻線７ｂと整流回路３とは直結されるので、直流成分が除去されない相違がある。

この図１８例の電圧降下は、電源トランス７の出力インピーダンスを利用して達成しており、図１６例の電源トランス７の出力インピーダンスとコンデンサ１２ｂのインピーダンスとの合成値での電圧降下より、図１８例の電圧降下の範囲が広くなる。この図１８例においても図１６例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。

以上述べてきた、本例の電力制御装置は、基本構成がコンデンサであるために、入出力端子間の電圧降下に起因するエネルギー損失は、誘電損失や等価直列抵抗等に依存し、極微小に抑えられる。

更に、制御に関するエネルギーも制御信号の変化時のみ電流が流れる電圧駆動タイプとなり極微小に抑えられる。しかも、スッチング素子ではないためノイズの発生もなく、新たなノイズ対策も不用であるためにコンデンサによる電圧降下分を最初から見込んでおくだけで、現在の回路を殆ど変更することなく本例電力制御装置を組み込むことができる。

尚、前述の説明では直流電圧により積層セラミックコンデンサの容量を可変する例を述べたが、制御信号は直流電圧である必要はなく抵抗器を介して可変コンデンサに制御電圧を印加することからＰＷＭ信号などのパルスのデューティー比でもよい。そのほかにも電流、温度、機械的圧力またはこれらの組み合わせでもよい。変化させるものは誘電率である必要はなく、電極間距離、電極面積、またはこれらの組み合わせでもよい。

この直流電圧による誘電率変化以外の容量変化の例として、（ａ）に温度による誘電率の変化によるもの、（ｂ）は静電ポリマーの伸縮により電極間距離及び、又は電極面積の変化によるものである。

例えば積層セラミックコンデンサの部品温度をペルチャ素子の発熱、吸熱作用により制御することで容量変化を起こすことが出来る。また機械的圧力の場合では静電ポリマーをピエゾ素子等の圧電デバイスにより伸縮させることで容量変化を起こすことができる。これらは可変コンデンサに制御端子を直接有する必要がないため、入出力は制御系と完全に分離されるうえに一次二次の距離的分離が容易であり、一次側に電力制御装置を配置する時に有利となる。

また、可変コンデンサは積層セラミックコンデンサである必要はなく、前述したように容量が可変でき必要な耐圧があればよく、圧電素子、静電エラストマーなどの利用が可能である。

可変コンデンサに求められる仕様は使われる回路の電圧、電流、周波数で決まり、種々の部品を組み合わせることで大電力からμＷまで対応が可能である。交流電源で動作する全ての機器の電源回路または電力制御回路が対象となるだけでなく、電池で動作する例えばｍＷクラスのシリコンオーディオ等のＤＣ／ＤＣコンバータに組み込むことも可能ありで小型、低コスト化にて省エネが可能となる。

また、上述例では、制御信号を抵抗器を介して可変コンデンサに供給するように述べたが、この抵抗器の代わりにインダクタであっても良いことは勿論である。
以下、図面を参照しながら、この発明の他の実施の形態について説明する。
図２０は他の実施の形態を示すものであり、図２０Ａに上述した図１における基本回路構成と、図２０Ｂに本発明における他の実施の形態の基本回路構成を示す。また、理解を助けるために図２０Ｂと同じ回路構成を図２０Ｃ，図２０Ｄにブリッジとして示した。図２０Ａ、図２０Ｂ、図２０Ｃ、図２０Ｄ中のＲＬは負荷抵抗を示してあり、矢印・実線は可変コンデンサＣ２に流れる負荷電流の経路を示し、矢印・点線は制御電圧Ｅ及び制御コンデンサＣＣからなる制御回路に流れる不要な電流経路である。

説明のため全てのコンデンサの容量を１Ｃとし可変コンデンサの最小値を０．２Ｃとした。可変コンデンサが最大値のときに同じ電流が流れて負荷抵抗ＲＬに同じＡＣ８５Ｖが加わるように図２０Ｂのコンデンサの最大値は図２０Ａの値の２／３（０．６７Ｃ）としてある。

図２０Ａの構成は３つのコンデンサＣ１〜Ｃ３により構成されるが実際に可変するコンデンサはＣ２のみとなっている。制御信号は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してＣ２のみに印加されている。可変コンデンサＣ２に固定コンデンサＣ１，Ｃ３が接続されるために全体での容量は０．３３Ｃ（最大値）〜０．１４Ｃ（最小値）となる。また可変コンデンサＣ２端子間ではＡＣ電圧差が生じるため制御回路とは抵抗Ｒ１，Ｒ２として１０ＫΩの抵抗により接続し、制御回路への不要電流を小さくしている。

この抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が大きいほうが不要な経路に流れる電流が減り無駄な電力が削減される。可変コンデンサＣ２の絶縁抵抗値は１０ＭΩ以上のため静特性としてはもっと大きな値も可能であるが、抵抗Ｒ１，Ｒ２と可変コンデンサＣ２により決定される応答速度の関係で必要以上に大きくすることは難しい。

図２０Ｂの構成は４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４により構成され制御電圧ＥがＣ１，Ｃ２及びＣ３，Ｃ４にそれぞれ印加されるため全てのコンデンサが可変コンデンサとして動作する。ＡＣ信号はＣ１，Ｃ２の中間点及びＣ３，Ｃ４の中間点に印加されるためにＣ１＝Ｃ２、Ｃ３＝Ｃ４であればＣ１，Ｃ２の中間点及びＣ３，Ｃ４の中間点は制御電圧Ｅの中点でありＤＣ的には等価となり制御電圧Ｅの交流回路への影響はない。同じくＣ１，Ｃ４の中間点及びＣ３，Ｃ２の中間点である制御端子にはＡＣ電位差は生じず（９２．５Ｖ）制御回路に不要なＡＣ電流が流れることはない。

実際にはコンデンサ間の容量ばらつきにより若干の電位差が生じる可能性があるため抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をゼロにはできないが図２０Ａに比べれば大幅に小さくすることが可能で１０Ω程度でも十分なため応答速度が改善される。さらにコンデンサＣ１〜Ｃ４全体の合成容量は０．６７Ｃ（最大値）〜０．１４Ｃ（最小値）と最大容量と変化範囲を増加させることができることが分かる。

制御電圧に対する容量変化及びインピーダンスの実測値を図２１に示す。縦軸はコンデンサＣ１〜Ｃ４の合成容量１０１及びインピーダンス１０２を、横軸は制御電圧Ｅを示し、コンデンサ耐圧１Ｖを基準としてそれぞれ相対値で示してある。容量・耐圧が同じ４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４による合成容量１０１はコンデンサひとつ分の容量１Ｃ（左上）となりこのとき耐圧はコンデンサ二つ分の２Ｖとなる。制御電圧としてＥ＝Ｖ（コンデンサ一個分の耐圧に相当）を印加したときに容量は０．４Ｃ以下（右下）に変化した。

図２２は４端子可変コンデンサとして積層した例を示した。図２２Ａは４端子積層セラミックコンデンサ、図２２Ｂは内部電極と外部電極、図２２Ｃは積層の例である。
図２２Ａ、図２２Ｃで示す４端子積層セラミックコンデンサでは、制御端子１（１１３）で示す制御電極１、交流端子１（１１１）で示す交流電極１、制御端子２（１１４）で示す制御電極２、交流端子２（１１２）で示す交流電極２のように制御電極１，２と交流電極１，２が交互になるように積層されている。

そして、図２２Ｂで示すように、内部電極である制御電極１，２と交流電極１，２が、それぞれ相対する外部電極である制御端子１（１１３）、制御端子２（１１４）と交流端子１（１１１）、交流端子２（１１２）に接続されている。この外部電極がメッキ電極品１１５として成形され、下地電極１１６の上から、ニッケルメッキ１１７及び錫メッキ１１８が施される。

図２２Ｃで示す４端子積層セラミックコンデンサから積層の一部の４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４部分を抜き出すと基本構成になっていることが分かるように、基本構成となるコンデンサ列をそのまま重ねて外部電極で並列に接続することで容量を増やす積層構造を簡単に構成することが可能である。

図２３に制御電極１，２が２つごとに交流電極１，２を１つ積層する場合を示す。図２３Ａはそのままの積層、図２３Ｂは積層の工夫を示す。
図２３Ａに交流端子１（１１１）で示す交流電極１、制御端子１（１１３）で示す制御電極１、制御端子２（１１４）で示す制御電極２、交流端子２（１１２）で示す交流電極２、制御端子１（１１３）で示す制御電極１、制御端子２（１１４）で示す制御電極２、交流端子１（１１１）で示す交流電極１とそのまま積層した場合を示す。

この場合には、１２１に示すように、１Ｖの制御電圧のプラス（＋）とマイナス（−）がＣ２又はＣ５のようにそれぞれコンデンサ１個に印加されるものと、１２２に示すように、１／２Ｖの制御電圧のマイナス（−）とプラス（＋）がＣ３及びＣ４のようにそれぞれコンデンサ２個に印加されるものの二つの場合ができてしまい、交流電極間にＤＣ電位差が生じるなど積層時に問題が生じてしまう。

これはＣ１〜Ｃ３、Ｃ４〜Ｃ６のように積層単位が３つの直列コンデンサ列となっているためであり、図２３Ｂに示したように、Ｃ３及びＣ４のコンデンサ２個の両端に制御電圧のマイナス（−）が印加されるようにし、Ｃ５のようにコンデンサ１個に１Ｖの制御電圧のマイナス（−）とプラス（＋）が印加されるようにして制御電極の順序を積層ごとに逆にすることで対応が可能となる。

図２４に可変コンデンサのＡＣ列数とＤＣ列数が異なる他の基本構成を示す。図２４Ａは可変コンデンサ６個でＡＣ４列ＤＣ２列、図２４Ｂは可変コンデンサ６個の変形を示す。
図２４Ａは６つの可変コンデンサＣ１〜Ｃ６で構成し、制御電圧ＥはＤ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ２のループと、Ｄ３、Ｃ５、Ｃ６、Ｄ４のループと、Ｄ３、Ｃ４、Ｃ３、Ｄ２のループに流れる。しかし、交流電圧のＡＣ１００Ｖは可変コンデンサＣ２〜Ｃ５のループに流れる。このように、制御電圧Ｅは２つの直列コンデンサ間同士に印加する制御電圧をそれぞれ順方向に接続されたダイオードを介して印加することで、ＤＣ的には２個の可変コンデンサが直列でありながらＡＣ的には４個の可変コンデンサが直列となっている。こうすることでより低い制御電圧でより大きなＡＣ電圧を制御することが可能となる。

図２４Ｂはこの回路を分かりやすく変形したものでダイオードの接続方向により制御電圧Ｅに方向性が生じること、また例えばＤ１が逆方向となるためＣ１からＣ５を経由してＡＣ電流が流れない。同様に、Ｄ４が逆方向となるためＣ２からＣ６を経由してＡＣ電流が流れないこと、つまりコンデンサ２個直列の経路が逆方向のダイオードで遮断されていることが分かる。

図２５は図２４を拡張して高ＡＣ耐圧低制御電圧の例を示すもので図示したようにＤＣ的には２個直列ごとに制御電圧を順方向のダイオードを介して印加しながらコンデンサをＣ２ｎ−１，Ｃ２ｎまで直列に接続していけばＡＣ直列コンデンサの数はいくらでも増やすことが可能であり高耐圧の可変コンデンサを低い電圧で制御できるようになる。

図２６は図２４の拡張例であり、図２６Ａは可変コンデンサ８個でＡＣ６列ＤＣ２列、図２６Ｂは可変コンデンサ１０個でＡＣ８列ＤＣ２列を示す。このように、ＤＣ列数は２列、ＡＣ列数は２ｎで増加する（ｎは整数）。
図２６Ａは２ｎ＝６からｎ＝３（奇数）の場合で、このとき、ＡＣ１００Ｖは可変コンデンサＣ２〜Ｃ７の６個の可変コンデンサが直列で合計６列、ＤＣの制御電圧ＥはＤ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ２と、Ｄ３、Ｃ５、Ｃ６、Ｄ４と、Ｄ３、Ｃ４、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ５、Ｃ８、Ｃ７、Ｄ４の２個ずつの可変コンデンサが直列でそれぞれ２列となる。ここで、制御電圧Ｅのプラス（＋）側のダイオードはＤ１、Ｄ３、Ｄ５の３個（＝ｎ）であるが、マイナス（−）側のダイオードはＤ２、Ｄ４の２個（＝ｎ−１）となる。

図２６Ｂは２ｎ＝８からｎ＝４（偶数）の場合で、このとき、ＡＣ１００Ｖは可変コンデンサＣ２〜Ｃ９の８個の可変コンデンサが直列で合計８列、ＤＣの制御電圧ＥはＤ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ２と、Ｄ３、Ｃ５、Ｃ６、Ｄ４と、Ｄ３、Ｃ４、Ｃ３、Ｄ２、Ｄ５、Ｃ８、Ｃ７、Ｄ４、Ｄ５、Ｃ９、Ｃ１０、Ｄ６の２個ずつの可変コンデンサが直列でそれぞれ２列となる。ここで、制御電圧Ｅのプラス（＋）側のダイオードはＤ１、Ｄ３、Ｄ５の３個（＝ｎ−１）であり、マイナス（−）側のダイオードもＤ２、Ｄ４、Ｄ６の３個（＝ｎ−１）となる。

また、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。

本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明電力制御装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明電源装置を実施するための最良の形態の例を示す構成図である。 本発明電源装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明電源装置を実施するための最良の形態の他の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明における他の実施の形態を示すものであり、図２０Ａは図１における基本回路構成と、図２０Ｂは本発明における他の実施の形態の基本回路構成、図２０Ｃは理解を助けるための回路構成，図２０Ｄはブリッジである。 制御電圧に対する容量変化及びインピーダンスの実測値を示す図である。 ４端子可変コンデンサとして積層した例を示す図であり、図２２Ａは４端子積層セラミックコンデンサ、図２２Ｂは内部電極と外部電極、図２２Ｃは積層の例である。 制御電極１，２が２つごとに交流電極１，２を１つ積層する場合を示す。図２３Ａはそのままの積層、図２３Ｂは積層の工夫を示す。 可変コンデンサのＡＣ列数とＤＣ列数が異なる他の基本構成を示す。図２４Ａは可変コンデンサ６個でＡＣ４列ＤＣ２列、図２４Ｂは可変コンデンサ６個の変形を示す。 図２４を拡張して高ＡＣ耐圧低制御電圧の例を示す図である。 図２４の拡張例を示す図であり、図２６Ａは可変コンデンサ８個でＡＣ６列ＤＣ２列、図２６Ｂは可変コンデンサ１０個でＡＣ８列ＤＣ２列を示す。 従来の電源装置の例を示す構成図である。

符号の説明

１…商用電源、３…整流回路、４ａ、４ｂ…直流電圧出力端子、６ａ、６ｂ…平滑用コンデンサ、７…電源トランス、８…演算増幅回路、９…３端子定電圧回路、１０…可変コンデンサ、１１ａ、１１ｂ…制御端子、１２ａ、１２ｂ…コンデンサ、１３ａ…入力端子、１３ｂ…出力端子、１４ａ、１４ｂ…抵抗器、１５ａ、１５ｂ…制御信号入力端子

Claims (8)

1. 交流信号が１次巻線に供給する電源トランスの２次巻線の一端を電力制御装置の入力端子に接続し、
   前記電力制御装置の出力端子を整流回路の一方の入力端子に接続すると共に前記２次巻線の他端を前記整流回路の他方の入力端子に接続し、
   前記電力制御装置内において、前記電力制御装置の前記入力端子に、直流阻止用の第1のコンデンサを介して、制御信号により容量が変化する可変コンデンサの一端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の前記出力端子に、直流阻止用の第2のコンデンサを介して前記可変コンデンサの前記一端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の制御信号入力端子に、前記可変コンデンサの前記一端の制御端子を接続し、
   前記電力制御装置の前記制御信号入力端子を、演算増幅回路の出力端子に接続し、
   前記整流回路の出力側に得られる平滑直流電圧を前記演算増幅回路の一方の入力端子に供給すると共に、前記演算増幅回路の他方の入力端子に基準電圧を供給する
   電源装置。
2. 交流信号が１次巻線に供給する電源トランスの２次巻線の一端を電力制御装置の入力端子に接続し、
   前記電力制御装置の出力端子を整流回路の一方の入力端子に接続すると共に前記２次巻線の他端を前記整流回路の他方の入力端子に接続し、
   前記電力制御装置内において、前記電力制御装置の前記入力端子に、直流阻止用の第1のコンデンサを介して、制御信号により容量が変化する可変コンデンサの一端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の前記出力端子に、直流阻止用の第2のコンデンサを介して前記可変コンデンサの他端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の制御信号入力端子に、前記可変コンデンサの前記一端の制御端子を接続し、
   前記電力制御装置の前記制御信号入力端子を、演算増幅回路の出力端子に接続し、
   前記整流回路の出力側に得られる平滑直流電圧を前記演算増幅回路の一方の入力端子に供給すると共に、前記演算増幅回路の他方の入力端子に基準電圧を供給する
   電源装置。
3. 交流信号が１次巻線に供給する電源トランスの２次巻線の一端を整流回路に接続すると共に前記２次巻線の他端を前記整流回路の他方の入力端子に接続し、
   前記２次巻線の一端を電力制御装置の入力端子に接続し、
   前記電力制御装置内において、前記電力制御装置の前記入力端子に、直流阻止用の第1のコンデンサを介して、制御信号により容量が変化する可変コンデンサの一端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の出力端子に、直流阻止用の第2のコンデンサを介して前記可変コンデンサの他端の制御端子を接続し、前記電力制御装置の制御信号入力端子に、前記可変コンデンサの前記一端の制御端子を接続し、
   前記電力制御装置の前記制御信号入力端子を、演算増幅回路の出力端子に接続し、
   前記整流回路の出力側に得られる平滑直流電圧を前記演算増幅回路の一方の入力端子に供給すると共に、前記演算増幅回路の他方の入力端子に基準電圧を供給する
   電源装置。
4. 交流信号の入力端子及び出力端子と、
   前記入力端子及び出力端子間に接続され、制御信号により容量が変化する第1の可変コンデンサと、
   前記入力端子及び出力端子間に接続され、制御信号により容量が変化する第２の可変コンデンサとを有し、
   前記制御信号で前記第1及び第2の可変コンデンサの容量を変化させることで前記交流信号の電圧又は電流を制御するようにした電力制御装置において、
   前記第1の可変コンデンサと前記第２の可変コンデンサとが直列接続されたコンデンサ列が並列接続されている構成において並列接続端子間に前記制御信号が印加され、直列接続の中点端子間に前記交流信号が印加される回路構成を備えた
   電力制御装置。
5. 前記制御信号を供給する制御電圧が印加される直列に接続される前記第1及び第2の可変コンデンサの容量、耐圧が等しい
   請求項４に記載の電力制御装置。
6. 前記制御信号を供給する二つの制御端子と前記交流信号が印加される二つの交流端子を有し、前記二つの制御端子のうちの制御端子１を有する誘電体、前記二つの交流端子のうちの交流端子１を有する誘電体、前記二つの制御端子のうちの制御端子２を有する誘電体、前記二つの交流端子のうちの交流端子２を有する誘電体が順次積層されている
   請求項５に記載の電力制御装置。
7. 交流信号の入力端子及び出力端子と、
   前記入力端子及び出力端子間に接続された直流阻止用コンデンサと、
   前記入力端子及び出力端子間に接続され、制御信号により容量が変化する可変コンデンサとを有し、
   前記制御信号で前記可変コンデンサの容量を変化させることで前記交流信号の電圧又は電流を制御するようにした電力制御装置において、
   前記直流阻止用コンデンサと前記可変コンデンサとが直列接続されたコンデンサ列が並列接続されている構成において外部電極にて並列接続にするコンデンサ列ごとに前記制御信号を供給する制御電極の積層順序を変えて積層される
   電力制御装置。
8. 交流信号の入力端子及び出力端子と、
   前記入力端子及び出力端子間に接続され、制御信号により容量が変化する第1の可変コンデンサと、
   前記入力端子及び出力端子間に接続され、制御信号により容量が変化する第２の可変コンデンサとを有し、
   前記制御信号で前記第1及び第2の可変コンデンサの容量を変化させることで前記交流信号の電圧又は電流を制御するようにした電力制御装置において、
   前記制御信号を供給する制御電圧が前記第1及び第2の可変コンデンサのうちの制御対象の可変コンデンサに対してダイオードを介して印加される
   電力制御装置。

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