JP4824319B2 - 故障検出装置及び方法、並びに信号抽出回路 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide Semiconductor）集積回路（ＬＳＩ（large-scale integration））に含まれるブリッジ故障を検出するための判定用信号を抽出する信号抽出回路、並びにこの判定用信号を使用した故障検出装置及び故障検出方法に関する。

ＣＭＯＳ集積回路にて、ソース、ドレイン又はバルクの間に高抵抗ショートによるブリッジ故障などの冗長故障がある場合、機能（ファンクション）動作には問題はないものの、ＬＳＩ全体の消費電流が増加してしまう不具合が生じる。

これを検出するための手法としてＩ_ＤＤＱ（IDD Qquiescent）テストがある。Ｉ_ＤＤＱテストとは、ＬＳＩを構成する各ＣＭＯＳインバータがスイッチング動作をしていない静止時には個々のインバータの消費電流はごくわずかであるのに対し、チップにブリッジ故障等の故障が発生すると電源電流レベルが増大することを利用し、静止時の電源電流ＩＤＤ（以下、静止電流Ｉ_ＤＤＱともいう。）を測定することで故障の有無を判別するものである。

個々のＣＭＯＳインバータの消費電流は小さくても、大規模なＬＳＩになるとチップ中のＣＭＯＳインバータの数は数１０〜１００万個に達し、回路を静止させた状態でも常時流れる消費電流はかなり大きくなる。更にＬＳＩ製造プロセスの微細化に伴い、個々のＣＭＯＳインバータの消費電流も増加する傾向にあり、場合によっては全体の消費電流が数十ｍＡオーダーに達することもある。これに比してブリッジ故障により流れる電流は元々の消費電流より小さいため、単に停止させた状態とするのみではブリッジ故障を完全に検出することができない。よって、パターンを流してトランジスタを動作させた後、様々なポイントで停止させ、その時の静止電流Ｉ_ＤＤＱを測定する必要がある。

図９（ａ）及び図９（ｂ）は、ブリッジ故障を説明するための模式図である。また、図１０は、ブリッジ故障がある場合とない場合における電源電流を示す模式図である。ブリッジ故障は、例えば、図９に示すように、電源ＶＤＤとグラウンドＧＮＤとの間に接続されたＰチャンネルトランジスタ２０２とＮチャンネルトランジスタ２０３とからなるＣＭＯＳインバータ２０１において、電源ＶＤＤと出力Ｖ_ＯＵＴとの間がブリッジ故障２０４により導通したままの状態（図９（ａ））になったり、グラウンドＧＮＤと出力Ｖ_ＯＵＴとの間がブリッジ故障２０５により導通したままの状態（図９（ｂ））になるものである。

上述したように、ブリッジ故障がない場合には、電源電流Ｉ_ＤＤは、スイッチング動作時にのみ大きなレベルとなり、静止状態のときの静止電流Ｉ_ＤＤＱは非常に低レベルとなる。一方、ブリッジ故障等の故障が生じると、所定の静止ポイントにおいて静止電流Ｉ_ＤＤＱが故障なしの場合に比して大きくなる。

例えば、図９（ａ）に示すブリッジ故障２０４が存在する場合には、ＣＭＯＳインバータ２０１の出力Ｖ_ＯＵＴがＬｏｗのとき、すなわち入力Ｖ_ＩＮがＨｉｇｈでＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０２がＯＦＦ、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０３がＯＮの場合であっても、ブリッジ故障２０４により出力端子２０４へ電源ＶＤＤ側からブリッジ故障２０４を介してリーク電流が流れ込む。このため、図１０（ｂ）に示すように、故障がない場合には、停止（スタンバイ）状態であれば電源電流Ｉ_ＤＤＱがほぼ０であるのに対し、図１０（ａ）及び図１０（ｃ）に示すように、ＣＭＯＳインバータ２０１の出力Ｖ_ＯＵＴがＬｏｗのときは、ブリッジ故障２０４により、電源電流Ｉ_ＤＤＱが上昇する。一方、出力Ｖ_ＯＵＴがＨｉｇｈのとき、すなわちＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０２がＯＮ、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０３がＯＦＦであればリーク電流が流れず、静止電流Ｉ_ＤＤＱのレベルがほぼ０のままとなる。

同様に、図９（ｂ）に示すブリッジ故障２０５が存在する場合には、ＣＭＯＳインバータ２０１の出力Ｖ_ＯＵＴがＬｏｗのときはリーク電流が流れないものの、出力がＨｉｇｈのときはブリッジ故障２０５を介してグラウンドＧＮＤ側へリーク電流が流れるため、上述と同様、スタンバイ時に電源電流Ｉ_ＤＤＱが上昇する。このように、ＣＭＯＳインバータ２０１の出力Ｖ_ＯＵＴをＨｉｇｈ又はＬｏｗに固定し、静止電流Ｉ_ＤＤＱを測定することで、回路に含まれるブリッジ故障を検出することができ、ＣＯＭＳインバータ２０１のこのようなブリッジ故障を見つけるためのテスト手法がＩ_ＤＤＱテストである。

一方、動作時の電源電流を測定して故障を検出する方法として、特許文献１に記載の集積回路の故障検出装置がある。以下、静的電源電流Ｉ_ＤＤＱに対し動的な電源電流（消費電流）を本明細書においては動作電流Ｉ_ＤＤＴという。この特許文献１に記載の故障検出装置においては、電源電流値が増加しても最小分解能を低く抑えることを目的とし、テスト対象となる被試験集積回路にテスト信号を印加したときに当該被試験集積回路に流れる電源電流の周波数を解析することにより故障を検出する故障検出装置において、集積回路に流れる電源電流値の電流観測信号から直流成分を除去して交流成分のみを抽出する直流成分除去手段を設けたものである。

この故障検出装置においては、テスト・パタンを連続して切り替えることで回路を動的に変化させ、その時の動作電流Ｉ_ＤＤＴの変化をサンプリングユニットで取り込み、故障の有無を検出するものである。この方法は、回路の状態が変化したことによる動作電流Ｉ_ＤＤＴの遷移を測定し、例えば動作しないなどの不良箇所（回路）があれば、良品と比較してその動作電流Ｉ_ＤＤＴは違う状態に遷移するため、これをフーリエ変換によるスペクトル分析にかけることで不良品を検出している。この際、動作電流Ｉ_ＤＤＴの交流成分のみを抽出し、直流成分を除去することにより細かい分解能が得られるようになるため、故障検出の感度を向上させることができる。
特開２００３−１８５６９８号公報

しかしながら、従来のＩ_ＤＤＱテストにおいては、動作電流に対して想定している故障モードで流れる電流が微少なため、正確な測定が困難という問題点がある。すなわち、動作状態の電流を測定する必要があるが、ＬＳＩ製造プロセスが微細化すればするほど、個々のリーク電流は大きくなる傾向にあり（数１０〜１００ｎＡ）、デバイスによってはよって動作電流が数十ｍＡのオーダーになる場合もある。これに対し、ブリッジ故障に流れる電流は数百μＡ以下のオーダーになる場合がある。

通常、テスタの電流測定精度は、測定レンジの０．２％程度である。つまり数十ｍＡオーダーの動作電流を測るためには例えば１００ｍＡレンジを使用する必要があるが、このレンジの精度は１００ｍＡ×０．２％＝２００μＡとなる。仮にブリッジ故障に流れる電流が１００μＡだったとすると、上記精度ではブッリジ故障の有無を正確に測定することができない。

また、特許文献１に記載の方法ではテスト・パタンを連続して切り替え、トランジスタの状態を一定（ＯＮの状態又はＯＦＦの状態）にすることなく常にＯＮ・ＯＦＦを切り替えさせ、そのときの電流の変化をフーリエ変換を用いてスペクトルパワーに変換し、良品に比べて変化があるかどうかで判断している。すなわち、テスト信号を集積回路に印加したときに流れる電源電流（Ｉ_ＤＤＴ）を観測し、周波数領域で解析することで故障による異常電源電流を短時間で検出する手法であるため、被試験集積回路においていずれかのトランジスタにブリッジ故障があってもこれを検出することが困難であるという問題点がある。

すなわち、特許文献１に記載の技術は、ダイナミックな動作電流を測定することで、例えばＣＭＯＳインバータのいずれか一方のトランジスタがＯＮ・ＯＦＦしない等などの機能（ファンクション）テストを行うものである。したがって、常にテスト・パタンを切り替えることでダイナミックに回路の状態を変化させることになり、ＣＭＯＳインバータ２０１のＨｉｇｈ、Ｌｏｗが常に切り替わる。このため、電源電流の測定の間、ブリッジ故障によるリーク電流（異常電流）が流れたり、止まったりしてしまう。ブリッジ故障による異常電流は、ＣＭＯＳインバータ２０１がＨｉｇｈ又はＬｏｗの固定（静止）状態になったときに検出可能となる微小な電流であるため、このように、ＣＭＯＳインバータ２０１をＨｉｇｈ、Ｌｏｗに切り替えながら測定する手法ではブリッジ故障による異常電流を検出することが困難である。

近時のＬＳＩにおいては、例えば携帯情報機器等に使用される場合は特に、更なる低消費電力化を図るべく、ブリッジ故障によるリーク電流をできるだけ低減することが望まれている。また、製品の品質向上、ライフタイム欠陥の排除、信頼性の向上、及び総テストコストの削減等を図るためにもこのようなブリッジ故障を検出することが望ましい。

上述した課題を解決するために、本発明にかかる故障検出方法は、試験対象となる被試験集積回路を前記被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定し、前記静止ポイントにおいて所定の周波数の正弦波で変調された変調電圧信号を前記被試験集積回路に電源として印加し、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む電圧情報である判定用信号を抽出し、前記判定用信号の前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき前記被試験集積回路の良否を判定するものである。

本発明においては、被試験集積回路に対し変調電圧信号を電源として印加することで、被試験集積回路から得られる観測信号から直流成分を除去した判定用信号を抽出すると、この判定用信号における所定の周波数に電源電流の情報が現れるため、他の周波数成分はノイズ等とし、当該所定の周波数におけるスペクトル成分のみに着目して被試験集積回路の良否を判定することができる。

本発明にかかる信号抽出回路は、試験対象となる被試験集積回路から判定用信号を抽出する信号抽出回路であって、前記被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定された被試験集積回路に対し、前記静止ポイントにおいて所定の周波数の正弦波で変調された変調電圧信号を前記被試験集積回路に電源として印加する電源生成部と、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む観測信号から直流成分を除去した判定用信号を抽出し、前記判定用信号を、前記判定用信号における前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき前記被試験集積回路の良否を判定する判定装置に供給する判定用信号抽出部とを有するものである。

本発明においては、判定用信号抽出部にて抽出される判定用信号の所定の周波数に電源電流の情報が含まれているため、これを判定装置に供給すれば、判定装置において所定の周波数のスペクトル成分の大きさを解析し、簡単かつ正確に良否判定を行なうことができる。

本発明にかかる故障検出装置は、試験対象となる被試験集積回路を、当該被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定するにする静止ポイント設定部と、前記静止ポイントに設定された前記被試験集積回路に対し所定の周波数の正弦波で変調した変調電圧信号を電源として印加する電源生成部と、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む観測信号から直流成分を除去した判定用信号を抽出する判定用信号抽出部と、前記判定用信号の前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき被試験集積回路の良否を判定する判定部とを有するものである。

本発明においては、被試験集積回路を任意の静止状態における静止ポイントに設定し、その静止状態における電源電流の情報を所定の周波数に変調した変調電圧信号に重畳した観測信号として取得することができ、この交流成分のみを抽出した判定用信号をスペクトル解析し、当該所定の周波数におけるスペクトル成分の大きさに着目して被試験集積回路の良否判定を実行することができる。
本発明にかかる故障検出方法は、試験対象となる集積回路にテストパタンを印加するパタン発生部と、前記集積回路に電源電圧を供給する電源部と、前記集積回路の電源電流の情報を含む電圧情報を検出する検出部と、前記電圧情報に基づいて前記集積回路の良否を判定する判定部と、備えた試験装置による故障検出方法であって、前記パタン発生部が、前記集積回路にテストパタンを印加した後第１の測定ポイントで前記テストパタンを停止させ、前記集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた第１の静止ポイントに設定するステップと、前記電源部が、前記集積回路の電源電圧に所定の周波数の正弦波で変調をかけるステップと、前記検出部が、前記第１の静止ポイントにおける前記集積回路の電源電流の情報を含む第１の電圧情報を取得するステップと、前記パタン発生部が、前記集積回路に停止させた前記テストパタンを再び印加した後、前記第１の測定ポイントとは異なる第２の測定ポイントで前記テストパタンを停止させ、前記集積回路に含まれる前記トランジスタをオン又はオフの状態に静止させた第２の静止ポイントに設定するステップと、前記電源部が、前記集積回路の前記電源電圧に前記所定の周波数の正弦波で変調をかけるステップと、前記検出部が、前記第２の静止ポイントにおける前記集積回路の電源電流の情報を含む第２の電圧情報を取得するステップと、前記判定部が、前記第１の電圧情報の前記所定の周波数における振幅と、前記第２の電圧情報の前記所定の周波数における振幅との比較値に基づいて前記集積回路の良否を判定するステップと、を有するものである。

本発明によれば、ノイズ等の影響を排除することができる静止状態のＩ_ＤＤＱを測定することができ、正確な故障判定が可能になる。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本実施の形態におけるテスト装置は、良否判定の対象となる被試験集積回路に対しテスト・パタンを印加し、ある一の静止状態における電源電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）と、他の静止状態における静止電流Ｉ_ＤＤＱとの差を求めることにより、又はある一の静止状態における被試験集積回路に流れる静止電流Ｉ_ＤＤＱと、良品と認められた比較対象の参照用集積回路の静止電流Ｉ_ＤＤＱとの差を求めることで、被試験集積回路のブリッジ故障の有無を検出するものである。

ＣＭＯＳ回路は数万ゲートの大規模なものになると、例えばテストポイントを変えたことによる状態の変化があっても、Ｈｉｇｈになっているインバータの数とＬｏｗになっているインバータの数の比はほとんど変わらない。つまり、ブリッジ故障等の故障がない理想的な状態であるならば、テストポイントを変えても動作電流はほとんど変化せず、異常電流の有無を検出することが困難である。そこで、本実施の形態においては、被試験集積回路の各ＣＭＯＳインバータをＨｉｇｈ又はＬｏｗに固定した状態の電源電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）を測定することで異常電流の有無を検出する。特に、本実施の形態においては、被試験集積回路において複数の異なる静止状態（静止ポイント）での静止電流Ｉ_ＤＤＱの測定し、それらの差（静止電流Ｉ_ＤＤＱ差）の大きさに応じて良否判定を行なう。

この静止電流Ｉ_ＤＤＱに対して、ブリッジ故障に流れる電流は、上述したように極めて微小な値であり、測定精度上この静止電流Ｉ_ＤＤＱ差を検出することが困難であるほか、ノイズ等の影響を極めて受けやすい。ただし、ブリッジ故障に流れるリーク電流は、静止状態の動作電流であるため、ＬＳＩをＣＭＯＳインバータの集合体として見ると、この静止状態の動作電流はＣＭＯＳインバータ個々のリーク電流の足し算となる。個々のリーク電流は小さい（数１００ｐＡ〜数ｎＡ）が、これが数１００万個あると全体として大きな電流（ｕＡ〜ｍＡ）になってしまうため低消費電力化の妨げになる。そこで、本願発明者が鋭意研究した結果、電源電圧を所定の周波数に変調して被試験集積回路（Device Under Test（ＤＵＴ））に供給し、得られた被試験集積回路の電源電圧から交流成分のみを抽出し、これを周波数分解した結果において、変調した周波数でのスペクトル成分の大きさの変化を調べれば、ノイズ等の影響を除去して極めて正確に静止電流Ｉ_ＤＤＱ差を測定できることを見出した。こうして得られた静止電流Ｉ_ＤＤＱ差の値に基づき故障の有無を判断することで、従来は検出困難だった微小なリーク電流を検知することができ、故障検出制度を向上させることができる。

ここでは先ず、本発明の理解を容易にするため、本発明における被試験集積回路のテスト方法の原理について説明しておく。図１は、本発明の原理を説明する図である。図１（ａ）に示すように、集積回路１０１を多数のＣＭＯＳインバータ１０２の集合体とみなした場合、各ＣＭＯＳインバータ１０２の出力をＨｉｇｈ又はＬｏｗに固定すれば、図１（ｂ）に示すように、集積回路１０１は等価的に１つの抵抗Ｒとみなすことができる。

静止電流Ｉ_ＤＤＱ差を利用した本実施の形態における被試験集積回路のテスト方法（以下、静止電流Ｉ_ＤＤＱ差テスト）は、このような任意の静止状態である静止ポイント（測定ポイント）のうち、一の測定ポイントにおける集積回路１０１に流れる静的な電源電流（Ｉ_ＤＤＱ）を測定し、他の静止状態における集積回路１０１に流れる静止電流Ｉ_ＤＤＱを測定し、これらの静止電流差Ｉ_ＤＤＱの差を求め、この静止電流Ｉ_ＤＤＱ差に基づきブリッジ故障の有無を検出するものである。ここで、ブリッジ故障が発生した場合、ＣＭＯＳインバータにはブリッジ故障を介してリーク電流が流れる。すなわち、ブリッジ故障により集積回路１０１に流れる静止電流Ｉ_ＤＤＱが大きくなり、抵抗Ｒに流れる電流値が本来の値より大きくなる。この集積回路１０１に流れる静止電流Ｉ_ＤＤＱの変化を測定すれば、ブリッジ故障の有無を検出することができる。

このため、本実施の形態においては、静止電流Ｉ_ＤＤＱを電圧に変換し、静止電流Ｉ_ＤＤＱの変化を電圧変化として求める。静止電流Ｉ_ＤＤＱを電圧に変換してその変化をシミュレーションした結果を図２に示す。図２は縦軸に電圧をとり横軸に時間をとって、ブリッジ故障などの異常の有無による電圧変化を示すグラフ図である。ここで、集積回路１０１の電源電圧Ｖ０は所定の周波数にて変調されているが、回路に異常がある場合（異常電流あり）と回路に異常がない場合（異常電流なし）とを分かりやすくするため、電源電圧の振幅を大きくして示す。また、異常電流あり、異常電流なしの電圧波形は、集積回路１０１の電源電圧Ｖ０に対し、集積回路１０１に流れる電源電流を例えば抵抗（抵抗値ｒ）により電圧に変換して重畳したもの（以下、観測電圧という。）として示している。

集積回路を図１（ｂ）の抵抗Ｒとみなすとき、異常電流なしの場合においてこの抵抗Ｒに流れる電流（電源電流に相当）を通常電流Ｉｎとすると、図２に示すように、異常電流なしのときの観測電圧Ｖｎは、Ｖ０＋Ｉｎ×ｒとなる。一方、ブリッジ故障がある場合には等価抵抗Ｒが小さくなったものとみなすことができ、集積回路とみなされた抵抗Ｒに流れる電流は、電流Ｉａとなるとする。この電流Ｉａは、通常電流Ｉｎが異常電流Ｉｅに相当する分だけ増加したものとなる。この異常電流Ｉｅが存在する場合の観測電圧Ｖａは、Ｖ０＋Ｉａ×ｒ＝Ｖ０＋（Ｉｎ＋Ｉｅ）×ｒとなり、図２に示すように異常電流Ｉｅの分のＩｅ×ｒだけ、電圧Ｖａの電圧波形の振幅が大きくなる。この振幅の差分を求めることで、異常電流の有無、すなわちブリッジ故障等の故障の有無を検出することができる。

また、故障箇所に流れる異常電流は、動作電流に対して微少であり、測定レンジの最適化が難しい。また、微少であることからノイズの影響を受けやすい問題点がある。そこで、本実施の形態においては、この異常電流の有無による電流変化情報を正確に抽出するため、集積回路に印加する電源電圧を適当な周波数に変調し、正弦波電圧の振幅変化に変換する。この変調電圧信号を電源として供給し、被試験集積回路の任意の測定ポイントで消費される静止電流Ｉ_ＤＤＱの情報を電圧に変換し上記変調電圧信号に重畳する。このことにより、変調周波数における振幅の変化を静止電流Ｉ_ＤＤＱにおける異常電流の有無の情報として取得することができ、それ以外の周波数成分はノイズ等であるとして無視することができるため、ノイズの影響を受けずに、極めて正確に故障の有無の判定が可能となる。

次に、本実施の形態にかかる集積回路の故障検出装置について説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態にかかる集積回路の故障検出装置を示すブロック図である。図３に示すように、故障検出装置１は、任意の測定ポイントにおいて被試験集積回路３０に流れる電源電流の情報を含む観測信号から故障判定用の判定用信号を抽出する判定用信号抽出回路１０と、この信号抽出回路１０からの判定用信号を解析し、故障の有無を判定する判定装置４０とを有する。

信号抽出回路１０は、被試験集積回路３０の電源端子１５に接続され、被試験集積回路に流れる電流に応じた、所定の周波数に変調された交流成分のみからなる電圧信号を判定用信号２５として出力し、判定装置４０へ供給する。この信号抽出回路１０は、電源１１、電源電圧を変調し変調電圧信号２１とする変調部１２、変調部１２及び被試験集積回路３０の端子１５に接続され、被試験集積回路３０の静止電流Ｉ_ＤＤＱの情報を含む観測信号２２を出力する観測信号生成部としてのオペアンプ１３とを有する。また、一端がオペアンプ１３の出力に接続され他端が被試験集積回路３０の端子１５に接続される抵抗１４、上記一端に接続される直流成分除去部としてのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６、ＨＰＦ１６に接続される増幅器１７を有する。

変調部１２は、電源電圧に所定の周波数ｆ０の正弦波を重畳させ電源電圧を変調した電源電圧を生成し、オペアンプの非反転入力に供給する。この周波数ｆ０は、後述する判定装置４０にてその周波数のスペクトル成分のみを抽出する際に使用するものであり、適宜選択することができる。例えば、解析に要する時間を考慮し、例えば数十ｋＨｚ乃至１０００ｋＨｚ程度の周波数とすることができる。変調された電圧信号２１が、被試験集積回路３０に与える電源電圧となる。後述する判定装置４０がこの周波数でのゲイン比を判定することで、ノイズ等の影響を受けず、極めて微小な電圧変化であっても観測することができる。

抵抗１４は、オペアンプ１３から被試験集積回路３０に供給される電流、すなわち被試験集積回路３０が消費する電流を電圧に変換する。したがって、オペアンプ１３の出力は、変調電圧信号２１に対し静止電流Ｉ_ＤＤＱを電圧に変換して重畳した電圧信号となり、この電圧信号は、静止電流Ｉ_ＤＤＱの情報を含む信号となる。以下、この信号を観測信号２２という。

抵抗１４に流れる電流は、被試験集積回路３０にブリッジ故障が存在する場合には、そのブリッジ故障に流れる異常電流を含むものとなる。ＨＰＦ１６は、異常電流の有無を示す電流情報を含む観測信号２２からその直流成分を除去する。増幅器１７は、直流成分が除去された信号を任意の振幅に変換し、判定用信号２５として出力する。

判定装置４０は、増幅器１７から出力される判定用信号２５を所定のサンプリングポイントで取り込み解析し、ブリッジ故障の有無を判定する。この判定装置４０は、被試験集積回路３０にテスト・パタンを供給するテストパタンプログラム格納ユニット４１と、増幅器１７からの判定用信号２５を所定のサンプリングポイントで取り込み、周波数成分に分解し、故障の有無を判定するサンプリング・演算ユニット４２とを有する。テストパタンプログラム格納ユニット４１は、所定のテスト・パタンを被試験集積回路３０へ供給し、任意の測定ポイントで被試験集積回路３０に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた静止状態に設定する静止ポイント設定部として機能する。テスト・パタンは、被試験集積回路に対応して予め記憶されたものであっても、テストパタンプログラム格納ユニット４１に格納されたプログラムにより生成するようにしてもよい。

サンプリング・演算ユニット４２は、判定用信号をサンプリングし、高速フーリエ変換ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により時間軸を周波数軸に変換し、変調部１２の変調周波数におけるスペクトル成分の大きさを解析する。そして、一の測定ポイントにおけるスペクトル成分の大きさと他の測定ポイントにおけるスペクトル成分の大きさとの差分を求め、例えばこの差分が所定の閾値以上であれば故障ありと判定したり、故障なしと判定されている参照用集積回路におけるスペクトル成分の大きさを基準値として求めておき、それらを比較し、当該基準値から所定の閾値以上はずれている場合には当該被試験集積回路を故障ありと判定したりすることができる。

また、参照用集積回路の基準値及び被試験集積回路のスペクトル成分の大きさを各測定ポイントにおいてそれぞれ比較した場合、例えば基準値から所定の閾値以上はずれる測定ポイントが所定数以上存在した場合には、故障ありの不良品と判定することができる。また、これに限らず、例えば、通常、いずれの測定ポイントであっても故障なしの良品であれば静止電流Ｉ_ＤＤＱは略同程度に小さいレベルであることから、例えば参照用集積回路にて複数点の測定ポイントにおける変調周波数のスペクトル成分の大きさを求めておき、これを平均したものを基準値として使用してもよい。

次に、本実施の形態にかかるテスト方法について説明する。図４は、本実施の形態にかかるテスト方法を示すフローチャートである。先ず、テストパタンプログラム格納ユニット４１においてテスト信号のテスト・パタンを生成する（ステップＳ１）。なお、上述したように、テスト・パタンは、テストパタンプログラム格納ユニット４１にて生成せず、予め用意されたテスト・パタンを使用してもよい。このテストパタンプログラム格納ユニット４１から被試験集積回路３０に対しテスト信号を供給する（ステップＳ２）。そして、テスト・パタンを走らせ、任意のＩ_ＤＤＱ測定パターンの測定ポイントで停止（ＨＯＬＤ）する（ステップＳ３）。

次に、変調部１２により電源１１に所定の振幅をもった正弦波を重量する。これにより、変調された変調電圧信号２１が被試験集積回路３０に供給される。オペアンプ１３の出力には被試験集積回路３０が消費する静止電流Ｉ_ＤＤＱを抵抗１４により電圧に変換した変化分が変調電圧信号２１に上乗せされた観測信号２２が現れる。この観測信号２２は、被試験集積回路３０において消費された静止電流Ｉ_ＤＤＱの情報が含まれる電圧信号である。次に、観測信号２２の正弦波の一定周期分の振幅を観測する（ステップＳ６）。

そして、再びテスト・パタンを走らせ別のＩ_ＤＤＱ測定ポイントに変更し（ステップＳ８）、ステップＳ４からの処理を繰り返す。こうして測定ポイントを変更し、各測定ポイントにおいて異常電流の有無を含めた静止電流Ｉ_ＤＤＱの電流情報が含まれる観測信号２２を取得していく。そして、全測定ポイントにおいて観測が終了したと判断された場合（ステップＳ７：Ｙｅｓ）、各測定ポイントにおける観測結果を解析する。解析においては、各測定ポイントの変調周波数におけるスペクトル成分の大きさの差分が所定の値未満か否か等を判定し、差が大きい場合は異常（故障ありの不良品）、差が小さい場合は正常（故障なしの良品）と判断することができる（ステップＳ９）。

なお、本実施の形態においては、ステップＳ７において、全測定ポイントにおいて観測した後、異常の有無による被試験集積回路３０の良否判定を行なうものとしているが、全ての測定ポイントにおける測定の終了後ではなく、一又は所定数の測定ポイントの測定の後、良否判定を行い、異常であると判定された場合はそこでテストを終了するようにしてもよい。これにより、テストを全測定ポイントの測定を待たずに途中で打ち切ることができる。

次に、観測信号２２から判定装置４０に供給される判定用信号２５の抽出方法について説明する。上述したように、判定用信号２５は、各測定ポイントにおける観測信号２２がＨＰＦ１６を介すことで直流成分が除去され、交流成分のみとされ、これを増幅器１７により増幅した信号である。

図５は、変調部１２にて変調された変調電圧信号２１、異常電流の有無を含む電流情報が含まれる観測信号２２、観測信号２２から直流成分を除き交流成分のみとした判定用信号２５の波形を示す図である。なお、本図には、１周期分の波形のみを示すが、複数周期分の波形を測定して平均するなどしてもよいことは勿論である。また、判定用信号２５は、ＨＰＦ１６の出力を増幅器１７にて所定の振幅に増幅したものとして得られるが、ここでは説明の簡単のため、ＨＰＦ１６の出力＝増幅器１７の出力＝判定用信号２５として説明する。

また、図５において、ｔ１、ｔ３は、任意の測定ポイント、ここでは、それぞれ測定ポイント１及び測定ポイント２とされる時刻を示す。この時刻ｔ１にて測定ポイント１とされた被試験集積回路３０を、時刻ｔ１〜ｔ２の間静止状態し、その静止状態において被試験集積回路３０が消費する電源電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）を観測する。また、時刻ｔ３〜ｔ４の間、第２の測定ポイントとされた静止状態の被試験集積回路３０の静止電流Ｉ_ＤＤＱの観測を行なう場合について説明する。

図５に示すように、変調電圧信号２１は、電圧Ｖ０が周波数ｆ０の正弦波により変調された電圧信号であり、周波数ｆ０の正弦波電圧信号となっている。なお、Ｖ０は、電圧信号２１の直流成分を示す。観測信号２２は、被試験集積回路３０が測定ポイント１、測定ポイント２とされた静止状態において消費する静止電流Ｉ_ＤＤＱの情報を含む電圧信号である。被試験集積回路３０で消費される静止電流Ｉ_ＤＤＱが抵抗１４にて電圧に変換され変調電圧信号２１に重畳されるため、変調電圧信号２１より大きな電圧となっている。ここで、Ｖ１が静止電流Ｉ_ＤＤＱにより重畳される分の直流成分を示す。

各測定ポイント１、２における観測信号２２の振幅の変化を調べれば、ブリッジ故障により消費電流が多い不良品を判定することができるが、観測信号２２は、その振幅の変化量に対し、ＤＣ成分（Ｖ０＋Ｖ１）が大きい。このため、ＨＰＦ１６により観測信号２２の不要な直流成分（Ｖ０＋Ｖ１）を取り除き、交流成分のみの判定用信号２５とする。なお、判定用信号２５は必要であれば適宜所定の振幅値に増幅される。

観測信号２２は、被試験集積回路３０にブリッジ故障等がなければ、いずれの測定ポイント１、２においても同様の波形が得られる。すなわち、良品ならば被試験集積回路３０に流れる静止電流Ｉ_ＤＤＱのレベルに差はなく、判定用信号２５の振幅に変化は現れない。一方、被試験集積回路においてブリッジ故障がある場合、電流が増加又は減少し、振幅に変化が生じる。ここでは、第２の測定ポイントにおいてブリッジ故障により、被試験集積回路３０の静止電流Ｉ_ＤＤＱが正常時（判定用信号２５_１参照）より増加し（判定用信号２５_２参照）、これにより信号２５_２の振幅が正常時より大きくなっている例を示している。

ここで、図５に示す交流成分のみを抽出した判定用信号２５_１、２５_２には、実際にはノイズが乗っているため、測定ポイント１での判定用信号２５_１と、測定ポイント２での判定用信号２５_２との電位差ΔＶ（Ｖ３−Ｖ２）を求めることは困難である。これに対し、本実施の形態においては、観測信号２２、判定用信号２５は、周波数ｆ０で変調されているため、判定については正弦波の周波数ｆ０成分のみに着目すればよい。したがって、取り込んだ判定用信号２５をフーリエ変換し、この周波数ｆ０における振幅の大きさの変化を比較して判定することができる。このように判定時において周波数成分を選択することができるため、ノイズによる外乱を除去することができ、適正な測定レンジで確度の高い測定が可能となる。

各測定ポイントにおける静止電流Ｉ_ＤＤＱ差を抽出する場合、判定装置４０においては、先ず、増幅器１７の出力をサンプリングし、サンプリングデータを高速フーリエ変換ＦＦＴする。電源を変調する正弦波の周波数をｆ０とすると、静止電流Ｉ_ＤＤＱの変化は判定用信号２５のｆ０成分の振幅変化として観測することができる。図６（ａ）及び図６（ｂ）は、それぞれ測定ポイント１、測定ポイント２における判定用信号２５の時間軸を周波数軸に変換したデータを示す模式図である。このようにＦＦＴにより横軸を周波数とした信号に変換することで、変調周波数ｆ０におけるエネルギを求めることができる。図６（ａ）は、測定ポイント１での変調周波数ｆ０における振幅（エネルギ）Ｅ１を示し、図６（ｂ）は、測定ポイント２での変調周波数ｆ０におけるエネルギＥ２を示す。

このエネルギＥ１、Ｅ２を利用した判定方法としては例えば以下の３つの方法がある。すなわち、例えば、測定ポイント１での変調周波数ｆ０におけるエネルギＥ１と、第２の測定ポイントでの変調周波数Ｆ０におけるエネルギＥ２との差分（Ｅ１−Ｅ２）を求める。これにより、異常電流の有無のみならず、増幅器１７のオフセットエラーをキャンセルすることができる。また、エネルギＥ１と、エネルギＥ２との差分をとった後、比（（Ｅ１−Ｅ２）／Ｅ１）を求める。これにより、異常電流の有無のみならず、増幅器１７のオフセットエラー及びゲインエラーをキャンセルすることができる。更にまた、エネルギＥ１と、エネルギＥ２との比（Ｅ１／Ｅ２）を求める。これにより、異常電流の有無のみならず、増幅器１７のゲインエラーをキャンセルすることができる。

ここで、エネルギＥ１、Ｅ２は、それぞれ測定ポイント１、２におけるエネルギとして説明しているが、上述のように、参照用集積回路における所定の一又は複数の測定ポイントにおけるエネルギ（基準値）をＥ２とした場合、被試験集積回路３０のエネルギ（比較値）Ｅ１と基準値Ｅ２との差分をとるのみならず、差分をとってから比を求めたり、両エネルギの比を求めることで、基準値とのゲインエラー、オフセットエラーをキャンセルすることができる。

判定装置４０においては、このようにして各測定ポイントにおけるエネルギＥの差又は比（比較値）を求め、それらを比較し、比較結果に基づき被試験集積回路が良品であるか否かを判定する。例えば、各測定ポイントにおける比較値の差が所定の閾値以上である場合には、被試験集積回路３０を不良品とみなすことができる。又は、予め良品をテストし、各測定ポイントにおける比較値の差分を求めておき、この良品の比較値の差分より、被試験集積回路の比較値の差分が所定の閾値以上外れている場合に、当該被試験集積回路を不良品とみなすことができる。

本実施の形態において、仮にブリッジ故障があった場合、その測定ポイントで静止電流Ｉ_ＤＤＱが増加することを利用し、任意のテスト・パタンの任意の測定ポイントで、回路の状態をトランジスタのＯＮ・ＯＦＦを固定した静止状態とし、このときに予め所定の周波数ｆ０に変調した変調電圧を被試験集積回路３０に印加して被試験集積回路３０における消費電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）を含む電源情報を抽出し、所定の周波数ｆ０における測定ポイント毎の静止電流Ｉ_ＤＤＱの差分をとることで、ノイズの影響を除去し、極めて高い測定精度で異常電流の有無を検出することができる。

このように、電源電圧に正弦波を重量させ、任意のテスト・パタンのテストポイントにおいて、動作電流を抵抗によって正弦波電圧に変換することで、異常電流による電流差を正弦波の振幅変化に変換し、これをフーリエ変換して変調した周波数の位置での振幅を比較することで、ノイズ等の影響を受けず、静止電流Ｉ_ＤＤＱの差を測定することができ、極めて正確にブリッジ故障の有無を検出することができる。

次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図７は、本実施の形態にかかる故障検出装置を示すブロック図である。なお、図１に示す第１の実施の形態と同一構成要素には同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。上述の実施の形態においては、ＨＰＦ１６により直流成分を除去した信号を増幅器１７にて増幅する信号抽出回路１０が設けられていたが、本実施の形態においては、直流成分を除去し、得られた信号を増幅するためにＬＰＦ５６、差動アンプ５７、及びコンデンサ５８を有する信号抽出回路５０を有する。

すなわち、本実施の形態における信号抽出回路５０は、電源１１及び変調部１２からなる電源生成部と、被試験集積回路３０が消費する電源電流の電流情報を含む観測信号２２を出力するオペアンプ１３と、被試験集積回路３０の静止電流Ｉ_ＤＤＱを電圧に変換する抵抗１４とを有する。更に、抵抗１４の被試験集積回路３０側に接続され、変調電圧信号２０から交流成分を取り除き直流成分のみとした直流信号２３を出力する、交流成分除去部としてのロウパスフィルタＬＰＦ５６と、被試験集積回路３０にて消費される静止電流Ｉ_ＤＤＱの電流情報が含まれる観測信号２２と直流信号２３との差分をとって増幅する、差分信号生成部としての差動アンプ５７と、差増アンプ５７の出力（差分信号２４）から直流成分を除去して交流成分のみを抽出する、判定用信号出力部としてのコンデンサ５８とを有する。

図８（ａ）乃至図８（ｄ）は、本実施の形態にかかる故障検出装置の各ブロックから出力される信号波形を示す図であって、図８（ａ）は、変調電圧信号２１、被試験集積回路に流れる静止時の消費電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）の情報を含む観測信号２２を示す。また、図８（ｂ）は、ＬＰＦ５６により交流成分が取り除かれた後の直流信号２３を示す。また、図８（ｃ）は、差動アンプ５７により観測信号２２と直流信号２３との差分をとった差分信号２４を示し、図８（ｄ）は、差分信号２４から直流成分を取り除いた判定用信号２５を示す。

図８（ａ）に示すように、変調電圧信号２１、観測信号２２は、上述の第１の実施の形態と同様である。すなわち、変調電圧信号２１は、電圧Ｖ０が所定の周波数ｆ０にて変調されたものである。観測信号２２は、静止時に被試験集積回路３０にて消費される静止電流Ｉ_ＤＤＱが抵抗１４にて電圧に変換され、この分の電位が変調電圧信号２１に重畳された信号となる。

ロウパスフィルタＬＰＦ５６は、被試験集積回路３０に変調電圧信号２１を印加する端子１５と抵抗１４との間に接続され、図８（ｂ）に示すように、変調電圧信号２１の交流が取り除かれ直流成分のみの直流信号２３となる。この直流成分のみの直流信号２３の大きさはＶ０となる。

差動アンプ５７は、観測信号２２と直流信号２３との差電圧を任意の比率に増幅した信号２４を出力する。なお、図８（ｃ）においては、説明の簡単のため、単に観測信号２２と直流信号２３との差電位を示す。差分信号２４は、被試験集積回路３０の静止電流Ｉ_ＤＤＱを抵抗１４にて電圧に変換した直流成分Ｖ１を有する。この差分信号２４をコンデンサ５８を通すことで、直流成分Ｖ１を除去し、交流成分のみとされた判定用信号２５_１、２５_２が生成される。

測定においては、先ず、テスト・パタンを走らせ、任意の測定ポイント１でＨＯＬＤする。そして、電源１１、変調部１２により、電圧源に所定の振幅をもった正弦波を重量した変調電圧信号２１を生成する。オペアンプ１３の出力には被試験集積回路３０の消費静止電流Ｉ_ＤＤＱが抵抗１４で電圧に変換され、変調電圧信号２１に上乗せされた観測信号２２が現れる。

次に正弦波の一定周期の経過後、別のＩ_ＤＤＱ測定ポイント２に変更する。良品ならば被試験集積回路３０に流れる電流値にほとんど差はないため、観測信号２２の振幅に変化はないが、ブリッジ故障がある場合、電流が増加又は減少し、図８（ａ）に示す観測信号２２のように測定ポイントに応じてその振幅が変化する。この観測信号２２は、振幅の変化量に対して直流成分が大きいため、差動アンプ５７にて、不要な直流成分を除去するためにＬＰＦ５６の出力（直流信号２３）と観測信号２２との差をとり増幅し、コンデンサ５８で交流成分のみを抜き出した判定用信号２５を抽出し、これを判定装置４０に取り込む。その後は、上述の第１の実施の形態と同様である。

本実施の形態においても、電源を所定の周波数ｆ０にて変調して被試験集積回路３０に印加することで、静止電流Ｉ_ＤＤＱの変化は各測定ポイントの判定用信号２５_１、２５_２のｆ０成分の振幅変化に現れる。これを観測するため、判定用信号２５をサンプリング・演算ユニット４２で取り込み、フーリエ変換し、周波数ｆ０におけるスペクトル成分の大きさ（振幅）を比較する。ノイズの周波数成分はランダムであるが、本実施の形態においては、ｆ０の振幅のみに着目すればよく、ノイズをｆ０以外の周波数成分として分離することができ、ノイズ、外乱等の影響をキャンセルすることが可能となると共に、電流を電圧に変換し、適正な変調振幅により測定レンジを設定できるため、極めて正確にＩ_ＤＤＱ差の情報を抽出することができる。

なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明の原理を説明する図であって、（ａ）は、集積回路を多数のＣＭＯＳインバータの集合体とみなすことを説明する図、（ｂ）は、その場合に集積回路を１つの抵抗の等価回路とみなすことを説明する図である。 図１（ｂ）の等価回路とみなした集積回路に印加する電源の故障の有無に応じた変化をシミュレーションした結果を示すグラフ図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる集積回路の故障検出装置を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態にかかるテスト方法を示すフローチャートである。 変調された電圧信号２１、異常電流の有無を含む電流情報が含まれる観測信号２２、観測信号２２から直流成分を除き交流成分のみとした判定用信号２５の波形を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、それぞれ測定ポイント１、測定ポイント２における判定用信号２５の時間軸を周波数軸に変換したスペクトル成分を示す模式図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる故障検出装置を示すブロック図である。 （ａ）乃至（ｄ）は、本発明の第２の実施の形態にかかる故障検出装置の各ブロックから出力される信号波形を示す図であって、それぞれ変調電圧信号２１及び被試験集積回路に流れる静止時の消費電流（静止電流Ｉ_ＤＤＱ）の情報を含む観測信号２２、ＬＰＦによりＡＣ成分が取り除かれた後の信号２３、差動アンプ５７により観測信号２２と信号２３との差分をとった差分信号２４、並びに差分信号２４からＤＣ成分を取り除いた判定用信号２５を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、ブリッジ故障を説明するための模式図である。 ブリッジ故障がある場合とない場合における電源電流のレベルを説明する図である。

符号の説明

１０，５０ 信号抽出回路
１１ 電源
１２ 変調部
１３ オペアンプ
１４ 抵抗
１５ 端子
１７ 増幅器
２１ 電圧信号
２２ 観測信号
２３ 直流信号
２４ 差分信号
２５ 判定用信号
３０ 被試験集積回路
４０ 判定装置
４１ テストパタンプログラム格納ユニット
４２ サンプリング・演算ユニット
５７ 差動アンプ
５８ コンデンサ

Claims (16)

1. 試験対象となる被試験集積回路を前記被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定し、
   前記静止ポイントにおいて所定の周波数の正弦波で変調された変調電圧信号を前記被試験集積回路に電源として印加し、
   前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む電圧情報である判定用信号を抽出し、
   前記判定用信号の前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき前記被試験集積回路の良否を判定する故障検出方法。
2. 複数の前記静止ポイントにおける前記スペクトル成分の大きさの差分に基づき前記被試験集積回路の良否を判定する
   ことを特徴とする請求項１記載の故障検出方法。
3. 複数の前記静止ポイントにおける前記スペクトル成分の大きさと基準値との比較結果に基づき前記被試験集積回路の良否を判定する
   ことを特徴とする請求項１記載の故障検出方法。
4. 前記基準値は、良品と判定された参照用集積回路における前記スペクトル成分の大きさである
   ことを特徴とする請求項３記載の故障検出方法。
5. 前記判定用信号を抽出する際は、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流を電圧に変換して前記変調電圧信号に重畳した前記観測信号から直流成分を除去する
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の故障検出方法。
6. 前記判定用信号を抽出する際は、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流を電圧に変換して前記変調電圧信号に重畳した前記観測信号と、前記変調電圧信号から交流成分を除去した直流信号との差分信号を求め、前記差分信号から直流成分を除去する
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の故障検出方法。
7. 試験対象となる被試験集積回路から判定用信号を抽出する信号抽出回路であって、
   前記被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定された被試験集積回路に対し、前記静止ポイントにおいて所定の周波数の正弦波で変調された変調電圧信号を前記被試験集積回路に電源として印加する電源生成部と、
   前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む観測信号から直流成分を除去した判定用信号を抽出し、前記判定用信号を、前記判定用信号における前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき前記被試験集積回路の良否を判定する判定装置に供給する判定用信号抽出部とを有する信号抽出回路。
8. 前記判定用信号抽出部は、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流を電圧に変換し前記変調電圧信号に重畳して前記観測信号とする観測信号生成部と、
   前記観測信号から直流成分を除去して前記判定用信号を出力する直流成分除去部とを有する
   ことを特徴とする請求項７項記載の判定用信号抽出回路。
9. 前記判定用信号抽出部は、前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流を電圧に変換し前記変調電圧信号に重畳して前記観測信号を生成する観測信号生成部と、
   前記変調電圧信号から交流成分を除去する交流成分除去部と、
   前記観測信号と前記交流成分除去部からの直流信号とから差分信号を出力する差分信号生成部と、
   前記差分信号から直流成分を除去し、前記判定用信号を出力する判定用信号出力部とを有する
   ことを特徴とする請求項７項記載の信号抽出回路。
10. 試験対象となる被試験集積回路を、当該被試験集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた任意の静止状態である静止ポイントに設定するにする静止ポイント設定部と、
    前記静止ポイントに設定された前記被試験集積回路に対し所定の周波数の正弦波で変調した変調電圧信号を電源として印加する電源生成部と、
    前記静止ポイントにおいて前記被試験集積回路に流れる電源電流の情報を含む観測信号から直流成分を除去した判定用信号を抽出する判定用信号抽出部と、
    前記判定用信号の前記所定の周波数における振幅の大きさに基づき被試験集積回路の良否を判定する判定部とを有する故障検出装置。
11. 前記判定部は、複数の静止ポイントにおける前記スペクトル成分の大きさの差分に基づき前記被試験集積回路の良否を判定する
    ことを特徴とする請求項１０記載の故障検出装置。
12. 前記判定部は、複数の静止ポイントにおける前記スペクトル成分の大きさと基準値との比較結果に基づき前記被試験集積回路の良否を判定する
    ことを特徴とする請求項１０記載の故障検出装置。
13. 前記基準値は、良品と判定された参照用集積回路の前記スペクトル成分の大きさである
    ことを特徴とする請求項１２記載の故障検出装置。
14. 前記判定部は、前記判定用信号をフーリエ変換し、前記所定の周波数におけるスペクトル成分の大きさを抽出し、抽出したスペクトル成分の大きさに基づき前記被試験集積回路の良否を判定する
    ことを特徴とする請求項１０乃至１３のいずれか１項記載の故障検出装置。
15. 前記変調電圧生成部は、電源と前記電源に前記所定の周波数の正弦波を重畳する変調部とを有する
    ことを特徴とする請求項１０乃至１４のいずれか１項記載の故障検出装置。
16. 試験対象となる集積回路にテストパタンを印加するパタン発生部と、
    前記集積回路に電源電圧を供給する電源部と、
    前記集積回路の電源電流の情報を含む電圧情報を検出する検出部と、
    前記電圧情報に基づいて前記集積回路の良否を判定する判定部と、
    を備えた試験装置による故障検出方法であって、
    前記パタン発生部が、前記集積回路にテストパタンを印加した後第１の測定ポイントで前記テストパタンを停止させ、前記集積回路に含まれるトランジスタをオン又はオフの状態に静止させた第１の静止ポイントに設定するステップと、
    前記電源部が、前記第１の静止ポイントにおいて前記集積回路の電源電圧に所定の周波数の正弦波で変調をかけるステップと、
    前記検出部が、前記第１の静止ポイントにおける前記集積回路の電源電流の情報を含む第１の電圧情報を取得するステップと、
    前記パタン発生部が、前記集積回路に停止させた前記テストパタンを再び印加した後、前記第１の測定ポイントとは異なる第２の測定ポイントで前記テストパタンを停止させ、前記集積回路に含まれる前記トランジスタをオン又はオフの状態に静止させた第２の静止ポイントに設定するステップと、
    前記電源部が、前記第１の静止ポイントにおいて前記集積回路の前記電源電圧に前記所定の周波数の正弦波で変調をかけるステップと、
    前記検出部が、前記第２の静止ポイントにおける前記集積回路の電源電流の情報を含む第２の電圧情報を取得するステップと、
    前記判定部が、前記第１の電圧情報の前記所定の周波数における振幅と、前記第２の電圧情報の前記所定の周波数における振幅との比較値に基づいて前記集積回路の良否を判定するステップと、を有する故障検出方法。

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