JP4834046B2 - エコー消去装置、エコー消去方法、エコー消去プログラム、記録媒体 - Google Patents

Description

受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去装置、エコー消去方法に関する。

音声対話システムにおいて、スピーカで再生された音が受聴者側のマイクロホンによって収音され、発話者側のスピーカで再生された音をエコーと呼ぶ。このエコーが存在すると通話が困難になるため、通話システムにはこのエコーを消去するためのエコー消去装置の技術が導入される。

図１は、適応フィルタを用いた従来のエコー消去装置１００の構成図を示す。なお、以下、対応する構成には同様の符号を付す。エコー消去装置１００の動作は以下のようになる。受話端１１から得られた受話信号ｘ（ｎ）は、Ｄ／Ａ変換部１２とエコー模擬部１１０へ入力される。Ｄ／Ａ変換部１２によってアナログ化されｘ（ｔ）となる。なお、ｎは離散サンプル番号を、ｔは連続時間値を表す。ｘ（ｔ）はスピーカ１３によって再生され、再生された信号はエコー経路３１を通ってマイク２１で収音されｙ（ｔ）となる。ｙ（ｔ）はＡ／Ｄ変換部２２によってデジタル化され収音信号ｙ（ｎ）となる。エコー模擬部１１０において、受話信号ｘ（ｎ）は、擬似エコー経路部１１１と適用フィルタ更新部１１２へ入力される。擬似エコー経路部１１１では、適用フィルタｈ＾（ｎ）のタップ長Ｌ以上の受話信号ｘ（ｎ）を蓄積し、以下のように、受話信号ｘ（ｎ）とｈ＾（ｎ）を畳み込むことで擬似エコー信号ｙ＾（ｎ）を得る。
ｙ＾（ｎ）＝ｈ＾^Ｔ（ｎ）ｘ（ｎ） （１）

但し、h^(n)=[h⁽ⁿ⁾(1),h⁽ⁿ⁾(2),…,h⁽ⁿ⁾(L)]^T ，x(n)=[x(n),x(n-1),…,x(n-L+1)]^T 、Ｔは転置を、ｈ^（ｎ）（ｉ）はサンプル番号ｎの時刻における適応フィルタのｉ番目のフィルタ係数を表す。差信号生成部１２０は、以下のように収音信号ｙ（ｎ）から擬似エコー信号ｙ＾（ｎ）を差し引き、送話信号ｅ（ｎ）を生成する。
ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ＾（ｎ） （２）
送話信号ｅ（ｎ）は、送話端２３及び適用フィルタ更新部１１２に入力され、Ｄ／Ａ変換機、スピーカ等により再生される。適応フィルタ更新部１１２は、非特許文献１のＮＬＭＳアルゴリズムを用いた場合、以下のように受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ（ｎ）とからｈ＾（ｎ）を更新し、擬似エコー経路１１１へと出力する。

但し、μは更新量を制御するステップサイズ（０＜μ＜２）を、σは式（３）右辺第２項の分数の分母が０にならないようにするための微小な正の定数を表す。

また、非特許文献２には、マルチレートフィルタを用いて、サンプリング周期の変換を行う手法が記載されている。図２は、マルチレートフィルタの構成例を示す。この手法では、有理数比Ｕ／Ｄ（ＵとＤは自然数であり、互いに素である）でサンプリングレート変換を行うとき、図２のようにアップサンプラ１９１、帯域制限フィルタ１９２、ダウンサンプラ１９３の縦列接続の構成となる。ＵやＤが素因数分解できる場合には、マルチステージ実現法を用いることによって、演算量を減らす工夫がされている。
Simon Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall International Inc, third edition, 1996, p.432-437. 貴家仁志、マルチレート信号処理、昭晃堂、1995、p.50-61.

従来のエコー消去装置は、上述の受話信号ｘ（ｎ）と収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期が完全に一致していることを前提としている。しかし、ＰＤＡなどエコー消去装置を動作させることを念頭に作られていないデバイスでは、スピーカとマイクのシステムが別々に動作していて、受話信号ｘ（ｎ）と収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期がわずかにずれることがある。サンプリング周期がずれた場合、受話信号ｘ（ｎ）と収音信号ｙ（ｎ）の関係が線形のエコー経路で表せなくなり、従来の適応フィルタを用いたエコー消去装置では、エコーを十分に消去できないか、又は、全くエコーを消去できない。

本発明は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去装置、エコー消去方法、エコー消去プログラム及びその記録媒体を提供することを目的とする。

請求項１記載のエコー消去装置は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去する。評価用受話信号補間部は、受話信号ｘ（ｎ）（但し、ｎはサンプル番号を表す）とｍ個（但し、ｍは４以上の整数である）の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、１≦ｉ≦ｍ，ｉ，ｊは正の整数であり、ｊは区間番号を表す）が入力され、補間式を用いて受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する。評価用エコー模擬部は、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する。評価用差信号生成部は、収音信号ｙ（ｎ）と評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、ｙ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する。誤差評価部は、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する。伸縮係数計算部は、ｉ_０が入力され、該ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}と評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を出力する。送話用受話信号補間部は、受話信号ｘ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を推定し、出力する。送話用エコー模擬部は、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する。送話用差信号生成部は、収音信号ｙ（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、ｙ（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する。評価用受話信号補間部は、区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号ｌ_ｘ０，ｊを送話用受話信号補間部へ出力する。

請求項３記載のエコー消去装置は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去する。評価用収音信号補間部は、収音信号ｙ（ｎ）とｍ個の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊが入力され、補間式を用いて収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する。評価用エコー模擬部は、受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する。評価用差信号生成部は、評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）と評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、ｙ’_ｉ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する。誤差評価部は、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する。伸縮係数計算部は、ｉ_０が入力され、ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}と評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を出力する。送話用収音信号補間部は、収音信号ｙ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）を推定し、出力する。送話用エコー模擬部は、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する。送話用差信号生成部は、送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、ｙ’_０（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する。評価用収音信号補間部は、区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する収音信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号ｌ_ｙ０，ｊを送話用収音信号補間部へ出力する。

請求項１０記載のエコー消去方法は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去する。評価用受話信号補間ステップにおいて、受話信号ｘ（ｎ）とｍ個の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊと補間式を用いて、受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を推定する。評価用エコー模擬ステップにおいて、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を算出する。評価用差信号生成ステップにおいて、収音信号ｙ（ｎ）と評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を用いて、ｙ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を算出する。誤差評価ステップにおいて、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として求める。伸縮係数計算ステップにおいて、ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。送話用受話信号補間ステップにおいて、受話信号ｘ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊと補間式を用いて、受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を推定する。送話用エコー模擬ステップにおいて、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）を用いて、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を算出する。送話用差信号生成ステップにおいて、収音信号ｙ（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を用いて、ｙ（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を算出する。評価用受話信号補間部は、区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号ｌ_ｘ０，ｊを送話用受話信号補間部へ出力する。

請求項１２記載のエコー消去方法は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去する。評価用収音信号補間ステップにおいて、収音信号ｙ（ｎ）とｍ個の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊと補間式を用いて、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を推定する。評価用エコー模擬ステップにおいて、受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を算出する。評価用差信号生成ステップにおいて、評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）と評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を用いて、ｙ’_ｉ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を算出する。誤差評価ステップにおいて、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として求める。伸縮係数計算ステップにおいて、ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。送話用収音信号補間ステップにおいて、収音信号ｙ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊと補間式を用いて、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）を推定する。送話用エコー模擬ステップにおいて、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）を用いて、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を算出する。送話用差信号生成ステップにおいて、送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を用いて、ｙ’_０（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を算出する。評価用収音信号補間部は、区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する収音信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号ｌ_ｙ０，ｊを送話用収音信号補間部へ出力する。

本発明のエコー消去装置によれば、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去することができる。

本発明について説明する前に、従来技術を組み合わせることによって、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去することができるか検討する。
例えば、ソフトウェア的に周波数の変換を行うシステムが考えられる。しかし、ソフトウェア内部で粗い近似を用いたとしても、正確なサンプリング周期の変換が行われないため、結果として、エコーを消去することはできない。

ここで、非特許文献２のサンプリング周期の変換と非特許文献１のＮＬＭＳアルゴリズムを用いて、エコー消去装置を構成することが考えられる。しかし、この場合も、サンプリング周期の微小なズレを補正するためには、複雑な構成が必要となり、演算量や遅延が増大するという問題がある。また、サンプリング周期のズレが未知であるため、所望の精度を得るためには、正しいサンプリング周期を探索する必要があり、必要な構成及び演算量は、さらに、増大するという問題が生じる。これらの問題から非特許文献２のサンプリング周期の変換を用いて、エコー消去装置にハードウェアとして実装するのは、現実的ではない。以下、本発明の実施例について説明する。

図３は、エコー消去装置２００の構成例を示す。図４は、エコー消去装置の処理の流れを示す。エコー消去装置２００は、受話信号のサンプリング周期（例えば（１／８０００）秒とする）とは必ずしも一致しないサンプリング周期（例えば（１／８０６４）秒とする）で収音される収音信号からエコー信号を消去する。エコー消去装置２００は、ｍ個（但し、ｍは４以上の整数）の評価用受話信号補間部２０１_１〜２０１_ｍと、ｍ個の評価用エコー模擬部２１０_１〜２１０_ｍと、ｍ個の評価用差信号生成部２２０_１〜２２０_ｍと、誤差評価部２０３と、伸縮係数計算部２０５と、送話用受話信号補間部２６１と、送話用エコー模擬部２７０と、送話用差信号生成部２８０を有する。

受話端１１から得られた受話信号ｘ（ｎ）は、Ｄ／Ａ変換部１２、ｍ個の評価用受話信号補間部２０１及び送話用受話信号補間部２６１へ入力される。Ｄ／Ａ変換部１２によってアナログ化されｘ（ｔ）となる。ｘ（ｔ）はスピーカ１３によって再生され、再生された信号はエコー経路３１を通ってマイク２１で収音されｙ（ｔ）となる。ｙ（ｔ）はＡ／Ｄ変換部２２によってデジタル化され収音信号ｙ（ｎ）となり、ｍ個の評価用差信号生成部２２０と送話用差信号生成部２８０へ入力される。ここで、収音信号ｙ（ｎ）を複数の区間ｊ（ｊは正の整数）に分割する。区間ｊの最初のサンプル番号をｎ_ｊと表す。サンプルｎが区間ｊに属する場合には、ｎ_ｊ≦ｎ≦ｎ_ｊ＋１−１と表される。区間ｊに含まれるサンプル数は一定でなくともよいが、本実施例では、各区間に含まれるサンプル数は一定とする。例えば、各区間のサンプル数が４０００の場合には、区間ｊ＝１に含まれるサンプル番号は、１≦ｎ≦４０００となり、区間ｊ＝２に含まれるサンプル番号は、４００１≦ｎ≦８０００となる。

ｍ個の評価用受話信号補間部２０１_１〜２０１_ｍは、対応する評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、ｉは正の整数であり、１≦ｉ≦ｍとする）と受話信号ｘ（ｎ）が入力され、補間式を用いて受話信号のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する（ｓ２０１）。図５は、補間処理の概念図である。この概念図では、例として受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期より、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期のほうが短い場合を考えている。よって、一定時間の受話信号ｘ（ｎ）のサンプル数は、収音信号ｙ（ｎ）のサンプル数より少なくなる。この場合、０＜α_ｉ，ｊ＜１となる。サンプリング周期が同一の場合には、α_ｉ，ｊ＝１となり、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期のほうが長い場合、１＜α_ｉ，ｊとなるが、補間処理は同一である。評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）の補間式は以下のようになる。

x'(n)=(l_n-k+1){x(k)-x'(n-1)}+x(k-1) （４）
但し、ｌ_ｎは、
l_n=l_xｉ,j+(n-l_y,j)α_i,j （５）
とする。なお、ｘ’（０）には、適当な値を設定してもよい。例えば、ｘ’（０）＝０とする。ｌ_ｘｉ，ｊは受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号を、ｌ_ｙ，ｊはｌ_ｘｉ，ｊに対応する収音信号のサンプル番号を、ｋはこのｌ_ｎを下回らない最小の整数を表す。

例えば、図５において、ｎ＝８、ｌ_ｘｉ，ｊ＝１、ｌ_ｙ，ｊ＝１、α_ｉ，ｊ＝（６／７）とすると、
l₈=1+(8-1)*(6/7)=7 ， k=7
x'(8)=x(7)-x'(7)+x(6)
となり、補間式により７個の受話信号ｘから８個の評価用受話信号ｘ’が得られることが分かる。同様の処理により、基準となるサンプルを除いて、６個の受話信号ｘから７個の評価用信号ｘ’が得られる。

図６は、補間式（４）を分数遅延フィルタで構成した場合の構成例を示す。分数遅延フィルタは、オールパスフィルタの一種であり、遅延部２９１，２９２、乗算部２９３，２９４、加算部２９５，２９６からなる。ｄ（０＜ｄ≦１）は１サンプル未満の遅延を実現するためのパラメータである。式（４）では、ｄ＝（ｌ_ｎ−ｋ＋１）と置いている。
なお、補間式として、式（４）に代えて、以下の線形補間式を用いてもよい。
x'(n)=(l_n-k+1)x(k)+(k-l_n)x(k-1) （７）

また、ｐ次のニュートン補間を用いてもよい。例えば、ｐ＝２の場合、補間式は、

となる。この式では、ｘ（ｋ）からｘ（ｋ−ｐ）までの信号が補間に必要となる。このとき、図示していないが、評価用受話信号補間部に受話信号蓄積部を設けてもよい。 以上の補間処理を、ｍ個の評価用受話信号補間部２０１_１〜２０１_ｍにおいて行い、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を出力する。なお、評価用受話信号補間部２０１は、区間ｊからｊ＋１へと移行する際、ｉ_０に対応するｌ_ｘｉ，ｊの値ｌ_ｘｏ，ｊを送話用受話信号補間部２６１へと出力する。なお、ｉ_０は、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値を表す。ｉ_０の詳細については、後述する。また、新たに伸縮係数計算部２０５から得られるｍ個の評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}の伸縮の基準となる受話信号のサンプル番号は、前の区間ｊの最終サンプルｙ（ｎ_ｊ＋１−１）に対し、

と置く。但し、α_ｉ０，ｊは、ｉ_０に対応する評価用伸縮係数である。このようにすることによって、求めるべき評価用伸縮係数が１の場合、つまりサンプリング周期にズレがない場合でも問題なく動作する。

評価用エコー模擬部２１０_１〜２１０_ｍは、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する（ｓ２０３）。各評価用エコー模擬部２１０は、図示していないが、従来技術同様、擬似エコー経路部１１１と適用フィルタ更新部１１２を有し、それぞれ以下の処理を行う。擬似エコー経路部１１１は、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する。例えば、擬似エコー経路部１１１では、適用フィルタｈ＾_ｉ（ｎ）のタップ長Ｌ以上（例えば、Ｌ＝５１２）の評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を蓄積し、以下のように、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）とｈ＾_ｉ（ｎ）を畳み込むことで擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を得る。
ｙ＾_ｉ（ｎ）＝ｈ＾_ｉ ^Ｔ（ｎ）ｘ’_ｉ（ｎ） （１０）
但し、h^_ｉ(n)=[h_ｉ ⁽ⁿ⁾(1),h_ｉ ⁽ⁿ⁾(2),…,h_ｉ ⁽ⁿ⁾(L)]^T，
x'_ｉ(n)=[x'_ｉ(n),x'_ｉ(n-1),…,x'_ｉ(n-L+1)]^T を表す。

なお、図示していないが、擬似エコー経路部１１１は、適用フィルタｈ＾_ｉ（ｎ）のタップ長Ｌ以上（例えば、Ｌ＝５１２）の評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を蓄積するための蓄積部を有してもよい。また、この蓄積部は、評価用受話信号補間部２０１に設け、評価用受話信号補間部２０１は、タップ数Ｌ分の評価用受話信号を出力する構成としてもよい。また、この蓄積部には、評価用受話信号の不足分を補うために、タップ数Ｌ分以上の評価用受話信号を蓄積してもよい。蓄積部に蓄積したサンプルを用いても、評価用受話信号が不足する場合には、収音信号と評価用受話信号のサンプリング周期が大きく異なることを意味するため、処理を中止し、後述する誤差評価部２０３における評価の対象から除外する構成としてもよい。このような構成とすることによって不要な演算を省略することができる。適応フィルタ更新部１１２は、評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、適応フィルタを更新する。適応フィルタ更新部１１２は、非特許文献１のＮＬＭＳアルゴリズムを用いた場合、以下のように評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）とからｈ＾_ｉ（ｎ）を更新する。

更新した適応フィルタをコピーし擬似エコー経路部１１１に出力する。なお、適応フィルタの更新方法は上記方法に限定されるものではなく、適宜選択可能である。

評価用差信号生成部２２０_１〜２２０_ｍは、収音信号ｙ（ｎ）と対応する評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、ｙ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する（ｓ２０５）。
ｅ_ｉ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ＾_ｉ（ｎ） （１２）

誤差評価部２０３は、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する（ｓ２０７）。例えば、誤差評価部２０３は、区間ｊにおいて、各誤差信号ｅ_ｉ毎の平均二乗誤差ｅ⁻ _ｉを算出し、最も平均二乗誤差の小さいｉの値をｉ_０として出力する。誤差評価部２０３に区間ｊの最終サンプルｎ＝ｎ_ｊ＋１−１に対応する誤差信号が入力された場合に（ｓ２０６）、以下のように区間ｊでの平均二乗誤差を算出する。

図７は、伸縮係数と平均二乗誤差の関係を示す。受話信号ｘのサンプリング周波数を８０００Ｈｚ、収音信号のサンプリング周期を８０６４、適応フィルタのタップ数を５１２、区間のサンプル数を４０００とし、補間式（４）を用いている。このとき、伸縮係数の真値αは、0.99206349であり、真値αで平均二乗誤差が最小となり、真値近傍で二乗誤差の値が単峰性に近い挙動を示すことがわかる。これにより、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まれれば、その後、以下で説明する評価用伸縮係数α_ｉ，ｊの更新により誤差の小さい伸縮係数を探索することが可能である。

なお、誤差評価部２０３は、ｍ個の平均二乗誤差の最大値と最小値の差を算出し、差が閾値Ｔ_ｈｒ＿ｅ以下になった場合には、区間ｊ＋１以降における送話用伸縮係数の更新に係る処理を停止する構成としてもよい。例えば、ｍ個の平均二乗誤差の最大値ｅ⁻ _ｍａｘと最小値ｅ⁻ _ｍｉｎの差が一定値Ｔ_ｈｒ＿ｅ以下になった場合には、一定値以下になった時に得られたｉ_０を出力し、伸縮係数計算部２０５は、送話用伸縮係数α_{０、ｊ＋１}を送話用受信信号補間部２６１へ出力する。その後、評価用受信信号補間部２０１、評価用エコー模擬部２１０、評価用差信号生成部２２０、誤差評価部２０３及び伸縮係数計算部２０５の処理を停止し、送話用受話信号補間部２６１では、最後に入力された送話用伸縮係数α_０、ｊを使用し続ける構成としてもよい（送話用伸縮係数α_０、ｊ、伸縮係数計算部２０５、送話用受話信号補間部２６１の処理については後述する）。このような構成とすることで、演算量を減らすことができるという効果がある。

伸縮係数計算部２０５は、ｉ_０が入力され、ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定する（ｓ２０９）。さらに、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し（ｓ２１０）、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を送話用受話信号補間部２６１へ、評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を評価用受話信号補間部２０１へ出力する。なお、区間ｊ＝１のときに、評価用受話信号補間部で用いる評価用伸縮係数α_ｉ，ｊの初期値α_ｉ，１には、伸縮係数の真値を含むように範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］を設定し、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まれるように分割数（ｍ−１）を設定してもよい。例えば、区間ｊ＝１の場合、評価用伸縮係数α_ｉ，１は、

として計算して求め、評価用受話信号補間部２０１_１〜２０１_ｍへ出力する。区間ｊ≧２の場合には、ｉ_０に対応する評価用伸縮係数を送話用伸縮係数α_ｉ０，ｊ（＝α_０，ｊ）とし、区間ｊ＋１における伸縮係数の範囲［α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}，α_{ｍａｘ，ｊ＋１}］を以下のように式（１５），（１５）’または（１５）”によって求める。
α_ｉ０，ｊ＝α_{ｍｉｎ，ｊ}の場合、
α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}＝α_ｉ０，ｊ ，α_{ｍａｘ，ｊ＋１}＝α_{ｉ０＋１，ｊ} （１５）
α_ｉ０，ｊ＝α_{ｍａｘ，ｊ}の場合、
α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}＝α_{ｉ０−１，ｊ} ，α_{ｍａｘ，ｊ＋１}＝α_ｉ０，ｊ （１５）’
それ以外の場合、
α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}＝α_{ｉ０−１，ｊ} ，α_{ｍａｘ，ｊ＋１}＝α_{ｉ０＋１，ｊ} （１５）”
更に、以下のように式（１６）によって、新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。

また、以下のように評価用伸縮係数を求めることもできる。区間ｊ＝１のときに、評価用受話信号補間部で用いる評価用伸縮係数α_ｉ，ｊの初期値α_ｉ，１には、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まれるように範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］及び分割数（ｍ−１）を設定する。例えば、区間ｊ＝１の場合、評価用伸縮係数α_ｉ，１は、
ｑ＝（α_{ｍａｘ，ｊ}−α_{ｍｉｎ，ｊ}）／（ｍ−１） （１７）
α_ｉ，ｊ＝α_{ｍｉｎ，ｊ}＋｛ｑ×（ｉ−１）｝ （１８）
として計算して求め、評価用受話信号補間部２０１_１〜２０１_ｍへ出力する。区間ｊ≧２の場合には、ｉ_０に対応する評価用伸縮係数を送話用伸縮係数α_０，ｊとする。
α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}＝α_０，ｊ−ｑ ， α_{ｍａｘ，ｊ＋１}＝α_０，ｊ＋ｑ （１９）
とし、更に、式（１７）、（１８）によって、新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。伸縮係数の真値を含むように範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］を設定することができる場合には、式（１４）〜（１６）を用いたほうが、ｉ_０に対応する送話用伸縮係数α_０，ｊが、両端の評価用伸縮係数（α_{ｍｉｎ，ｊ}，α_{ｍｉｎ，ｊ}）の場合に、次の区間ｊ＋１における評価用伸縮係数の範囲［α_{ｍｉｎ，ｊ＋１}，α_{ｍａｘ，ｊ＋１}］を狭く設定することができ、早期に伸縮係数の真値に近づくことが期待できる。一方、式（１７）〜（１９）を用いる場合には、範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］に伸縮係数の真値が含まれていなくても、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まればよく、範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］よりも探索範囲を広くすることができる。評価用伸縮係数の更新には何れの式を用いても良く、その他の更新式も適宜選択してよい。なお、本実施例においては、式（１４）〜（１６）を用いている。この処理を繰り返すことにより、評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ及び送話用伸縮係数α_０，ｊは伸縮係数の真値に近づいていく。

例えば、受話信号のサンプリング周期が１／８０００秒（１２５μ秒）の場合であって、収音信号のサンプリング周期は、１２３．７５μ秒から１２５μ秒の間であることがわかっている場合には、α_{ｍｉｎ，１}＝０．９９，α_{ｍａｘ，１}＝１、ｍ＝９として、初期値を式（１４）より以下のように設定することが考えられる。
α_1,1=0.99 , α_2,1=0.99125 , α_3,1=0.9925 , α_4,1=0.99375 ,
α_5,1=0.995 ,α_6,1=0.99625 , α_7,1=0.9975 , α_8,1=0.99875 , α_9,1=1
その後、収音信号のサンプリング周期が（１／８０６４）秒（約１２４μ秒）の場合には、伸縮係数の真値は0.99206349であるため、上記例では、α_３，１＝０．９９２５の時に平均二乗誤差が最小になると考えられ、誤差評価部２０３から出力されるｉ_０は３となり、伸縮係数計算部２０５で決定される送話用伸縮係数α_０，２は０．９９２５となる。この場合、式（１５）”より α_min,2=0.99125 ， α_max,2=0.99375 となり、さらに式（１６）によりα_ｉ，２を算出する。
α_1,2=0.99125 , α_2,2=0.9915625 , α_3,2=0.991875 , α_4,2=0.9921875 ,
α_5,2=0.9925 , α_6,2=0.9928125 , α_7,2=0.993125 , α_8,2=0.9934375 , α_9,2=0.99375

さらに、この処理を繰り返すことにより、評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ及び送話用伸縮係数α_０，ｊは伸縮係数の真値に近づいていく。この具体例では、説明を容易にするため、受話信号ｘのサンプリング周期が既知のもとして説明したが、受話信号ｘ、及び収音信号ｙのサンプリング周期が何れとも未知のものであったとしても、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まれれば、本発明の効果を得ることができる。また、受話信号ｘ、及び収音信号ｙのサンプリング周期の大小関係が未知の場合には、α_{ｍｉｎ，１}＜１＜α_{ｍａｘ，１}となるように設定する。なお、算出された評価用伸縮係数α_{ｉ，Ｊ＋１}の中にα_０，ｊを含むようにするためには、ｍを奇数とする必要がある。ｍを奇数とし、α_０，ｊが評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}に含まれるようにすることで、次の更新時に、誤差が大きくなることを防ぐことができる。一方、ｍを偶数とすると、α_０，ｊが評価用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}に含まれず、次の更新時に、誤差が大きくなっている可能性がある。これは、ｍを奇数に限定するものではなく適宜設定可能である。また、この実施例では、α_ｉ，ｊ≦α_{ｉ＋１，ｊ}としているが、必ずしもこのように設定しなくてもよく、そのような場合には、α_ｉ，ｊの大小関係を別途記憶しておき、評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}の更新式（１４）〜（１９）も適宜変更する。また、実施例では、（α_{ｉ＋１，ｊ}−α_ｉ，ｊ）の値を等しくしている（範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］を等分割している）が、適宜変更してもよい。

送話用受話信号補間部２６１は、受話信号ｘ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を推定し、出力する（ｓ２１１）。サンプルを補間する際の基準となるサンプル番号ｌ_ｘｏ，ｊについてはｉ_０に対応する評価用受話信号補間部２０１より入力されるｌ_{ｘ０，ｊ−１}を用いる（詳細は後述）。なお、図３において、複数のｌ_ｘ０，ｊが入力されているように記載しているが、実際には、ｉ_０に対応するｌ_ｘ０，ｊのみ入力される。なお、送話用伸縮係数α_０，ｊの初期値α_０，１には、適当な値を設定してもよい。例えば、α_０，１＝１や、α_０，１＝（α_{ｍｉｎ，１}＋α_{ｍａｘ，１}）／２と設定することができる。送話用受話信号を出力する処理については以上の処理を除いて評価用受話信号補間部２０１と同一である。送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）の推定は、評価用受話信号補間部で用いた補間式（４）〜（８）の何れかを用いて行う。

送話用エコー模擬部２７０は、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する（ｓ２１３）。送話用エコー模擬部２６１は、図示していないが、送話用エコー模擬部２０１と同様に、擬似エコー経路部１１１と適用フィルタ更新部１１２を有し、それぞれ以下の処理を行う。擬似エコー経路部１１１は、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する。例えば、擬似エコー経路部１１１では、適用フィルタｈ＾_０（ｎ）のタップ長Ｌ以上（例えば、Ｌ＝５１２）の送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を蓄積し、式（１０）により、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）とｈ＾_０（ｎ）を畳み込むことで擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を得る。ここで、送話用受話信号補間部２６１または送話用エコー模擬部２７０は送話用受話信号を蓄積する蓄積部を有する構成としてもよい。適応フィルタ更新部１１２は、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、適応フィルタを更新する。適応フィルタ更新部１１２は、非特許文献１のＮＬＭＳアルゴリズムを用いた場合、式（１１）により送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）とからｈ＾_０（ｎ）を更新する。更新した適応フィルタをコピーし擬似エコー経路部１１１に出力する。なお、適応フィルタの更新方法は上記方法に限定されるものではなく、適宜選択可能である。また、区間ｊからｊ＋１に移行する際、誤差評価部２０３から得られたｉ_０に対応する評価用エコー模擬部の適応フィルタｈ＾_ｉ０（ｎ）と評価用受話信号補間部２０１_ｉ０または評価用エコー模擬部２１０_ｉ０の蓄積部の評価用受話信号ｘ’_ｉ０の範囲［ｎ_ｊ＋１−Ｌ＋１，ｎ_ｊ＋１−１］の値を送話用受話信号補間部２６１または送話用エコー模擬部２７０の蓄積部へとコピーし、ｍ個の適応フィルタｈ＾_ｉ（ｎ）の値は０に初期化する構成としてもよい。このような構成とすることで送話用受話信号補間部２８０から出力される送話信号ｅ_０（ｎ）は、区間ｊからｊ＋１へ移行する際に音声の途切れ等が発生しづらくなる。図８は、送話用受話信号補間部における伸縮の基準となる受話信号のサンプル番号を決定する際の概要を示す。例えば、送話用受話信号補間部２６１では、区間２において、ｌ_ｘ０，１（＝ｌ_{ｘ０，ｊ−１}）を基準に送話用補間信号を生成すると、領域２９１のサンプルを使用することとなる。このとき、評価用受話信号補間部２０１_ｉ０または評価用エコー模擬部２１０_ｉ０の蓄積部の評価用受話信号ｘ’_ｉ０の範囲［ｎ_ｊ＋１−Ｌ＋１，ｎ_ｊ＋１−１］の値を送話用受話信号補間部２６１または送話用エコー模擬部２７０の蓄積部へとコピーする。もし、ｌ_ｘ０，２（＝ｌ_ｘ０，ｊ）を基準に送話用受話信号補間部２６１で信号を生成すると、領域２９２のサンプルを使用することになるが、式（９）のｌ_ｘ，２を決める時の切り上げ処理の影響により、ｘ’（ｎ_２−１）とｘ’（ｎ_２）の元の信号の間にギャップ２９２’が発生し、収音信号ｙ（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）の対応が取れなくなり、一時的に残留エコーが発生しやすくなる。但し、これは、送話用受話信号補間部に入力される伸縮の基準となるサンプル番号をｌ_{ｘ０，ｊ−１}に限定するものではない。残留エコー等は発生するが、ｌ_ｘ０，ｊを用いても本発明の効果を得ることができる。
送話用差信号生成部２８０は、式（１２）により、収音信号ｙ（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、ｙ（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する（ｓ２１５）。

［変形例１］
実施例１と異なる部分のみ説明する。図９に変形例１の構成例を示す。変形例１では、区間ｊにおけるサンプル数が可変である点、及び、誤差評価部２０３’における処理が異なる。誤差評価部２０３’は、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）に加え、収音信号ｙ（ｎ）及び送話信号ｅ_０（ｎ）を入力される。そして、区間ｊにおいて予め定めたサンプル数Ｗにおける定常エコー消去量（以下「ＥＲＬＥ」という）を算出する。このＥＲＬＥを基準として、誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する。ＥＲＬＥは以下の式により求める。

但し、Ｗは、ＥＲＬＥの計算に用いるサンプル数であり正の整数である。ある区間ｊにおいて、一定のデータ個数Ｗが蓄積された上で、ＥＲＬＥを求めるため、ｎ≧Ｗ＋ｎ_ｊ−１という関係にある。送話信号ｅ_０（ｎ）に基づいて算出されるＥＲＬＥの値Ｅ_０と、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）に基づいて算出されるＥＲＬＥの値Ｅ_ｉの大小関係から処理を決定する。ＥＲＬＥの値が大きい程、エコー消去量は多く、エコー消去量の多いｉに対応する評価用伸縮係数α_ｉ，ｊによって得られる評価用受話信号ｘ’のサンプリング周期が収音信号ｙのサンプリング周期に近いことを表す。図１０は、変形例１の誤差評価部２０３’における処理の流れを示す。例えば、誤差評価部２０３’では、初期値として、ｎ＝１，ｊ＝１を設定する（ｓ３０１）。誤差信号を受信し（ｓ３０２）、ｎ≧Ｗ＋ｎ_ｊ−１か否か判定し（ｓ３０３）、条件を満たさない場合には、次の受話信号を受信し（ｓ３０２）、条件を満たす場合には、誤差比較を行う（ｓ３０４）。何れかのｉにおいて、収音信号ｙと誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉから閾値Ｔ_ｈｒ＿ｈを差し引いた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも大きいか否か判定する（ｓ３０５）。
Ｅ_０＜Ｅ_ｉ−Ｔ_ｈｒ＿ｈ （２１）

但し、Ｔ_ｈｒ＿ｈは区間移行の判定のための上限を表すパラメータであり正の実数である。例えば、Ｔ_ｈｒ＿ｈ＝３とする。条件を満たす場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１の最初のサンプルであるｎ_ｊ＋１をｎ_ｊ＋１＝ｎ＋１と再設定し、次の区間ｊ＋１へ移行する（ｓ３０６）。ｍ個の誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）から求めたＥＲＬＥのうち少なくとも一つは、送話信号ｅ_０（ｎ）から求めたＥＲＬＥよりも十分に大きいため、区間ｊの終了を待たずに、区間ｊ＋１へと移行することで効率化を図ることができる。条件式（２１）を満たさない場合には、ｎ＝ｎ_ｊ＋１−１（区間ｊの最後のサンプルか）か否かの判定を行い（ｓ３０７）、条件を満たさない場合には、次の受話信号を受信し（ｓ３０２）、条件を満たす場合には、区間ｊの最終サンプル（ｎ_ｊ＋１−１）の際に何れのｉにおいても、収音信号ｙと誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉに閾値Ｔ_ｈｒ＿ｌを加えた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも小さいか否か判定する（ｓ３０９）。
Ｅ_０＞Ｅ_ｉ＋Ｔ_ｈｒ＿ｌ （２２）

但し、Ｔ_ｈｒ＿ｈは区間移行の判定のための下限を表すパラメータであり正の実数である。例えば、Ｔ_ｈｒ＿ｈ＝０．２とする。条件を満たす場合には、ｍ個の誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）から求めたＥＲＬＥは全て送話信号ｅ_０（ｎ）から求めたＥＲＬＥよりも大きくないと考えられるため、区間ｊのサンプル数をｎ_０（正の整数）だけ増やし（ｓ３１１）、さらに学習した後で再度判定を行う（ｓ３０５またはｓ３０９）。一方、条件を満たさない場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１の最初のサンプルであるｎ_ｊ＋１をｎ_ｊ＋１＝ｎ＋１と再設定し、次の区間ｊ＋１へ移行する。（ｓ３０６）。

以上のような設定を行うことで、学習が足りないまま伸縮係数αを更新して送話信号の誤差が増大することを防ぎ、かつ、伸縮係数αの更新のタイミングを可能な限り早くすることができるという効果がある。

［変形例２］
実施例１と異なる部分のみ説明する。変形例２では、ｍ＝４及びα_ｉ，１≦α_{ｉ＋１，１}と限定する点、誤差評価部２０３は、ｉ_０に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する誤差の大小関係を伸縮係数計算部２０５へ出力する点、伸縮係数計算部２０５は、ｉ_０の値と大小関係から黄金分割法により評価用伸縮係数α_ｉ，ｊを求める点が異なる。例えば、伸縮係数計算部２０５は、ｍ＝４として、式（１４）〜（１９）のように、評価用伸縮係数の値を等分割により算出するのではなく、黄金分割法により分割する。

伸縮係数計算部２０５での評価用伸縮係数α_ｉ，ｊの初期値α_ｉ，１には、評価用伸縮係数の初期値α_ｉ，１のうち少なくとも一つが真値近傍の単峰性に近い挙動を示す範囲に含まれるように範囲［α_{ｍｉｎ，１}，α_{ｍａｘ，１}］を設定し、α_ｉ，ｊの初期値α_ｉ，１を式（１４）に代えて以下のように設定する。
α_１，１＝α_{ｍｉｎ，１}
α_２，１＝α_{ｍｉｎ，１}＋（α_{ｍａｘ，１}−α_{ｍｉｎ，１}）ｒ
α_３，１＝α_{ｍａｘ，１}−（α_{ｍａｘ，１}−α_{ｍｉｎ，１}）ｒ
α_４，１＝α_{ｍａｘ，１}
但し、ｒ＝（３−√５）／２ である。

変形例２では、誤差評価部２０３は、ｉ_０だけではなく、ｉ＝２及びｉ＝３のときに、得られる平均二乗誤差ｅ⁻ _２、ｅ⁻ _３の大小関係、または、ＥＲＬＥの値Ｅ_２，Ｅ_３の大小関係を出力し、伸縮係数計算部２０５に入力される。区間ｊ＋１でのα_{ｉ，ｊ＋１}は区間ｊのα_ｉ，ｊを用いて、以下のように求める。
ｅ⁻ _２＜ｅ⁻ _３の場合、または、Ｅ_２＞Ｅ_３の場合、
α_{１，ｊ＋１}＝α_１，ｊ
α_{２，ｊ＋１}＝α_１，ｊ＋（α_３，ｊ−α_１，ｊ）ｒ
α_{３，ｊ＋１}＝α_２，ｊ
α_{４，ｊ＋１}＝α_３，ｊ
ｅ⁻ _２≧ｅ⁻ _３の場合、または、Ｅ_２≦Ｅ_３の場合、
α_{１，ｊ＋１}＝α_２，ｊ
α_{２，ｊ＋１}＝α_３，ｊ
α_{３，ｊ＋１}＝α_４，ｊ−（α_４，ｊ−α_２，ｊ）ｒ
α_{４，ｊ＋１}＝α_４，ｊ
とする。黄金分割法は、一次元の単峰性の目的関数に対して効率的な探索を行えることが知られており、評価用伸縮係数の分割数をできるだけ少なくしたい場合に有効である。

［変形例３］
実施例１と異なる部分のみ説明する。変形例３では、伸縮係数計算部２０５は、１回または複数回、α_{ｉ＋１，ｊ}−α_ｉ，ｊの値が一定となるように、例えば、式（１４）〜（１６）を用いて、評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。その後、変形例２で説明した黄金分割法へ切り替えて評価用伸縮係数α_ｉ，ｊを算出する。ｍ＝４とし、伸縮係数計算部２０５は、ｉ_０の値と大小関係から黄金分割法により評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を求める。黄金分割法に移行する際には、α_{ｉ，ｊ＋１}の中に前の区間の評価用伸縮係数の最適値α_０，ｊが含まれている必要があるため、等分割から黄金分割へ移行する際の評価用伸縮係数は以下のように算出する。

但し、

として、評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する。その後、黄金分割法により評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出するため、誤差評価部２０３は、ｉ_０に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する誤差の大小関係を、伸縮係数計算部２０５へ出力する。

このような構成とすることで、推定の初期はｍの数を増やす代わりに適応フィルタのタップ数Ｌを減らし、等分割によって真値の大まかな位置まで高速に到達することができ、その後、ｍを４に減らし、タップ数Ｌを増やし黄金分割法によって正確な位置を推定することができる。なお、等分割から黄金分割へ移行するタイミングは、平均二乗誤差の最小値が一定の値以下となった場合、または、平均二乗誤差の最大値と最小値の差が一定の値以下となった場合、または、ＥＲＬＥの最大値が一定の値以上となった場合、または、一定回数等分割を行った場合等が考えられ、適宜設定することができる。

図１１は、実施例２のエコー消去装置３００の構成例を示す。エコー消去装置３００は、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去する。エコー消去装置３００は、ｍ個の評価用収音信号補間部３０１_１〜３０１_ｍと、ｍ個の評価用エコー模擬部３１０_１〜３１０_ｍと、ｍ個の評価用差信号生成部３２０_１〜３２０_ｍと、誤差評価部２０３と、伸縮係数計算部２０５と、送話用収音信号補間部３６１と、送話用エコー模擬部３７０と、送話用差信号生成部３８０を有する。

受話端１１から得られた受話信号ｘ（ｎ）は、Ｄ／Ａ変換部１２、ｍ個の評価用エコー模擬部３１０へ入力される。ここで、受話信号ｘ（ｎ）を複数の区間ｊ（ｊは正の整数）に分割する。Ｄ／Ａ変換部１２によってアナログ化されｘ（ｔ）となる。ｘ（ｔ）はスピーカ１３によって再生され、再生された信号はエコー経路３１を通ってマイク２１で収音されｙ（ｔ）となる。ｙ（ｔ）はＡ／Ｄ変換部２２によってデジタル化され収音信号ｙ（ｎ）となる。収音信号ｙ（ｎ）は、ｍ個の評価用収音信号補間部３０１及び送話用収音信号補間部３６１へ入力される。 ｍ個の評価用収音信号補間部３０１_１〜３０１_ｍは、対応する評価用伸縮係数α_ｉ，ｊと収音信号ｙ（ｎ）が入力され、補間式を用いて収音信号のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する。評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）の推定は、補間式は以下のようになる。
y'(n)=(l_n-k+1){y(k)-y'(n-1)}+y(k-1) （２３）
但し、
l_n=l_yｉ,j+(n-l_x,j)α_i,j （２４）
とする。ｌ_ｙｉ，ｊは受話信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号を、ｌ_ｘ，ｊはｌ_ｙｉ，ｊに対応する受話信号のサンプル番号を表す。なお、補間式として、式（２３）に代えて、以下の線形補間式を用いてもよい。
y'(n)=(l_n-k+1)y(k)+(k-l_n)y(k-1) （２５）

また、ｐ次のニュートン補間を用いてもよい。例えば、ｐ＝２の場合、補間式は、

となる。この式では、ｙ（ｋ）からｙ（ｋ−ｐ）までの信号が補間に必要となる。このとき、図示していないが、評価用収音信号補間部に収音信号蓄積部を設けてもよい。

以上の補間処理を、ｍ個の評価用収音信号補間部３０１_１〜３０１_ｍにおいて行い、評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を出力する。なお、評価用受話信号補間部３０１は、区間ｊ＋１へと移行する際、ｉ_０に対応するｌ_ｙｏ，ｊの値を送話用収音信号補間部３６１へと出力する。また、新たに伸縮係数計算部２０５から得られるｍ個の評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}の伸縮の基準となる収音信号のサンプル番号は、前の区間ｊの最終サンプルｘ（ｎ_ｊ＋１−１）に対し、

と置く。但し、α_ｉ０，ｊは、ｉ_０に対応する評価用伸縮係数である。このようにすることによって、求めるべき評価用伸縮係数が１の場合、つまりサンプリング周期にズレがない場合でも問題なく動作する。

評価用エコー模擬部３１０_１〜３１０_ｍは、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）と受話信号ｘ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する。各評価用エコー模擬部３１０は、図示していないが、従来技術同様、擬似エコー経路部１１１と適用フィルタ更新部１１２を有し、それぞれ以下の処理を行う。擬似エコー経路部１１１は、受話信号ｘ_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する。例えば、擬似エコー経路部１１１では、適用フィルタｈ＾_ｉ（ｎ）のタップ長Ｌ以上の受話信号ｘ（ｎ）を蓄積し、以下のように、受話信号ｘ（ｎ）とｈ＾_ｉ（ｎ）を畳み込むことで擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を得る。
ｙ＾_ｉ（ｎ）＝ｈ＾_ｉ ^Ｔ（ｎ）ｘ（ｎ） （２８）
但し、h^_ｉ(n)=[h_ｉ ⁽ⁿ⁾(1),h_ｉ ⁽ⁿ⁾(2),…,h_ｉ ⁽ⁿ⁾(L)]^T ，
x (n)=[x (n),x (n-1),…,x (n-L+1)]^T を表す。

なお、図示していないが、擬似エコー経路部１１１は、適用フィルタｈ＾_ｉ（ｎ）のタップ長Ｌ以上の受話信号ｘ（ｎ）を蓄積するための蓄積部を有してもよい。また、評価用収音信号補間部３０１は、評価用収音信号の不足分を補うために、評価用収音信号を蓄積する蓄積部を設けてもよい。この蓄積部の効果については、実施例１で説明した評価用受話信号の蓄積部と同様である。適応フィルタ更新部１１２は、受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、適応フィルタを更新する。適応フィルタ更新部１１２は、非特許文献１のＮＬＭＳアルゴリズムを用いた場合、以下のように受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）とからｈ＾_ｉ（ｎ）を更新する。

更新した適応フィルタをコピーし擬似エコー経路部１１１に出力する。なお、適応フィルタの更新方法は上記方法に限定されるものではなく、適宜選択可能である。

評価用差信号生成部３２０_１〜３２０_ｍは、評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）と対応する評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、ｙ’_ｉ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する。
ｅ_ｉ（ｎ）＝ｙ’_ｉ（ｎ）−ｙ＾_ｉ（ｎ） （３０）

誤差評価部２０３は、誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する。実施例１と同様の処理により行うことができる。また、実施例の１の変形例１のアルゴリズムを用いる場合には、誤差評価部２０３’へ評価用前記誤差評価部は、前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）に加え、評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）及び送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）、並びに送話信号ｅ_０（ｎ）を入力され、式（２０）に代えて、以下の式を用いて、ＥＲＬＥを算出する。

伸縮係数計算部２０５は、ｉ_０が入力され、ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定する。実施例１と同様の処理により行うことができる。また、実施例の１の変形例２，３を用いることも可能である。

送話用収音信号補間部３６１は、収音信号ｙ（ｎ）と送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｙ’_０（ｎ）を推定し、出力する。サンプルを補間する際の基準となる収音信号のサンプル番号ｌ_ｙｉ，ｊについては評価用収音信号補間部より入力されるｌ_{ｙ０，ｊ−１}を用いる。送話用受話信号を出力する処理については以上の処理を除いて評価用収音信号補間部３０１と同一である。送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）の推定は、評価用収音信号補間部で用いた補間式（２３）〜（２６）の何れかを用いて行う。

送話用エコー模擬部３７０は、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する。送話用エコー模擬部２６１は、図示していないが、送話用エコー模擬部２０１と同様に、擬似エコー経路部１１１と適用フィルタ更新部１１２を有し、それぞれ以下の処理を行う。擬似エコー経路部１１１は、受話信号ｘ（ｎ）が入力され、式（２８）を用いて送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する。適応フィルタ更新部１１２は、送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、式（２９）を用いて適応フィルタを更新する。
送話用差信号生成部３８０は、送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、ｙ’_０（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する。
ｅ_０（ｎ）＝ｙ’_０（ｎ）−ｙ＾_０（ｎ）

［実験結果］
図１２は、シミュレーションによる実施例１の変形例１及び従来技術によるＥＲＬＥに示す。受話信号には８ｋＨｚサンプリングの白色雑音、エコー信号には受話信号に固定のインパルス応答を畳み込み、マルチレート変換によって０．８％サンプリングレートを増加させた信号を用いた。タップ数Ｌ＝５１２、ＥＲＬＥの計算に用いるサンプル数Ｗ＝８００、区間終了判定の下限閾値Ｔ_ｈｒ＿ｌ＝０．２、上限閾値Ｔ_ｈｒ＿ｈ＝３、区間ｊ終了のサンプル番号の初期値を（４０００×ｊ）とした(１秒は８０００サンプル)。従来技術の場合（線分９０１）にはＥＲＬＥがほとんど０であるのに対し、実施例１の変形例１（ｍ＝６５）において補間式（４）を用いた場合（線分９０２）には、約２４ｄＢのＥＲＬＥを、補間式（７）を用いた場合（線分９０３）には、約１２ｄＢのＥＲＬＥを、補間式（８）を用いた場合（線分９０４）には、約１４ｄＢのＥＲＬＥを得た。また、伸縮係数の真値α=0.99206349に対し、伸縮係数の推定値は0.99206263となり、5桁程度の精度を得ている。なお、ｍ＝９程度に減らしても、最大ＥＲＬＥへ達するまでの時聞は長くなるもののＥＲＬＥはほぼ同水準になる。

このように、本発明のエコー消去装置によれば、受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去することができる。また、従来技術を組み合わせた場合には、大きな演算や遅延を伴う周波数変換を必要とするが、本発明においては、２タップ程度のフィルタのみで信号を補間し、低演算量で適応フィルタでのエコー消去を可能にした。これは、サンプリング周期のズレを表す伸縮係数に対して、エコー消去の平均二乗誤差が真値付近で単峰性に近くなることを活用したからである。本発明は簡易な探索手法で十分精度よく伸縮係数を推定することができる。

本発明において、エコー消去装置は、コンピュータにより機能させてもよい。図１３に、コンピュータの機能構成例を示す。なお、本発明のエコー消去装置は、コンピュータ２０００の記録部２０２０に、本発明の各構成部としてコンピュータ２０００を動作させるプログラムを読み込ませ、処理部２０１０、入力部２０３０、出力部２０４０などを動作させることで実現できる。また、コンピュータに読み込ませる方法としては、プログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録しておき、記録媒体からコンピュータに読み込ませる方法、サーバ等に記録されたプログラムを、電気通信回線等を通じてコンピュータに読み込ませる方法などがある。

適応フィルタを用いた従来のエコー消去装置１００の構成図を示す。 マルチレートフィルタの構成例を示す。 エコー消去装置２００の構成例を示す。 エコー消去装置の処理の流れを示す。 補間処理の概念図を示す。 補間式（４）を分数遅延フィルタで構成した場合の構成例を示す。 伸縮係数と平均二乗誤差の関係を示す。 送話用受話信号補間部における伸縮の基準となる受話信号のサンプル番号を決定する際の概要を示す。 変形例１の構成例を示す。 変形例１の誤差評価部２０３’における処理の流れを示す。 実施例２のエコー消去装置３００の構成例を示す。 シミュレーションによる実施例１の変形例１及び従来技術によるＥＲＬＥに示す コンピュータの機能構成例を示す。

符号の説明

１００，２００，３００ エコー消去装置
２０１ 評価用受話信号補間部 ３０１ 送話用受話信号補間部
２１０，３１０ 評価用エコー模擬部 ２２０，３２０ 評価用差信号生成部
２０３ 誤差評価部 ２０５ 伸縮係数計算部
２６１ 送話用受話信号補間部 ３６１ 送話用収音信号補間部
２７０，３７０ 送話用エコー模擬部 ２８０，３８０ 送話用差信号生成部

Claims (20)

1. 受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去装置であって、
   受話信号ｘ（ｎ）（但し、ｎはサンプル番号を表す）とｍ個（但し、ｍは４以上の整数である）の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、１≦ｉ≦ｍ，ｉ，ｊは正の整数であり、ｊは収音信号ｙ（ｎ）を所定のサンプル数で分割した区間の番号を表す）が入力され、補間式を用いて受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する評価用受話信号補間部と、
   前記評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する評価用エコー模擬部と、
   前記収音信号ｙ（ｎ）と前記評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、前記ｙ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する評価用差信号生成部と、
   前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する誤差評価部と、
   前記ｉ_０が入力され、該ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}と評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を出力する伸縮係数計算部と、
   前記受話信号ｘ（ｎ）と前記送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を推定し、出力する送話用受話信号補間部と、
   前記送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する送話用エコー模擬部と、
   前記収音信号ｙ（ｎ）と前記送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、前記ｙ（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する送話用差信号生成部を備え、
   前記評価用受話信号補間部は、前記区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号ｌ_ｘ０，ｊを送話用受話信号補間部へ出力すること
   を特徴とするエコー消去装置。
2. 請求項１記載のエコー消去装置であって、
   前記評価用受話信号補間部及び送話用受話信号補間部において用いる補間式は、
   補間式（Ａ）
   x'(n)=(l_n-k+1){x(k)-x'(n-1)}+x(k-1)
   （但し、l_n=l_xｉ,j+(n-l_y,j)α_i,jとし、ｌ _ｘｉ，ｊ は受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号を、ｌ_ｙ，ｊはｌ_ｘｉ，ｊに対応する収音信号のサンプル番号を、ｋはこのｌ_ｎ以上の最小の整数を表す）
   補間式（Ｂ）
   x'(n)=(l_n-k+1)x(k)+(k-l_n)x(k-1)
   補間式（Ｃ）
   

   

   の何れかであることを特徴とするエコー消去装置。
3. 受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去装置であって、
   収音信号ｙ（ｎ）（但し、ｎはサンプル番号を表す）とｍ個（但し、ｍは４以上の整数である）の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、１≦ｉ≦ｍ，ｉ，ｊは正の整数であり、ｊは受話信号ｘ（ｎ）を所定のサンプル数で分割した区間の番号を表す）が入力され、補間式を用いて収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を推定し、出力する評価用収音信号補間部と、
   前記受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を出力する評価用エコー模擬部と、
   評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）と前記評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）が入力され、前記ｙ’_ｉ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を出力する評価用差信号生成部と、
   前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）が入力され、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として出力する誤差評価部と、
   前記ｉ_０が入力され、該ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}と評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を出力する伸縮係数計算部と、
   前記収音信号ｙ（ｎ）と前記送話用伸縮係数α_０，ｊが入力され、補間式を用いて収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）を推定し、出力する送話用収音信号補間部と、
   前記受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）が入力され、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を出力する送話用エコー模擬部と、
   前記送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と前記送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）が入力され、前記ｙ’_０（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を出力する送話用差信号生成部を備え、
   前記評価用収音信号補間部は、前記区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する収音信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号ｌ_ｙ０，ｊを送話用収音信号補間部へ出力すること
   を特徴とするエコー消去装置。
4. 請求項３記載のエコー消去装置であって、
   前記評価用収音信号補間部及び送話用収音信号補間部において用いる補間式は、
   補間式（Ａ）
   y'(n)=(l_n-k+1){y(k)-y'(n-1)}+y(k-1)
   （但し、l_n=l_yｉ,j+(n-l_x,j)α_i,jとし、ｌ _ｙｉ，ｊ は受話信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号を、ｌ_x，ｊはｌ_yi,jに対応する受話信号のサンプル番号を、ｋはこのｌ_ｎ以上の最小の整数を表す）
   補間式（Ｂ）
   y'(n)=(l_n-k+1)y(k)+(k-l_n)y(k-1)
   補間式（Ｃ）
   

   

   の何れかであることを特徴とするエコー消去装置。
5. 請求項１から４記載の何れかのエコー消去装置であって、
   ｍ＝４及びα_ｉ，１≦α_{ｉ＋１，１}とし、
   前記誤差評価部は、前記ｉ_０に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する前記誤差の大小関係を、前記伸縮係数計算部へ出力し
   前記伸縮係数計算部は、前記大小関係に基づいて、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも小さい場合には、前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１} を、
   α _{１，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ
   α _{２，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ ＋（α _３，ｊ −α _１，ｊ ）（３−√５）／２
   α _{３，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
   α _{４，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
   のように求め、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも大きいかまたは等しい場合には、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を、
   α _{１，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
   α _{２，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
   α _{３，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ −（α _４，ｊ −α _２，ｊ ）（３−√５）／２
   α _{４，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ
   のように求めること
   を特徴とするエコー消去装置。
6. 請求項１から４記載の何れかのエコー消去装置であって、
   前記誤差評価部は、前記ｉ _０ に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する前記誤差の大小関係を、前記伸縮係数計算部へ出力し、
   前記伸縮係数計算部は、１回または複数回、α_{ｉ＋１，ｊ}−α_ｉ，ｊの値が一定となるように前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、その後、ｍ＝４とし、
   前記伸縮係数計算部は、
   

   

   但し、
   

   

   （但し、ｅ ⁻ _ｉ は前記区間ｊにおける各誤差信号ｅ _ｉ 毎の平均二乗誤差を表す）
   として、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を算出し、その後、前記大小関係に基づいて、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも小さい場合には、前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を、
   α _{１，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ
   α _{２，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ ＋（α _３，ｊ −α _１，ｊ ）（３−√５）／２
   α _{３，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
   α _{４，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
   のように求め、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも大きいかまたは等しい場合には、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を、
   α _{１，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
   α _{２，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
   α _{３，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ −（α _４，ｊ −α _２，ｊ ）（３−√５）／２
   α _{４，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ
   のように求めること
   を特徴とするエコー消去装置。
7. 請求項１から６記載の何れかのエコー消去装置であって、
   前記誤差評価部は、区間ｊにおける各誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）毎の平均二乗誤差ｅ⁻ _ｉを算出し、最も平均二乗誤差が小さいｉの値をｉ_０として出力すること
   を特徴とするエコー消去装置。
8. 請求項７記載のエコー消去装置であって、
   前記誤差評価部は、ｍ個の平均二乗誤差の最大値と最小値の差を算出し、
   差が閾値Ｔ_ｈｒ＿ｅ以下になった場合には、区間ｊ＋１以降における前記送話用伸縮係数の更新に係る処理を停止すること
   を特徴とするエコー消去装置。
9. 請求項１から６記載の何れかのエコー消去装置であって、
   前記誤差評価部は、前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）と、前記送話信号ｅ_０（ｎ）と、前記収音信号ｙ（ｎ）、または、前記評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）及び前記送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と、を入力され、区間ｊにおいて予め定めたサンプル数Ｗにおける定常エコー消去量（以下「ＥＲＬＥ」という）を算出し、
   何れかのｉにおいて、前期収音信号ｙと前記誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉから閾値Ｔ_ｈｒ＿ｈを差し引いた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも大きい場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１へ移行し、
   区間ｊの最終サンプルの際に何れのｉにおいても、収音信号ｙと誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉに閾値Ｔ_ｈｒ＿ｌを加えた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも小さい場合には、区間ｊのサンプル数を増やし、それ以外の場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１へ移行すること
   を特徴とするエコー消去装置。
10. 受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去方法であって、
    評価用受話信号補間部が受話信号ｘ（ｎ）（但し、ｎはサンプル番号を表す）とｍ個（但し、ｍは４以上の整数である）の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、１≦ｉ≦ｍ，ｉ，ｊは正の整数であり、ｊは収音信号ｙ（ｎ）を所定のサンプル数で分割した区間の番号を表す）と補間式を用いて、受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を推定する評価用受話信号補間ステップと、
    前記評価用受話信号ｘ’_ｉ（ｎ）を用いて、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を算出する評価用エコー模擬ステップと、
    前記収音信号ｙ（ｎ）と前記評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を用いて、前記ｙ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を算出する評価用差信号生成ステップと、
    前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として求める誤差評価ステップと、
    前記ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する伸縮係数計算ステップと、
    前記受話信号ｘ（ｎ）と前記送話用伸縮係数α_０，ｊと補間式を用いて、受話信号ｘ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）を推定する送話用受話信号補間ステップと、
    前記送話用受話信号ｘ’_０（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）を用いて、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を算出する送話用エコー模擬ステップと、
    前記収音信号ｙ（ｎ）と前記送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を用いて、前記ｙ（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を算出する送話用差信号生成ステップを備え、
    前記評価用受話信号補間部は、前記区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号ｌ_ｘ０，ｊを送話用受話信号補間部へ出力すること
    を特徴とするエコー消去方法。
11. 請求項１０記載のエコー消去方法であって、
    前記評価用受話信号補間ステップ及び送話用受話信号補間ステップにおいて用いる補間式は、
    補間式（Ａ）
    x'(n)=(l_n-k+1){x(k)-x'(n-1)}+x(k-1)
    （但し、l_n=l_xｉ,j+(n-l_y,j)α_i,jとし、ｌ _ｘｉ，ｊ は受話信号を伸縮させる際の基準となる受話信号のサンプル番号を、ｌ_ｙ，ｊはｌ_ｘｉ，ｊに対応する収音信号のサンプル番号を、ｋはこのｌ_ｎ以上の最小の整数を表す）
    補間式（Ｂ）
    x'(n)=(l_n-k+1)x(k)+(k-l_n)x(k-1)
    補間式（Ｃ）
    

    

    の何れかであることを特徴とするエコー消去方法。
12. 受話信号のサンプリング周期とは必ずしも一致しないサンプリング周期で収音される収音信号からエコー信号を消去するエコー消去方法であって、
    評価用受話信号補間部が収音信号ｙ（ｎ）（但し、ｎはサンプル番号を表す）とｍ個（但し、ｍは４以上の整数である）の評価用伸縮係数α_ｉ，ｊ（但し、１≦ｉ≦ｍ，ｉ，ｊは正の整数でありｊは受話信号ｘ（ｎ）を所定のサンプル数で分割した区間の番号を表す）と補間式を用いて、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_ｉ，ｊ倍した場合に得られる評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）を推定する評価用収音信号補間ステップと、
    前記受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を算出する評価用エコー模擬ステップと、
    評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）と前記評価用擬似エコー信号ｙ＾_ｉ（ｎ）を用いて、前記ｙ’_ｉ（ｎ）とｙ＾_ｉ（ｎ）の差である誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を算出する評価用差信号生成ステップと、
    前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）を用いて、区間ｊにおいて、予め定めた基準での誤差が最も小さいｉの値をｉ_０として求める誤差評価ステップと、
    前記ｉ_０を用いて送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を決定し、送話用伸縮係数α_{０，ｊ＋１}を用いて新たな評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出する伸縮係数計算ステップと、
    前記収音信号ｙ（ｎ）と前記送話用伸縮係数α_０，ｊと補間式を用いて、収音信号ｙ（ｎ）のサンプリング周期をα_０，ｊ倍した場合に得られる送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）を推定する送話用収音信号補間ステップと、
    前記受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ_０（ｎ）を用いて、送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を算出する送話用エコー模擬ステップと、
    前記送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と前記送話用擬似エコー信号ｙ＾_０（ｎ）を用いて、前記ｙ’_０（ｎ）とｙ＾_０（ｎ）の差である送話信号ｅ_０（ｎ）を算出する送話用差信号生成ステップを備え、
    前記評価用収音信号補間部は、前記区間ｊからｊ＋１に移行する際に、ｉ_０に対応する収音信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号ｌ_ｙ０，ｊを送話用収音信号補間部へ出力すること
    を特徴とするエコー消去方法。
13. 請求項１２記載のエコー消去方法であって、
    前記評価用収音信号補間ステップ及び送話用収音信号補間ステップにおいて用いる補間式は、
    補間式（Ａ）
    y'(n)=(l_n-k+1){y(k)-y'(n-1)}+y(k-1)
    （但し、l_n=l_yｉ,j+(n-l_x,j)α_i,jとし、ｌ _ｙｉ，ｊ は受話信号を伸縮させる際の基準となる収音信号のサンプル番号を、ｌ_x，ｊはｌ_yi,jに対応する受話信号のサンプル番号を、ｋはこのｌ_ｎ以上の最小の整数を表す）
    補間式（Ｂ）
    y'(n)=(l_n-k+1)y(k)+(k-l_n)y(k-1)
    補間式（Ｃ）
    

    

    の何れかであることを特徴とするエコー消去方法。
14. 請求項１０から１３記載の何れかのエコー消去方法であって、
    ｍ＝４及びα_ｉ，１≦α_{ｉ＋１，１}とし、
    前記誤差評価ステップにおいて、前記誤差評価部は、前記ｉ_０に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する前記誤差の大小関係を、算出し
    前記伸縮係数計算ステップにおいて、前記大小関係に基づいて、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも小さい場合には、前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１} を、
    α _{１，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ
    α _{２，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ ＋（α _３，ｊ −α _１，ｊ ）（３−√５）／２
    α _{３，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
    α _{４，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
    のように求め、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも大きいかまたは等しい場合には、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を、
    α _{１，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
    α _{２，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
    α _{３，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ −（α _４，ｊ −α _２，ｊ ）（３−√５）／２
    α _{４，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ
    のように求めること
    を特徴とするエコー消去方法。
15. 請求項１０から１３記載の何れかのエコー消去方法であって、
    前記誤差評価ステップにおいて、前記ｉ _０ に加え、ｉ＝２及びｉ＝３に対応する前記誤差の大小関係を算出し、
    前記伸縮係数計算ステップにおいて、前記伸縮係数計算部は、１回または複数回、α_{ｉ＋１，ｊ}−α_ｉ，ｊの値が一定となるように前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を算出し、その後、ｍ＝４とし、
    前記伸縮係数計算ステップにおいて、前記伸縮係数計算部は、
    

    

    但し、
    

    

    （但し、ｅ ⁻ _ｉ は前記区間ｊにおける各誤差信号ｅ _ｉ 毎の平均二乗誤差を表す）
    として、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を算出し、その後、前記大小関係に基づいて、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも小さい場合には、前記評価用伸縮係数α_{ｉ，ｊ＋１}を、
    α _{１，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ
    α _{２，ｊ＋１} ＝α _１，ｊ ＋（α _３，ｊ −α _１，ｊ ）（３−√５）／２
    α _{３，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
    α _{４，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
    のように求め、ｉ＝２に対応する前記誤差がｉ＝３に対応する前記誤差よりも大きいかまたは等しい場合には、前記評価用伸縮係数α _{ｉ，ｊ＋１} を、
    α _{１，ｊ＋１} ＝α _２，ｊ
    α _{２，ｊ＋１} ＝α _３，ｊ
    α _{３，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ −（α _４，ｊ −α _２，ｊ ）（３−√５）／２
    α _{４，ｊ＋１} ＝α _４，ｊ
    のように求めること
    を特徴とするエコー消去方法。
16. 請求項１０から１５記載の何れかのエコー消去方法であって、
    前記誤差評価ステップにおいて、前記誤差評価部は、区間ｊにおける各誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）毎の平均二乗誤差ｅ⁻ _ｉを算出し、最も平均二乗誤差が小さいｉの値をｉ_０として求めること
    を特徴とするエコー消去方法。
17. 請求項１６記載のエコー消去方法であって、
    前記誤差評価ステップにおいて、前記誤差評価部は、ｍ個の平均二乗誤差の最大値と最小値の差を算出し、
    差が閾値Ｔ_ｈｒ＿ｅ以下になった場合には、区間ｊ＋１以降における前記送話用伸縮係数の更新に係る処理を停止すること
    を特徴とするエコー消去方法。
18. 請求項１０から１５記載の何れかのエコー消去方法であって、
    前記誤差評価ステップにおいて、前記誤差評価部は、前記誤差信号ｅ_ｉ（ｎ）と、前記送話信号ｅ_０（ｎ）と、前記収音信号ｙ（ｎ）、または、前記評価用収音信号ｙ’_ｉ（ｎ）及び前記送話用収音信号ｙ’_０（ｎ）と、を用いて、区間ｊにおいて予め定めたサンプル数Ｗにおける定常エコー消去量（以下「ＥＲＬＥ」という）を算出し、
    何れかのｉにおいて、前期収音信号ｙと前記誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉから閾値Ｔ_ｈｒ＿ｈを差し引いた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも大きい場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１へ移行し、
    区間ｊの最終サンプルの際に何れのｉにおいても、収音信号ｙと誤差信号ｅ_ｉから算出したＥＲＬＥの値Ｅ_ｉに閾値Ｔ_ｈｒ＿ｌを加えた値が収音信号ｙと送話信号ｅ_０から算出したＥＲＬＥの値Ｅ_０よりも小さい場合には、区間ｊのサンプル数を増やし、それ以外の場合には、ＥＲＬＥが最も大きいｉの値をｉ_０として出力し、次の区間ｊ＋１へ移行すること
    を特徴とするエコー消去方法。
19. 請求項１から９記載のエコー消去装置として、コンピュータを機能させるためのエコー消去プログラム。
20. 請求項１９記載のエコー消去プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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