JP4786021B2 - 高周波増幅器、フィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器 - Google Patents
高周波増幅器、フィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器 Download PDFInfo
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 74
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 60
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 34
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 26
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 25
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 22
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 7
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 7
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 51
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 42
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 14
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 13
- DTSCLFDGIVWOGR-UHFFFAOYSA-N 1,3-dimethyl-5h-pyrido[2,3]pyrrolo[2,4-b]pyrimidine-2,4-dione Chemical compound C12=NC=CC=C2NC2=C1N(C)C(=O)N(C)C2=O DTSCLFDGIVWOGR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 10
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 6
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 4
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000004615 ingredient Substances 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
- H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、大きなバックオフの動作状態においても高い効率を実現することの可能な高周波増幅器、この高周波増幅器を用いたフィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器に係るものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＶＨＦ（超短波）帯やＵＨＦ（極超短波）帯あるいはマイクロ波帯などの通信帯域に属する高周波信号は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）といった各種の変調方式によって変調される。
【０００３】
一般に、これらの高周波信号は変調波の帯域に相当する時間でその振幅が時間的に変化する。言い換えると、包絡線が変動するという振る舞いを有する。移動体通信基地局などにおいて複数の信号を同時に増幅する場合にも、高周波信号の包絡線は時間的に変動する。
【０００４】
図２６は包絡線が変動する高周波信号の時間波形の一例を示す図である。横軸は時間を表し、縦軸は高周波信号の電力を表している。
【０００５】
図２６に示すように、時間の経過とともに高周波信号の包絡線が変動しており、包絡線が瞬時的に最大になったときのピーク電力は平均電力と比較して大きいことが分かる。平均電力とピーク電力との比はクレストファクターあるいはピーク電力比と呼ばれ、近年の移動体通信基地局などで用いられる高周波信号では、このクレストファクターが１０ｄＢ以上にも及ぶことがある。
【０００６】
したがって、大きなクレストファクターを有する高周波信号をピーク電力時にも飽和させずに増幅しようとすると、実動作時の平均出力電力と飽和電力との差（いわゆるバックオフ）を十分に大きくできる高周波増幅器を用いなければならない。
【０００７】
一般に、高周波増幅器では、要求される特性に応じて内部の出力整合回路を調整し、ＦＥＴなどの増幅素子から見た出力側の負荷インピーダンス条件を最適化する。例えば、効率が高くなるように、負荷インピーダンス条件を最適化する場合もあれば、飽和電力が大きくなるように、負荷インピーダンス条件を最適化する場合もある。
【０００８】
しかしながら、例えば「モノリシックマイクロ波集積回路」（電子情報通信学会、相川他著、Ｐ．７４，図３の４）あるいは「ＭＭＩＣ技術の基礎と応用」（リアライズ社、高木・伊藤著、Ｐ．１５５，図８の３９（ａ））で示されているように、効率の高い負荷インピーダンス条件（高効率整合）と飽和電力の大きな負荷インピーダンス条件（高出力整合）とは一般的に一致しない。
【０００９】
図２７は高周波増幅器の増幅素子から見た負荷インピーダンスに対する飽和電力および効率の変化をスミスチャート上で模式的に示す図である。実線は飽和電力の等高線、点線は効率の等高線をそれぞれ表している。
【００１０】
図２７において、最大の飽和電力を実現する負荷インピーダンスは×印で、最大の効率を実現する負荷インピーダンスは●印でそれぞれ示しており、両者は一致せず、しかも出力電力によって最大効率を実現する負荷インピーダンスは変化する。
【００１１】
したがって、高い効率の負荷インピーダンス条件では、高周波信号の瞬時電力の大きな部分が切り取られてしまい、その結果として、隣接するチャンネルに対して大きな妨害波が漏洩されてしまったり、送信される高周波信号が劣化して伝送誤りが大きくなってしまう。
一方、大きな飽和電力の負荷インピーダンス条件では、高周波信号の瞬時電力の大きな部分が切り取られることはなくなるが、高周波増幅器としての効率は低下してしまう。
【００１２】
以上のような理由のため、飽和電力の大きい状態と効率の高い状態とを両立できる高周波増幅器を構成することは難しい。言い換えると、バックオフの大きな状態では、高周波増幅器の効率は大きく低下する。例えば単純なＢ級増幅器の場合、飽和動作時の理論的な最大効率は７８％であるが、バックオフ１０ｄＢ動作時の理論的な最大効率は２５％程度である。そのため、大きなクレストファクターの高周波信号を低歪みで増幅する必要がある基地局用の高周波増幅器の効率が低い原因になっていた。
【００１３】
このような問題を解決するために、スイッチなどを用いて負荷インピーダンスを切替える従来の高周波増幅器がある。
【００１４】
図２８は例えば特開平９−２８４０６１号公報に開示された従来の高周波増幅器の構成を示す図であり、図２９はこの従来の高周波増幅器に用いられる出力整合回路の構成を示す図である。
【００１５】
図２８において、１０１はＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＢＪＴ（バイポーラジャンクショントランジスタ）などの増幅素子、１０２は増幅素子１０１に直流電圧を与える電源回路、１０３は出力整合回路、１０４は負荷である。
【００１６】
出力整合回路１０３は、例えば図２９に示したような構成であり、インピーダンス変換用のトランス１０５と、トランス１０５のタップ端子を切り替えるスイッチ１０６とから構成される。制御信号Ｓｃｔｌによってスイッチ１０６を切り替え、これによって増幅素子１０１から出力整合回路１０３を見た負荷インピーダンスＺｉｎの値を変化させる。
【００１７】
出力電力が小さい場合には高効率の負荷インピーダンス条件に切り替え、出力電力が大きい場合には大出力電力の負荷インピーダンス条件、すなわち飽和電力が大きくなる負荷インピーダンスに切り替えることによって、出力電力の大小に係らず良好な効率を実現しようとするものである。
【００１８】
また、整合回路に設けたスイッチを切り替えたり、整合回路内に可変容量素子などを用いることで負荷インピーダンスを変化させ、出力電力の大小に係らず良好な効率を実現しようとする従来技術が特公平５−５４７２５号公報、特開平１１−４１１１８号公報に類似の高周波増幅器として開示されている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の高周波増幅器は以上のように構成されているので、高周波信号の包絡線変化に追従し、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好な高周波増幅器を構成することは困難であるという課題があった。
【００２０】
前述したように、従来技術では、切替スイッチあるいは可変素子が存在するために、負荷インピーダンス変化の反応時間が大きく、変調波による包絡線の時間変化に対応して変化させることができない。そのために、従来の技術の各公報において述べられているように、主に送信機の高出力モードあるいは低出力モードの切替といった目的で用いることを想定したものであり、高周波信号の包絡線に追従して負荷インピーダンスを変化させることを目的としたものではない。
【００２１】
また、高速切替が可能であったとしても、高周波増幅器の出力回路に用いることのできるほど十分な耐電力特性を有し、損失の少ないスイッチや可変素子を構成することは難しく、結果として効率の改善効果が小さいという課題があった。
【００２２】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、変調による包絡線の変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させ、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好な高周波増幅器を構成することを目的とする。
【００２３】
言い替えれば、バックオフの大きな動作状態、すなわち飽和電力に比べて小さな出力電力においても高効率動作を実現する高周波増幅器を構成することを目的とする。
【００２４】
また、この発明は、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好なフィードフォワード増幅器および低歪み増幅器を構成することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を常に増幅する主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を主増幅手段の出力側へ注入するとともに、主増幅手段が増幅した高周波信号を出力端子から出力するサーキュレータとを備えるようにしたものである。
【００２６】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を９０度の位相差を付けて分配する第２の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第２の分配手段が分配した高周波信号を常にそれぞれ増幅する第１の主増幅手段および第２の主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の主増幅手段の出力側および第２の主増幅手段の出力側へそれぞれ注入するとともに、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段がそれぞれ増幅した高周波信号を合成して出力端子から出力する第１の９０度ハイブリッドとを備えるようにしたものである。
【００２７】
この発明に係る高周波増幅器は、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号に遅延時間を与える遅延手段を備えるようにしたものである。
【００２８】
この発明に係る高周波増幅器は、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号の周波数特性を変化させる周波数イコライザを備えるようにしたものである。
【００２９】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段へ入力する高周波信号の瞬時電力変化に対して、副増幅器から出力する高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段を第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３０】
この発明に係る高周波増幅器は、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段入力端子とＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段出力端子との間に直列接続される２つのコンデンサと、２つのコンデンサの間とグランドとを接続するダイオードと、２つのコンデンサの間に対してバイアス用抵抗を介して接続される直流バイアス電源とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたものである。
【００３１】
この発明に係る高周波増幅器は、高周波信号の一部を分配する第３の分配手段と、第３の分配手段が分配した高周波信号の振幅を検出する第１の振幅検出手段と、第３の分配手段を通過した高周波信号の振幅および位相を調整する第２の振幅位相調整手段と、第１の振幅検出手段が検出した高周波信号の振幅を参照して、第２の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたものである。
【００３２】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段とサーキュレータとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３３】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３４】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、サーキュレータと副増幅手段との間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３５】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離して、基本波成分を第１の９０度ハイブリッドへ出力する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分を２つに分配する第２の９０度ハイブリッドと、第１の９０度ハイブリッドと第１の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの一方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第１の合成手段と、第１の９０度ハイブリッドと第２の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの他方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第２の合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３６】
この発明に係る高周波増幅器は、サーキュレータと出力端子との間に設けられ、サーキュレータからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３７】
この発明に係る高周波増幅器は、第１の９０度ハイブリッドと出力端子との間に設けられ、第１の９０度ハイブリッドからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３８】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段とサーキュレータとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号をサーキュレータへ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３９】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の９０度ハイブリッドへ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００４０】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力されたベースバンド信号を処理するベースバンド処理手段を第１の分配手段が備え、ベースバンド処理手段が処理したベースバンド信号を主増幅手段および副増幅手段へそれぞれ入力する高周波信号に周波数変換する第１の周波数変換手段を備えるようにしたものである。
【００４１】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力されたベースバンド信号を２つに分配する第４の分配手段と、第４の分配手段が分配した一方のベースバンド信号の振幅を検出する第２の振幅検出手段と、第２の振幅検出手段からのベースバンド信号の振幅および位相を調整する第４の振幅位相調整手段と、第２の振幅検出手段が検出したベースバンド信号の振幅とあらかじめ用意されたデータとを参照して、第４の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをベースバンド処理手段が備えるようにしたものである。
【００４２】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が出力した高周波信号を分配する第５の分配手段と、第５の分配手段が分配した高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する第２の周波数変換手段とを備え、制御手段は、第２の周波数変換手段が周波数変換したベースバンド信号を参照して、あらかじめ用意されたデータを更新するようにしたものである。
【００４３】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器を歪み抽出ループに備えるようにしたものである。
【００４４】
この発明に係る低歪み増幅器は、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器と、高周波増幅器が高周波信号に与える歪み特性を補償するディストーションリニアライザを備えるようにしたものである。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【００４６】
図１において、１は高周波信号が入力される入力端子、２は高周波信号を出力する出力端子である。３は入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部（第１の分配手段）、４は分配部３の一方の出力側と接続された主増幅部（主増幅手段）、５は分配部３の他方の出力側と接続された副増幅部（副増幅手段）である。６はサーキュレータであり、副増幅部５が出力した高周波信号を主増幅部４の出力側へ注入し、主増幅部４が出力した高周波信号を出力端子２へ注入するように接続されている。
【００４７】
図２は主増幅部４および副増幅部５の構成の一例を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００４８】
図２の主増幅部４において、７は分配部３の一方の出力側と接続される入力整合回路、８は入力整合回路７からの高周波信号を増幅する増幅素子、９は増幅素子８が増幅した高周波信号をサーキュレータ６へ出力する出力整合回路である。
【００４９】
一方、図２の副増幅部５において、１０は分配部３の他方の出力側と接続される入力整合回路、１１は入力整合回路１０からの高周波信号を増幅する増幅素子、１２は増幅素子１１が増幅した高周波信号をサーキュレータ６へ出力する出力整合回路である。
【００５０】
なお、増幅素子８，増幅素子１１に対して直流バイアスをそれぞれ与える構成要素については図示を省略している。
【００５１】
主増幅部４はいわゆるＡ級、ＡＢ級、Ｂ級にバイアスされた増幅器であり、瞬時電力の大きさによらず高周波信号を常に増幅する。
一方、副増幅部５は例えばＣ級にバイアスされた増幅器であり、変調された高周波信号の包絡線の変動によって瞬時電力が大きくなった場合にのみ高周波信号を増幅し、瞬時電力が小さい場合には高周波信号を出力しない。
【００５２】
次に動作について説明する。
高周波信号の瞬時電力が小さい場合には、主増幅部４が動作し、副増幅部５は動作しない。したがって、入力端子１，分配部３を介して主増幅部４へ入力された高周波信号は、入力整合回路７を通過して増幅素子８で増幅され、出力整合回路９，サーキュレータ６を介して出力端子２から出力される（図１の実線矢印）。
【００５３】
主増幅部４から出力側を見たインピーダンスＺＬは、出力端子２に接続されたインピーダンス（例えば５０Ω）である。主増幅部４では、出力側の負荷インピーダンスＺＬで高効率動作するように出力整合回路９を設計している。具体的には、増幅素子８から出力側を見た負荷インピーダンスＺＬ＿ＦＥＴが、高効率整合となるように回路定数が決定されている。そのため、瞬時電力が小さい場合には高効率で動作する。
【００５４】
高周波信号の瞬時電力が大きい場合には、主増幅部４とともに副増幅部５が動作する。したがって、入力端子１，分配部３を介して副増幅部５へ入力された高周波信号は、入力整合回路１０を通過して増幅素子１１で増幅され、出力整合回路１２，サーキュレータ６を介して主増幅部４の出力側へ注入される（図１の点線矢印）。
【００５５】
主増幅部４側から出力側を見ると、主増幅部４の出力する高周波信号と同じ高周波信号が出力側から戻って来るように見えるため、負荷インピーダンスＺＬならびにＺＬ＿ＦＥＴが見かけ上変化したように見える。
【００５６】
このとき、副増幅部５からサーキュレータ６を通過して主増幅部４の出力側に注入される高周波信号の振幅と位相を適当な値にすると、主増幅部４から見た負荷インピーダンスＺＬ，増幅素子８から見た負荷インピーダンスＺＬ＿ＦＥＴが、あたかも飽和電力が大きくなるインピーダンスに変化したように見える。そのため、副増幅部５からの高周波信号の注入がない場合に比べて、主増幅部４の飽和電力は大きくなる。したがって、瞬時電力の大きな部分を切り取ることなく主増幅部４は高周波信号を増幅し、サーキュレータ６を介して出力端子２から増幅した高周波信号を出力する。
【００５７】
このように、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には、主増幅部４の負荷インピーダンスは飽和電力が小さいものの高効率を実現する状態にあり、図１の高周波増幅器は高効率動作をする。
一方、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には、サーキュレータ６を介して副増幅部５から主増幅部４の出力側へ高周波信号の注入が行われるので、主増幅部４の増幅素子８から見た負荷インピーダンスが見かけ上変化して、図１の高周波増幅器の飽和電力が大きくなる。
したがって、この実施の形態１による高周波増幅器は、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも高い効率を実現するように動作するようになる。
【００５８】
従来とは異なって、この実施の形態１による高周波増幅器は切替スイッチや可変容量素子を有しないため、高周波信号の包絡線の高速変化に対しても十分に追従することが可能であり、従来の構成では事実上不可能であった変調波の瞬時電力変化に追従して出力整合回路９の負荷インピーダンスを等価的に変化させることができるようになる。
結果として、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも高効率の高周波増幅器を構成することができ、言い換えると、バックオフが大きな動作状態においても効率が良好な高周波増幅器を構成することができる。
【００５９】
また、従来と比較して、切替スイッチや可変容量素子を用いていないため、これらの構成要素に起因する耐電力性や損失などの問題が生じないため、より高出力の高周波増幅器にも適用可能であり、かつ高効率とすることができる。
【００６０】
副増幅部５はＣ級増幅器であるから、入力端子１に入力される高周波信号の瞬時電力が小さな場合には動作せず、直流の消費電力もない。したがって、主増幅部４と副増幅部５からなる系全体の効率を低下させることはない。
【００６１】
なお、副増幅部５は、瞬時電力が大きい場合のみに増幅動作して高周波信号を出力し、瞬時電力が小さい場合には高周波信号を出力せず、直流消費電力も十分に小さくなるようにバイアスされていれば良い。いわゆるＣ級バイアス状態が望ましいが、Ｂ級バイアス状態でも瞬時電力が小さい場合には直流消費電力も十分小さいので、高周波増幅器の高効率化の目的は達成される。
【００６２】
また、瞬時電力が大きい場合に副増幅部５から出力された高周波信号は主増幅部４の出力側で反射され、結果的に出力端子２に現われ出力電力の一部となるので、副増幅部５の消費電力が無駄になることはなく、効率を大きく低下させる原因にはならない。
【００６３】
なお、以上の説明では、主増幅部４，副増幅部５に１段の増幅素子８，１１をそれぞれ用いる場合について説明してきたが、主増幅部４，副増幅部５の双方あるいはいずれか一方に多段接続した増幅素子を用いるようにしても良く、高周波増幅器の利得を調整することができる。
【００６４】
以上のように、この実施の形態１によれば、入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部３と、分配部３の一方の出力側と接続され、分配部３からの高周波信号を増幅する主増幅部４と、分配部３の他方の出力側と接続され、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には動作せず、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には分配部３からの高周波信号を増幅する副増幅部５と、副増幅部５が増幅した高周波信号を主増幅部４の出力側へ注入するとともに、主増幅部４が増幅した高周波信号を出力端子２へ注入するサーキュレータ６とを備えるようにしたので、変調された高周波信号の包絡線変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させることができるようになり、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には高効率の増幅器として動作し、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には飽和電力の大きい増幅器として動作する高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【００６５】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００６６】
図３において、１３は分配部３からの高周波信号を９０度の位相差を付けて２つに分配する９０度ハイブリッド（第２の分配手段）、１４Ａ，１４Ｂは９０度ハイブリッド１３が出力した２つの高周波信号をそれぞれ増幅する２つの増幅部（第１の主増幅手段、第２の主増幅手段）、１５は副増幅部５が出力した高周波信号を２つに分配して増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側へそれぞれ注入し、増幅部１４Ａ，１４Ｂがそれぞれ出力した高周波信号を結合して出力端子２から出力する９０度ハイブリッド（第１の９０度ハイブリッド）である。
この実施の形態２では、９０度ハイブリッド１３，増幅部１４Ａ，１４Ｂおよび９０度ハイブリッド１５から主増幅部４を構成している。
【００６７】
主増幅部４および副増幅部５の働きは実施の形態１と同様である。つまり、主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂは、入力された高周波信号の瞬時電力の大小にかかわらず増幅動作する増幅器であり、いわゆるＡ級、ＡＢ級、Ｂ級にバイアスされた増幅器である。また、副増幅部５は例えばＣ級にバイアスされた増幅器であり、変調された高周波信号の包絡線変化によって瞬時電力が大きくなった場合に増幅動作し、高周波信号を出力する。副増幅部５の出力は、主増幅部４を構成する９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子に接続されている。
【００６８】
次に動作について説明する。
入力された高周波信号の瞬時電力が小さい場合には主増幅部４のみが動作する。したがって、分配部３が分配した一方の高周波信号は９０度ハイブリッド１３を介して２つの増幅部１４Ａ，１４Ｂによってそれぞれ増幅される。２つの増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力電力は図３の実線矢印のように流れ、９０度ハイブリッド１５で合成され、出力端子２から出力される。このとき９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子には出力が現われない。主増幅部４から見た負荷インピーダンスは出力端子２に接続されたインピーダンス（例えば５０Ω）であり、このときに効率が良くなるように高周波増幅器内部の整合回路が調整されている。
【００６９】
一方、瞬時電力が大きい場合には主増幅部４，副増幅部５がそれぞれ動作する。したがって、分配部３が分配した他方の高周波信号は９０度ハイブリッド１３を介して副増幅部５によって増幅される。副増幅部５の出力電力は図３の点線矢印のように流れ、９０度ハイブリッド１５によって２つに分配されて増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側にそれぞれ注入される。
【００７０】
実施の形態１と同様の理由によって、主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂの見かけ上の負荷インピーダンスは副増幅部５から注入された高周波信号で変化することになり、このときに飽和電力が大きい負荷インピーダンスになることで大きな瞬時電力の信号も増幅可能となる。したがって、瞬時電力の大きな部分を切り取ることなく増幅部１４Ａ，１４Ｂは高周波信号をそれぞれ増幅し、９０度ハイブリッド１５がこれら増幅された高周波信号を合成して出力端子２から出力する。
実施の形態１と同様に、主増幅部４と副増幅部５とを有するこの実施の形態２による高周波増幅器は、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも効率を高くすることができる。
【００７１】
一般に大電力の高周波増幅器を構成する場合に、図３の主増幅部４の構成、いわゆるバランス増幅器構成は、２つの増幅器１４Ａ，１４Ｂを合成する電力合成の手段としてよく用いられる。出力側の９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子から副増幅部５出力の高周波信号を増幅部１４Ａ，１４Ｂへそれぞれ入力しているので、実施の形態１のサーキュレータ６を用いる必要がなくなり、実施の形態１の効果を得ることができ、また、損失の低減による効率向上、装置の低コスト化という効果が得られる。
【００７２】
なお、入力側の９０度ハイブリッド１３は、出力側の９０度ハイブリッド１５で生じる高周波信号の９０度の位相差を補償するために設けてあるものであり、例えば分配手段と遅延手段とを用いて高周波信号を２つに分配して９０度の位相差をつけるようにしても良い。
【００７３】
以上のように、この実施の形態２によれば、入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部３と、分配部３の一方の出力側と接続され、分配部３からの高周波信号を２つに分配する９０度ハイブリッド１３と、９０度ハイブリッド１３からの高周波信号をそれぞれ増幅する増幅部１４Ａ，１４Ｂと、分配部３の他方の出力側と接続され、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には動作せず、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には分配部３からの高周波信号を増幅する副増幅部５と、副増幅部５が増幅した高周波信号を増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側へそれぞれ注入するとともに、増幅部１４Ａ，１４Ｂがそれぞれ増幅した高周波信号を結合して出力端子２へ出力する９０度ハイブリッド１５とを備えるようにしたので、実施の形態１と同様の効果に加えて、実施の形態１のサーキュレータ６を必要としない分だけ、高周波信号に対する損失が軽減されて高周波増幅器の効率を向上することができるとともに、コストを低減することができるという効果が得られる。
【００７４】
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００７５】
図４において、１６は副増幅部５を通過する高周波信号の振幅を調整する可変減衰部（第１の振幅位相調整手段）、１７は副増幅部５を通過する高周波信号の位相を調整する可変移相部（第１の振幅位相調整手段）である。この実施の形態３では、可変減衰部１６および可変移相部１７を副増幅部５とサーキュレータ６との間に設けるようにし、副増幅部５が出力した高周波信号の振幅と位相を調整するようにしている。
【００７６】
このようにすることで、サーキュレータ６を介して主増幅部４へ注入する高周波信号の振幅と位相を最適化することが可能になり、瞬時電力が大きい場合の主増幅部４の見かけ上の負荷インピーダンスを調整して、高周波増幅器の効率をさらに向上させることができるという効果が得られる。
【００７７】
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３の可変減衰部１６，可変移相部１７を用いた別の構成について説明する。
【００７８】
図５はこの発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。図４と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００７９】
図５では、分配部３と副増幅部５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を設けるようにして、高周波信号の振幅・移相をそれぞれ調整してから副増幅部５で増幅している。このようにすることで、副増幅部５から出力された高周波信号に対する可変減衰部１６，可変移相部１７の損失の影響がなくなるので、実施の形態３と同様の効果に加えて、実施の形態３と比較して、高周波増幅器の効率をさらに向上させることができるという効果が得られる。
【００８０】
また、実施の形態２で示した高周波増幅器に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いることもできる。
図６はこの発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，４と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
図６では、図３の分配部３と副増幅部５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いている。このようにしても、図５の場合と同様の効果が得られる。
また、図３の副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いているようにしても良く、実施の形態３と同様の効果が得られる。
【００８１】
実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００８２】
図７において、１８は副増幅部５を通過する高周波信号に対して遅延時間を与える遅延回路（遅延手段）である。図７では、分配部３と副増幅部５との間に遅延回路１８を設けるようにしている。主増幅部４側の経路が高周波信号に与える遅延時間と副増幅部５側の経路が高周波信号に与える遅延時間とを遅延回路１８によって一致させることによって、副増幅部５から主増幅部４への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【００８３】
遅延回路１８として、同軸線路などの一般的な線路を用いるようにしても良いし、バンドパスフィルタの遅延特性を利用する遅延フィルタなどを用いるようにしても良い。
【００８４】
なお、副増幅部５とサーキュレータ６との間に遅延回路１８を設けるようにしても良いし、主増幅部４と副増幅部５との遅延時間差の大小によっては、分配部３と主増幅部４との間または主増幅部４とサーキュレータ６との間に遅延回路１８を設けるようにしても良い。
【００８５】
また、実施の形態２による高周波増幅器に遅延回路１８を適用しても良い。つまり、図３において、分配部３と副増幅部５との間または副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間、分配部３と主増幅部４との間または増幅部１４Ａ，１４Ｂと９０度ハイブリッド１３との間に遅延回路１８を設けることによって同様の効果が得られる。
【００８６】
さらに、遅延回路１８の代わりに、主増幅部４を通過する高周波信号の周波数特性と副増幅部５を通過する高周波信号の周波数特性とを一致させる周波数イコライザを遅延回路１８と同様の構成で設けるようにしても広帯域化の効果が得られ、さらに、遅延回路１８，周波数イコライザの両方を設けても良い。
【００８７】
実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００８８】
図８において、１９は副増幅部５に入力される高周波信号の瞬時電力変化に対して副増幅部５から出力される高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段）である。この実施の形態６では、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を分配部３と副増幅部５との間に設けるようにしている。
【００８９】
高周波信号の瞬時電力がある値以上の場合にのみ副増幅部５は電力を出力するが、高周波増幅器全体の高効率化のためには副増幅部５が動作を開始する瞬時電力の値および瞬時入力電力に対する瞬時出力電力の変化を最適化する必要がある。すなわち副増幅部５側の入力電力変化に対する出力電力変化（いわゆるＡＭ−ＡＭ特性）を最適化する必要がある。
【００９０】
また、瞬時入力電力の変化によって副増幅部５の通過位相特性（いわゆるＡＭ−ＰＭ特性）が変化すると、サーキュレータ６を通過して主増幅部４の出力側に注入される高周波信号の位相が変化し、主増幅部４の見かけ上の負荷インピーダンスが所望の状態から変化してしまう。
以上のような現象を補償して最適な動作を実現するために、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を設けている。
【００９１】
ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は一般に非線形回路で構成することができる。
図９はＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９の構成例を示す図である。
図９において、２０は入力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２１は直流カット用の２つのコンデンサ、２２は直流バイアス電源、２３はバイアス用抵抗、２４はダイオード、２５は出力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）である。
【００９２】
図９のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は、入力端子２０と出力端子２５とを直列接続する２つのコンデンサ２１と、２つのコンデンサ２１の間とグランドとを接続するダイオード２４と、２つのコンデンサ２１の間にバイアス用抵抗２３を介して直流バイアスを与える直流バイアス電源２２とから構成されている。
【００９３】
図９に示したＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９７の２４３１ページに開示されているダイオードを用いた非線形回路の一例であり、通常は増幅器の非線形性（すなわち、歪み）を補償するためのリニアライザとして用いられるものである。このようにＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を構成することによって、簡単な構成で副増幅部５の非線形性を補償することができるという効果が得られる。
【００９４】
図９に限らず、非線形特性を一般的に有する回路の回路定数などを所望の値に変更することにより、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を構成することができる。
【００９５】
図１０は図９と別のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００９６】
図１０において、２６は分配部３が分配した高周波信号の一部を取り出す分配部（第３の分配手段）、２７は分配部２６によって分配された高周波信号の瞬時電力レベルを検出するレベル検出部（第１の振幅検出手段）、２８はレベル検出部２７の瞬時電力レベルに応じて可変減衰部２９（第２の振幅位相調整手段），可変移相部３０（第２の振幅位相調整手段）を制御する制御部（制御手段）である。
レベル検出部２７が検出した瞬時電力レベルに応じて、制御部２８があらかじめ記憶した減衰量・移相量になるように可変減衰部２９，可変移相部３０をそれぞれ調整することによって、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９として利用することができる。
【００９７】
図１１は図９，１０と別のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。図１０と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００９８】
図１１に示した制御部２８は、分配部２６，レベル検出部２７によって検出された瞬時電力レベルに応じて、副増幅部５のバイアス条件を変化させるものである。副増幅部５はバイアス条件によって利得や通過位相が変化するので、入力された瞬時電力レベルに応じてバイアス条件を変化させてやれば所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性を実現できる。このように、バイアス条件を変化させることによって、高周波信号の第２の振幅位相調整手段として副増幅部５を利用している。
【００９９】
以上のように、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を設けることによって、副増幅部５が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力の値などを最適化することができるようになり、主増幅部４へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１００】
また、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を実施の形態２に適用するようにしても良く、同様の効果が得られる。
【０１０１】
実施の形態７．
図１２はこの発明の実施の形態７による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１０２】
図１２において、３１は副増幅部５が出力した高周波信号の基本波成分と２倍波などの高調波成分とを分離するダイプレクサ（分離手段）、３２はダイプレクサ３１が分離した高調波成分の振幅を調整する可変減衰部（第３の振幅位相調整手段）、３３はダイプレクサ３１が分離した高調波成分の位相を調整する可変移相部（第３の振幅位相調整手段）、３４は可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分をダイプレクサ３１が分離した基本波成分と合成してサーキュレータ６へ出力するダイプレクサ（合成手段）である。
【０１０３】
良く知られているように、出力回路において２倍波などの高調波成分に対する負荷インピーダンスを最適化することで、高周波増幅器の効率や歪み特性を向上することができる。また、一般的に、副増幅部５に用いられるＣ級増幅器やＢ級増幅部はその非線形性によって高調波成分を多く出力する。
【０１０４】
そこで、副増幅部５から出力される高調波成分の振幅・位相を調節して、基本波成分と同様に主増幅部４の出力側へ注入することによって、主増幅部４の高調波に対する負荷インピーダンスを変えることが可能になり、主増幅部４の効率をさらに向上することができるようになる。
【０１０５】
副増幅部５で発生した基本波成分および高調波成分はダイプレクサ３１で分離される。基本波成分はダイプレクサ３４へ入力され、高調波成分は可変減衰部３２，可変移相部３３によってその振幅と位相が調整された後にダイプレクサ３４で基本波成分と再び合成され（図１２の点線矢印）、サーキュレータ６を介して主増幅部４の出力側に注入される。この際に、主増幅部４の出力側へ注入される高調波成分の最適条件（位相・振幅）を実現するように可変減衰部３２，可変移相部３３を調整する。
【０１０６】
副増幅部５が出力した高周波信号の高調波成分の振幅や位相を最適化して主増幅部４の出力側へ注入するようにしているので、高周波増幅器の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１０７】
なお、実施の形態２による高周波増幅器において、副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間にダイプレクサ３１，可変減衰部３２，可変移相部３３およびダイプレクサ３４を設けるようにしても良く、同様の効果が得られる。
【０１０８】
実施の形態８．
実施の形態７で示したダイプレクサ３４を図１の主増幅部４の出力側に設けるようにしても良い。
図１３はこの発明の実施の形態８による高周波増幅器の構成を示す図である。図１，１２と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１０９】
図１３では、ダイプレクサ３４をサーキュレータ６と主増幅部４との間に設けるようにしている。したがって、ダイプレクサ３１で分離された基本波成分は、サーキュレータ６を介してからダイプレクサ３１へ入力され、可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分とダイプレクサ３４において合成され、主増幅部４の出力側へ合成された基本波成分と高調波成分とが注入されるようになる。
【０１１０】
つまり、実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、実施の形態７と比較して、サーキュレータ６を通過するのは基本波成分だけになるので、基本波成分に合わせた狭帯域なサーキュレータ６を用いることが可能であり、サーキュレータ６の損失や大きさ・コストなどを低減でき、高周波増幅器としての効率の向上や低コスト化を実現できるという効果が得られる。
【０１１１】
実施の形態９．
図１４はこの発明の実施の形態９による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，１２と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１１２】
図１４において、３５は可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分を９０度の位相差を付けて分配する９０度ハイブリッド（第２の９０度ハイブリッド）である。３４Ａ，３４Ｂは増幅部１４Ａと９０度ハイブリッド１５との間、増幅部１４Ｂと９０度ハイブリッド１５との間にそれぞれ設けられ、基本波成分と高調波成分とを合成するダイプレクサ（第１の合成手段、第２の合成手段）である。
【０１１３】
主増幅部４を構成する増幅部１４Ａ，１４Ｂは、９０度ハイブリッド１３によって９０度の位相差で動作しているので、注入する高調波成分も９０度の位相差を有する必要がある。この実施の形態９では、９０度ハイブリッド３５を用いて２つに分配する高調波成分に９０度の位相差を与えて、９０度ハイブリッド１５を通過した基本波成分と９０度ハイブリッド３５を通過した高調波成分とをダイプレクサ３４Ａ，３４Ｂによってそれぞれ合成して増幅部１４Ａ，１４Ｂへ注入するようにしている。
【０１１４】
このようにすることで、実施の形態８と同様の効果が得られると共に、実施の形態８と異なりサーキュレータ６を用いる必要がないので、損失が低減し効率を向上することができるという効果が得られる。
【０１１５】
実施の形態１０．
図１５はこの発明の実施の形態１０による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１１６】
図１５において、３６はサーキュレータ６と出力端子２との間に設けられたアイソレータであり、サーキュレータ６から出力端子２へ高周波信号を通過するように設置されている。
【０１１７】
出力端子２がアンテナなどに直接接続される場合に、アンテナの周辺の環境によってアンテナから高周波信号が反射してくる場合がある。
この場合、サーキュレータ６の働きによって主増幅部４の出力側には反射波が現われない。しかしながら、副増幅部５の出力側にはサーキュレータ６を介して出力端子２から反射波が加わるため、アイソレータ３６を設けることによって反射波をアイソレーションするようにしている。このことによって、反射波による副増幅部５の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１１８】
また、実施の形態２の構成においても、９０度ハイブリッド１５と出力端子２との間にアイソレータ３６を設けるようにすれば、同様の効果が得られる。
【０１１９】
実施の形態１１．
実施の形態１０で示したアイソレータ３６を副増幅部５とサーキュレータ６との間に設けるようにしても良い。
図１６はこの発明の実施の形態１１による高周波増幅器の構成を示す図である。図１，１５と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２０】
図１６では、副増幅部５とサーキュレータ６との間にアイソレータ３６が設けられており、副増幅部５からの高周波信号をサーキュレータ６へ通過する方向に設置されている。アンテナからの反射波が出力端子２から入力しても、主増幅部４および副増幅部５の出力側には反射波が戻らないので、実施の形態１０と同様に、主増幅部４，副増幅部５の反射波による特性劣化を防ぐことができる。
【０１２１】
実施の形態１０と同様の効果が得られるとともに、実施の形態９と比較すると、主増幅部４が出力する高周波信号に対する損失はサーキュレータ６だけとなり、アイソレータ３６の分だけ損失を軽減することができ、高周波増幅器の効率を向上できるという効果が得られる。
【０１２２】
実施の形態１２．
実施の形態１０，１１で示したアイソレータ３６を実施の形態２による高周波増幅器に適用することもできる。
図１７はこの発明の実施の形態１２による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，１５と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２３】
図１７では、副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間にアイソレータ３６を設けるようにしており、副増幅部５が出力した高周波信号を９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子へ通過する方向にアイソレータ３６が設置されている。
【０１２４】
主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂが完全に同一の特性を有している場合には、９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子には増幅部１４Ａ，１４Ｂからの出力電力は現われない。しかしながら、増幅部１４Ａ，１４Ｂの特性が異なっている場合には、これに応じて９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子に増幅部１４Ａ，１４Ｂからの出力電力が現われて副増幅部５の出力側へ注入されてしまう。この現象によって、副増幅部５の特性が変化したり、場合によっては、本来瞬時電力が小さい場合には動作せず直流電流も流れないはずの副増幅部５が、出力側からの流入電力によって強制的に動作して電流が流れてしまうことが発生する。
【０１２５】
そこで、アイソレータ３６を副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間に設けることによって、増幅部１４Ａ，１４Ｂの特性が完全に同一でない場合にも、副増幅部５の出力側へ電力が流入することを防ぎ、高周波増幅器の安定化、高効率化に寄与することができるという効果が得られる。
【０１２６】
実施の形態１３．
図１８はこの発明の実施の形態１３による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２７】
図１８において、３７はベースバンド信号が入力される入力端子、３８は入力端子３７からのベースバンド信号を処理・分配するベースバンド処理回路（ベースバンド処理手段）、３９はベースバンド処理回路３８からの２つのベースバンド信号を高周波信号に周波数変換する周波数変換回路（第１の周波数変換手段）である。
【０１２８】
周波数変換回路３９において、４０Ａ，４０Ｂは周波数変換用ミクサ、４１はローカル発振部である。ローカル発振部４１が出力するローカル信号とベースバンド処理回路３８が出力するベースバンド信号とを周波数変換用ミクサ４０Ａ，４０Ｂがそれぞれミキシングして、主増幅部４，副増幅部５にそれぞれ出力する。
【０１２９】
実施の形態１〜１２では、入力端子１に入力される信号は高周波信号であり、その高周波信号を分配部３で分配して、主増幅部４と副増幅部５に入力する構成としていたが、この実施の形態１３では、通信機のベースバンド処理部３８において低周波のベースバンド信号を２経路に分配する構成である。すなわち、主増幅部４が含まれる経路と副増幅部５が含まれる経路をベースバンド処理部３８で分配する構成である。
【０１３０】
入力端子３７に入力されたベースバンド信号は、ベースバンド処理部３８によって２つに分配された後、周波数変換回路３９によって高周波信号に周波数変換される。これら２つの高周波信号は、実施の形態１と同様に、主増幅部４および副増幅部５によってそれぞれ増幅され、サーキュレータ６を経由して出力端子２に出力される。
【０１３１】
ベースバンド処理部３８によってベースバンド信号を２つのベースバンド信号に処理・分配してから、周波数変換回路３９によって２つの高周波信号に変換するようにしているので、実施の形態３〜６で示した可変減衰部１６、可変移相部１７、遅延回路１８、周波数イコライザ、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９などの処理をベースバンド処理部３８に適用して、設計の容易な低い周波数帯域で上記の各処理を実現することが可能となる。したがって、これらの回路構成の自由度が増し、調整の容易な回路、精度の高い回路を構成することが可能となる。
【０１３２】
例えば図１９はベースバンド処理回路３８としてのＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成を示す図である。図１８と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１３３】
図１９において、４２は入力端子３７からのベースバンド信号を分配する分配部（第４の分配手段）、４３は分配部４２によって分配された高周波信号のレベルを検出するレベル検出部（第２の振幅検出手段）である。４４は制御部（制御手段）、４５はＲＯＭ，４６は高周波信号のレベル・位相を調整するレベル位相変換部（第４の振幅位相調整手段）である。制御部４４はレベル検出部４３が検出したレベル値を受けるとＲＯＭ４５にあらかじめ記憶されたデータを参照して、レベル位相変換部４６を制御する。また、４７Ａ，４７Ｂは分配部４２，レベル位相変換部４６からのデジタル信号をアナログ信号にそれぞれ変換するＤ／Ａ変換部である。
【０１３４】
入力端子３７に入力されたベースバンド信号は分配部４２によって２つに分配され、分配された一方のベースバンド信号はＤ／Ａ変換部４７Ａによってアナログのベースバンド信号に変換される。
また、分配された他方のベースバンド信号のレベルをレベル検出部４３が検出し、検出されたレベル値と予めＲＯＭ４５に記憶したデータとを参照して、レベル／位相変換部４６を制御部４４が制御してベースバンド信号のレベルや位相を調整する。レベルや位相が調整されたベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換部４７Ｂによってアナログのベースバンド信号に変換される。
Ｄ／Ａ変換部４７Ａ，４７Ｂがそれぞれ出力したベースバンド信号は、図１８に示した周波数変換部３９によって高周波信号にそれぞれ変換される。
【０１３５】
このように、ベースバンドのディジタル信号処理でこれらの処理を行なうので、高周波信号を処理する場合と比較すると、調整の自由度も大きく、より精度の高い処理が可能となり、結果として高周波増幅器の効率向上に寄与することができるという効果が得られる。
【０１３６】
また、図２０は副増幅部５が出力する高周波信号の一部をベースバンド信号に変換してベースバンド処理回路３８にフィードバックを行なう例を示す図である。図１９と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１３７】
図１９において、４８はデータの書き換えが可能なＲＡＭ，４９はアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、５０はローカル発振部４１からのローカル信号と高周波信号とをミキシングするミクサ（第２の周波数変換手段）、５１は副増幅器５が増幅した高周波信号をサーキュレータ６とミクサ５０とに分配する分配部（第５の分配手段）である。
【０１３８】
ベースバンド信号の入力端子３７から入力された信号は分配部４２で分配される。副増幅部５側の経路に分配されたベースバンド信号はレベル検出部４３でその瞬時レベルが検出され、検出された瞬時レベルとＲＡＭ４８に貯えられたデータとを参照して制御回路４４がレベル・位相変換部４６を制御し、所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性を実現する。
【０１３９】
また副増幅部５の出力の一部は分配部５１で取り出されて、ミクサ５０で周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換部４９でベースバンド信号に変換され制御回路４４に入力される。制御回路４４はＲＡＭ４８に貯えられた所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性とＡ／Ｄ変換部４９の出力とを比較することによって、レベル・位相変換部４６の制御を調整することができる。この際にＲＡＭ４８のデータを最適なデータに書き換える。
【０１４０】
このように、副増幅部５が出力した高周波信号の一部を分配部５１によって取りだし、取り出された高周波信号をミクサ５０，Ａ／Ｄ変換器４９によってベースバンド信号に変換して、このベースバンド信号をもとに、参照するＲＡＭ４８のデータを制御回路４４が最適値に更新するようにしているので、温度変化などによって副増幅部５の特性が変化しても最適な制御を常に行うことができ、高効率な高周波増幅器が実現できるという効果が得られる。また、ＲＡＭ４８のデータを遠隔地に送信あるいは遠隔地から受信することにより遠隔地からの高周波増幅器のモニタや制御も可能となるという効果が得られる。
【０１４１】
なお、実施の形態６と同様に、制御回路４４が副増幅部５のバイアス条件を調整するようにしてもよく、第４の振幅位相調整手段として副増幅部５を利用することができる。
【０１４２】
また、図１８では、ベースバンド処理回路３８において主増幅部４，副増幅部５の経路を分けた構成を示したが、周波数変換回路３９以降を分配する構成でも良い。
【０１４３】
実施の形態１４．
実施の形態１〜１３で示した高周波増幅器をフィードフォワード増幅器に用いる場合について説明する。
図２１はこの発明の実施の形態１４によるフィードフォワード増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１４４】
図２１において、５２はフィードフォワード増幅器の入力端子、５３は入力端子５２に入力された高周波信号を分配する分配部、５４は分配部５３が分配した一方の高周波信号を増幅するフィードフォワード増幅器の主増幅部であり、実施の形態１の高周波増幅器の構成である。５５は分配部５３が分配した他方の高周波信号に遅延時間を与える遅延回路、５６は主増幅部５４からの高周波信号と遅延回路５５からの高周波信号を合成して２つに分配する合成分配部である。５７はフィードフォワード増幅器の歪み抽出ループであり、分配部５３，主増幅部５４，遅延回路５５，合成分配部５６から構成されている。
【０１４５】
５８は合成分配部５６が分配した一方の高周波信号に遅延時間を与える遅延回路、５９は合成分配部５６が分配した他方の高周波信号を増幅する補助増幅部、６０は遅延回路５８の出力と補助増幅部５９の出力とを合成する合成部、６１は合成部６０が合成した高周波信号を出力するフィードフォワード増幅器の出力端子である。６２はフィードフォワード増幅器の歪みキャンセルループであり、遅延回路５８，補助増幅部５９，合成部６０から構成されている。
【０１４６】
合成分配部５６の出力の一方は、歪み抽出ループ５７で抽出された歪み成分が出力され、補助増幅部５９で増幅された後、合成部６０に入力される。合成分配部５６の出力の他方は遅延回路５８を通過した後、補助増幅部５９の出力信号と合成部６０で合成される。この際に遅延回路５８を通過した歪み成分と補助増幅部５９で増幅された歪み成分が同振幅・逆位相となるようにすることで、主増幅部５４の歪み補償を行なう。
【０１４７】
フィードフォワード増幅器は、移動体通信基地局用増幅器など、ピーク電力比の大きな信号を低歪みで増幅する必要のある場合に用いられる。そのためフィードフォワード増幅器に設けた主増幅部５４は例えばバックオフの１０ｄＢ以上の動作状態で用いられることが多い。実施の形態１の高周波増幅器を主増幅部５４に用いることで、高効率でかつ低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することが実現できる。
【０１４８】
一般に歪み補償は、増幅器の歪みを低減するために有効であるが、増幅器の飽和電力の値を向上させることはできない。そのため、従来の技術において述べたような変調波の包絡線のピークが、増幅器の飽和によって切り取られることで発生する歪みを補償することは不可能であった。
【０１４９】
一方、この発明の実施の形態１による高周波増幅器では、バックオフが大きな状態でも効率が高い高周波増幅器を構成することが可能であり、これは別な観点では効率を低下させることなく、飽和電力を向上させた高周波増幅器を実現することが可能である。したがって、実施の形態１の高周波増幅器をフィードフォワード増幅器の主増幅部５４として用いることは非常に有効である。これによって、高効率で、より一層低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１５０】
図２１ではフィードフォワード増幅器の主増幅部５４として実施の形態１の高周波増幅器を用いたが、これに限定されるものではなく、実施の形態２〜１３の高周波増幅器を用いるようにしても良い。
【０１５１】
実施の形態１５．
図２２はこの発明の実施の形態１５による歪み補償増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１５２】
図２２において、６３は歪み補償増幅器の入力端子、６４はプレディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）、６５は実施の形態１の高周波増幅器で構成される増幅部、６６は歪み補償増幅器の出力端子である。
【０１５３】
入力端子６３と増幅部６５との間に設けられたプレディストーションリニアライザ６４は、増幅部６５の歪み特性と逆の非線形性を有するリニアライザである。
入力端子６３から入力された高周波信号はプレディストーションリニアライザ６４によって逆の非線形性が与えられてから、増幅部６５によって歪み特性が与えられて出力端子６６から出力される。プレディストーションリニアライザ６４の非線形性と増幅部６５の歪み特性とは互いに相殺されるようになっているので、出力端子６６には線形な高周波信号が得られる。
【０１５４】
実施の形態１４と同様な理由で、実施の形態１〜１３の高周波増幅器と、プレディストーションリニアライザ６４を組み合わせることで、高効率で、低歪みな歪み補償増幅器が実現できる。
【０１５５】
プレディストーションリニアライザ６４の代わりに、増幅部６５の歪み特性と逆の非線形性を有するポストディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）を増幅部６５と出力端子６６との間に設けるようにしても良い。
【０１５６】
実施の形態１６．
この実施の形態１６では、この発明による高周波増幅器の動作・効果を確認するために行った測定とその結果について説明する。
【０１５７】
図２３はこの発明の実施の形態１６による高周波増幅器の構成を示す図である。図２３の高周波増幅器は、特に実施の形態１を想定して、この発明の動作・効果を示すために試作したものである。
【０１５８】
図２３において、１ｅｘは高周波信号が入力される入力端子、７１ｅｘは入力電力測定のために入力端子１へ入力された高周波信号の電力の一部を取り出すカップラ、７２ｅｘはカップラ７１ｅｘによって取り出された高周波信号の電力を測定する電力計、３ｅｘは入力端子１ｅｘからの高周波信号を２つに分配する分配部で、実施の形態１で示した分配部３に相当する。
【０１５９】
４ｅｘは主増幅部であり、実施の形態１で示した主増幅部４（図１，２）に相当する。主増幅部４ｅｘにおいて、７３ｅｘは主増幅部４ｅｘのドライバ段を構成するドライバ増幅器、７ｅｘは最終段ＦＥＴの入力整合回路、８ｅｘは主増幅部４ｅｘの最終段を構成するＦＥＴ、９ｅｘは出力整合回路である。
出力整合回路９ｅｘは手動の可変のチューナーで構成されていて、測定のためにＦＥＴ８ｅｘに対する負荷インピーダンスを手動で変更できる。
【０１６０】
５ｅｘは副増幅部であり、実施の形態１で示した副増幅部５（図１，２）に相当する。副増幅部５ｅｘにおいて、７４ｅｘは副増幅部５ｅｘのドライバ段を構成するドライバ増幅器、１０ｅｘは最終段ＦＥＴの入力整合回路、１１ｅｘは副増幅部５ｅｘの最終段を構成するＦＥＴ、１２ｅｘは出力整合回路である。
【０１６１】
６ｅｘは副増幅部５ｅｘの出力を主増幅部４ｅｘの出力側に注入するサーキュレータであり、実施の形態１で示したサーキュレータ６（図１，２）に相当する。
また、１６ｅｘ，１７ｅｘはそれぞれ分配部３ｅｘと副増幅部４ｅｘとの間に設けられた可変減衰部、可変移相部であり、実施の形態４（図５）で示した可変減衰部１６，可変位相部１７にそれぞれ相当し、副増幅部５ｅｘ経路側の振幅、位相をそれぞれ調整するものである。７５ｅｘは電力計であり、サーキュレータ６ｅｘから出力された高周波信号の電力を測定する。
【０１６２】
主増幅部４ｅｘの最終段のＦＥＴ８ｅｘは三菱電機製ＭＧＦＳ３６Ｖ，副増幅部５ｅｘの最終段のＦＥＴ１１ｅｘは三菱電機製ＭＧＦＳ３２Ｖであり、いずれもマイクロ波帯用の一般的なＧａＡｓＦＥＴである。
【０１６３】
また、主増幅部４ｅｘ，副増幅部５ｅｘのドライバ増幅器７３ｅｘ，７４ｅｘは、三菱電機製ＧａＡｓＭＭＩＣ３段増幅器ＭＧＦ７１２２Ａを用いている。このＭＭＩＣもマイクロ波帯増幅器用の一般的なＭＭＩＣである。
【０１６４】
さらに、手動の可変のチューナーである出力整合回路９ｅｘ，サーキュレータ６ｅｘは、一般にマイクロ波回路用として市販されているものであり、ＭＡＵＲＹマイクロウェイブ社あるいはＴＲＡＫマイクロウエイブ社などから入手できる。
【０１６５】
主増幅部４ｅｘの最終段のＦＥＴ８ｅｘはＡＢ級（無信号時の電流２８０ｍＡ）にバイアスされている。一方、副増幅部５ｅｘの最終段のＦＥＴ１１ｅｘはＣ級（無信号時の電流０ｍＡ）にバイアスされている。以下の測定は周波数１．９ＧＨｚにおいて行われた。
【０１６６】
まず始めに、副増幅部５ｅｘを動作させずに、主増幅部４ｅｘのみを動作させて図２３の高周波増幅器の飽和電力および効率の測定を行なった。つまり、従来の技術による高周波増幅器の課題を確認するための測定であり、主増幅部４ｅｘの出力整合回路９ｅｘを、飽和電力が大きくなる負荷インピーダンス条件Ａ（以下、単に負荷条件Ａという）に固定した場合と、小信号時に効率が良好になる負荷インピーダンス条件Ｂ（以下、単に負荷条件Ｂという）に固定した場合に関してそれぞれ測定を行なった。
【０１６７】
図２４はこの測定結果である。横軸に出力電力をｄＢｍ単位で取り、その時の利得（左側縦軸、出力電力−入力電力、ｄＢ単位）ならびに効率（右側縦軸、％単位）をグラフ化したものである。
【０１６８】
図２４から分かるように、飽和電力が大きい負荷条件Ａでは、飽和電力（図２４で利得が急激に低下している出力電力で表わされる）は３７．２ｄＢｍが得られている。この負荷条件Ａでは、小出力電力時、例えば出力電力３０ｄＢｍ（バックオフ７．２ｄＢ）のときの効率は２５％である。
【０１６９】
一方、小信号時に効率が良い負荷条件Ｂでは、出力電力３０ｄＢｍ時には効率が３２％となっているが、飽和電力は３５．５ｄＢｍに低下している。すなわち、飽和電力が大きな負荷条件Ａにすると小電力時に効率が低下し、小電力時に効率が良好な負荷条件Ｂにすると飽和電力が不足するという従来の技術の課題を示す結果が得られている。
【０１７０】
次に、出力整合回路９ｅｘの負荷インピーダンス条件を小電力時に効率が良好な負荷条件Ｂに固定し、Ｃ級にバイアスされた副増幅部５ｅｘを動作させて測定を行なった。この場合こそが発明の高周波増幅器に相当する。このときの測定の結果を図２５に示す。図２４と同様に、横軸は出力電力であり、利得（左側縦軸）と効率（右側縦軸）をグラフにしている。副増幅部５ｅｘを動作させない場合の従来の特性も併記した。
【０１７１】
出力電力３０ｄＢｍ以下では、副増幅部５ｅｘはオフ状態であり出力電力を発生していない。そのため副増幅部５ｅｘを動作させていない従来の場合と、副増幅部５ｅｘを動作させている発明の場合とは、同様の特性を示している。
そして、出力電力が３０ｄＢｍを越えるあたりから、実施の形態１で説明したように、副増幅部５ｅｘがオン状態になり出力に電力が現われて、サーキュレータ６ｅｘを経由して主増幅部４ｅｘの出力側に注入されている。この注入電力によって、見かけのインピーダンスが変化し飽和電力が増加している。
【０１７２】
このときの飽和電力は３７．５ｄＢｍであり、図２４に示した飽和電力が最大になる負荷条件Ａの場合と、ほぼ同等な飽和電力が得られている。なお、図２５の効率は、副増幅部５ｅｘの消費電力も含んだ値である。
【０１７３】
これにより、飽和電力を大きくする負荷条件（図２４のＡ）と同等な飽和電力３７．５ｄＢｍを実現して、かつバックオフ動作時、例えば出力電力３０ｄＢｍ動作において、効率を２５％から３２％に向上できるという効果が確認された。
【０１７４】
以上の測定により、Ｃ級にバイアスされた副増幅部５ｅｘと出力側のサーキュレータ６ｅｘを用いたこの発明の構成によって、飽和電力を大きくしつつ、小電力時すなわちバックオフ動作時の効率を向上できるというこの発明の優れた効果が明確になった。
【０１７５】
以上、この発明の目的として、ピーク電力比の大きな変調波を高効率で増幅する、すなわちバックオフが大きな状態でも高効率な高周波増幅器を構成することを目的として述べた。しかし、この発明の高周波増幅器の構成による負荷インピーダンスの切り替え時間は十分に高速であるから、従来（整合回路に設けたスイッチを切り替える手法）の主たる目的、すなわち高周波増幅器の高出力モードと低出力モードを切り替えて、いずれの場合でも高効率動作を実現するという目的にも適応できることは言うまでもない。
【０１７６】
従来では高周波増幅器の出力回路に用いることのできるほど十分な耐電力特性を有し、損失の少ないスイッチや可変素子を構成することが難しく、結果として効率の改善効果が小さいという問題点があるが、この発明で用いているサーキュレータや９０度ハイブリッドは一般に十分な耐電力特性を有し、しかも損失も少ないため、結果として安定に動作し効率の良好な高周波増幅器を構成することが可能である。
【０１７７】
【発明の効果】
以上のように、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を常に増幅する主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を主増幅手段の出力側へ注入するとともに、主増幅手段が増幅した高周波信号を出力端子から出力するサーキュレータとを備えるようにしたので、変調された高周波信号の包絡線変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させることができるようになり、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には高効率の増幅器として動作し、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には飽和電力の大きい増幅器として動作する高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１７８】
この発明によれば、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を９０度の位相差を付けて分配する第２の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第２の分配手段が分配した高周波信号を常にそれぞれ増幅する第１の主増幅手段および第２の主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の主増幅手段の出力側および第２の主増幅手段の出力側へそれぞれ注入するとともに、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段がそれぞれ増幅した高周波信号を合成して出力端子から出力する第１の９０度ハイブリッドとを備えるようにしたので、高周波信号に対する損失が軽減されて高周波増幅器の効率を向上することができるとともに、コストを低減することができるという効果が得られる。
【０１７９】
この発明によれば、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号に遅延時間を与える遅延手段を備えるようにしたので、主増幅手段側の経路が高周波信号に与える遅延時間と副増幅手段側の経路が高周波信号に与える遅延時間とを一致させられるようになり、副増幅手段から主増幅手段への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【０１８０】
この発明によれば、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号の周波数特性を変化させる周波数イコライザを備えるようにしたので、主増幅手段側の経路が高周波信号に与える周波数特性と副増幅手段側の経路が高周波信号に与える周波数特性とを一致させられるようになり、副増幅手段から主増幅手段への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【０１８１】
この発明によれば、副増幅手段へ入力する高周波信号の瞬時電力変化に対して、副増幅器から出力する高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段を第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８２】
この発明によれば、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段入力端子とＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段出力端子との間に直列接続される２つのコンデンサと、２つのコンデンサの間とグランドとを接続するダイオードと、２つのコンデンサの間に対してバイアス用抵抗を介して接続される直流バイアス電源とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８３】
この発明によれば、高周波信号の一部を分配する第３の分配手段と、第３の分配手段が分配した高周波信号の振幅を検出する第１の振幅検出手段と、第３の分配手段を通過した高周波信号の振幅および位相を調整する第２の振幅位相調整手段と、第１の振幅検出手段が検出した高周波信号の振幅を参照して、第２の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力の値などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８４】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段とサーキュレータとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８５】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８６】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、サーキュレータと副増幅手段との間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、サーキュレータの損失や大きさ・コストなどを低減でき、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８７】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離して、基本波成分を第１の９０度ハイブリッドへ出力する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分を２つに分配する第２の９０度ハイブリッドと、第１の９０度ハイブリッドと第１の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの一方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第１の合成手段と、第１の９０度ハイブリッドと第２の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの他方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第２の合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、損失が低減し効率を向上することができるという効果が得られる。
【０１８８】
この発明によれば、サーキュレータと出力端子との間に設けられ、サーキュレータからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたので、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１８９】
この発明によれば、第１の９０度ハイブリッドと出力端子との間に設けられ、第１の９０度ハイブリッドからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたので、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９０】
この発明によれば、副増幅手段とサーキュレータとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号をサーキュレータへ通過するアイソレータを備えるようにしたので、損失を軽減しながら、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、さらに安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９１】
この発明によれば、副増幅手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の９０度ハイブリッドへ通過するアイソレータを備えるようにしたので、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段の特性が完全に同一でない場合にも、副増幅手段の出力側へ電力が流入することを防ぎ、高周波増幅器の安定化、高効率化に寄与することができるという効果が得られる。
【０１９２】
この発明によれば、入力端子から入力されたベースバンド信号を処理するベースバンド処理手段を第１の分配手段が備え、ベースバンド処理手段が処理したベースバンド信号を主増幅手段および副増幅手段へそれぞれ入力する高周波信号に周波数変換する第１の周波数変換手段を備えるようにしたので、設計の容易な低い周波数帯域で処理を実現することが可能となり、回路構成の自由度が増し、調整の容易な回路、精度の高い回路を構成することが可能となる。
【０１９３】
この発明によれば、入力端子から入力されたベースバンド信号を２つに分配する第４の分配手段と、第４の分配手段が分配した一方のベースバンド信号の振幅を検出する第２の振幅検出手段と、第２の振幅検出手段からのベースバンド信号の振幅および位相を調整する第４の振幅位相調整手段と、第２の振幅検出手段が検出したベースバンド信号の振幅とあらかじめ用意されたデータとを参照して、第４の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをベースバンド処理手段が備えるようにしたので、調整の自由度も大きく、より精度の高い処理が可能となり、高周波増幅器の効率向上に寄与することができるという効果が得られる。
【０１９４】
この発明によれば、副増幅手段が出力した高周波信号を分配する第５の分配手段と、第５の分配手段が分配した高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する第２の周波数変換手段とを備え、制御手段は、第２の周波数変換手段が周波数変換したベースバンド信号を参照して、あらかじめ用意されたデータを更新するようにしたので、副増幅手段の特性が変化しても最適な制御を常に行うことができ、高効率な高周波増幅器が実現できるという効果が得られ、制御手段のデータを遠隔地に送信あるいは遠隔地から受信することにより遠隔地からの高周波増幅器のモニタや制御も可能となるという効果が得られる。
【０１９５】
この発明によれば、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器を歪み抽出ループに備えるようにしたので、高効率で、より一層低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９６】
この発明によれば、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器と、高周波増幅器が高周波信号に与える歪み特性を補償するディストーションリニアライザを備えるようにしたので、高効率で、低歪みな歪み補償増幅器が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２】 主増幅部および副増幅部の構成の一例を示す図である。
【図３】 この発明の実施の形態２による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図４】 この発明の実施の形態３による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態５による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態６による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図９】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成例を示す図である。
【図１０】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１１】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態７による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１３】 この発明の実施の形態８による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１４】 この発明の実施の形態９による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１０による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１２による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１３による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１９】 ベースバンド処理回路としてのＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成を示す図である。
【図２０】 副増幅部が出力する高周波信号の一部をベースバンド信号に変換してベースバンド処理回路にフィードバックを行なう例を示す図である。
【図２１】 この発明の実施の形態１４によるフィードフォワード増幅器の構成を示す図である。
【図２２】 この発明の実施の形態１５による歪み補償増幅器の構成を示す図である。
【図２３】 この発明の実施の形態１６による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２４】 図２３の高周波増幅器において副増幅部を動作させない場合の測定結果を示す図である。
【図２５】 図２３の高周波増幅器において副増幅部を動作させた場合の測定結果と副増幅部を動作させない場合の測定結果とを比較する図である。
【図２６】 包絡線が変動する高周波信号の時間波形の一例を示す図ある。
【図２７】 高周波増幅器の増幅素子から見た負荷インピーダンスに対する飽和電力および効率の変化をスミスチャート上で模式的に示す図である。
【図２８】 特開平９−２８４０６１号公報に開示された従来の高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２９】 従来の高周波増幅器に用いられる出力整合回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 入力端子、２ 出力端子、３ 分配部（第１の分配手段）、４ 主増幅部（主増幅手段）、５ 副増幅部（副増幅手段）、６ サーキュレータ、７ 入力整合回路、８ 増幅素子、９ 出力整合回路、１０ 入力整合回路、１１ 増幅素子、１２ 出力整合回路、１３ ９０度ハイブリッド（第２の分配手段）、１４Ａ，１４Ｂ 増幅部（第１の主増幅手段、第２の主増幅手段）、１５ ９０度ハイブリッド（第１の９０度ハイブリッド）、１６ 可変減衰部（第１の振幅位相調整手段）、１７ 可変移相部（第１の振幅位相調整手段）、１８ 遅延回路（遅延手段）、１９ ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段）、２０ 入力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２１ コンデンサ、２２ 直流バイアス電源、２３ バイアス用抵抗、２４ ダイオード、２５ 出力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２６ 分配部（第３の分配手段）、２７ レベル検出部（第１の振幅検出手段）、２８ 制御部（制御手段）、２９ 可変減衰部（第２の振幅位相調整手段）、３０ 可変移相部（第２の振幅位相調整手段）、３１ ダイプレクサ（分離手段）、３２ 可変減衰部（第３の振幅位相調整手段）、３３ 可変移相部（第３の振幅位相調整手段）、３４ ダイプレクサ（合成手段）、３４Ａ，３４Ｂ ダイプレクサ（第１の合成手段、第２の合成手段）、３５ ９０度ハイブリッド（第２の９０度ハイブリッド）、３６ アイソレータ、３７ 入力端子、３８ ベースバンド処理回路（ベースバンド処理手段）、３９ 周波数変換回路（第１の周波数変換手段）、４０Ａ，４０Ｂ 周波数変換用ミクサ、４１ ローカル発振部、４２ 分配部（第４の分配手段）、４３ レベル検出部（第２の振幅検出手段）、４４ 制御部（制御手段）、４５ ＲＯＭ，４６ レベル位相変換部（第４の振幅位相調整手段）、４７Ａ，４７Ｂ Ｄ／Ａ変換部、４８ ＲＡＭ，４９ Ａ／Ｄ変換器、５０ ミクサ（第２の周波数変換手段）、５１ 分配部（第５の分配手段）、５２ 入力端子、５３ 分配部、５４ 主増幅部、５５ 遅延回路、５６ 合成分配部、５７ 歪み抽出ループ、５８ 遅延回路、５９ 補助増幅部、６０ 合成部、６１ 出力端子、６２ 歪みキャンセルループ、６３ 入力端子、６４ プレディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）、６５ 増幅部、６６ 出力端子、１ｅｘ 入力端子、３ｅｘ 分配部、４ｅｘ 主増幅部、５ｅｘ 副増幅部、６ｅｘ サーキュレータ、７ｅｘ 入力整合回路、８ｅｘ ＦＥＴ、９ｅｘ 出力整合回路、１０ｅｘ 入力整合回路、１１ｅｘ ＦＥＴ、１２ｅｘ 出力整合回路、１６ｅｘ 可変減衰部、１７ｅｘ 可変移相部、７１ｅｘ カップラ、７２ｅｘ 電力計、７３ｅｘ ドライバ増幅器、７４ｅｘ ドライバ増幅器、７５ｅｘ 電力計、１ｅｘ 入力端子、３ｅｘ 分配部、４ｅｘ 主増幅部、５ｅｘ 副増幅部、６ｅｘ サーキュレータ、７ｅｘ 入力整合回路、８ｅｘ ＦＥＴ、９ｅｘ 出力整合回路、１０ｅｘ 入力整合回路、１１ｅｘ ＦＥＴ、１２ｅｘ 出力整合回路、１６ｅｘ 可変減衰部、１７ｅｘ 可変移相部、７１ｅｘ カップラ、７２ｅｘ 電力計、７３ｅｘ ドライバ増幅器、７４ｅｘ ドライバ増幅器、７５ｅｘ 電力計。
【発明の属する技術分野】
この発明は、大きなバックオフの動作状態においても高い効率を実現することの可能な高周波増幅器、この高周波増幅器を用いたフィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器に係るものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＶＨＦ（超短波）帯やＵＨＦ（極超短波）帯あるいはマイクロ波帯などの通信帯域に属する高周波信号は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）といった各種の変調方式によって変調される。
【０００３】
一般に、これらの高周波信号は変調波の帯域に相当する時間でその振幅が時間的に変化する。言い換えると、包絡線が変動するという振る舞いを有する。移動体通信基地局などにおいて複数の信号を同時に増幅する場合にも、高周波信号の包絡線は時間的に変動する。
【０００４】
図２６は包絡線が変動する高周波信号の時間波形の一例を示す図である。横軸は時間を表し、縦軸は高周波信号の電力を表している。
【０００５】
図２６に示すように、時間の経過とともに高周波信号の包絡線が変動しており、包絡線が瞬時的に最大になったときのピーク電力は平均電力と比較して大きいことが分かる。平均電力とピーク電力との比はクレストファクターあるいはピーク電力比と呼ばれ、近年の移動体通信基地局などで用いられる高周波信号では、このクレストファクターが１０ｄＢ以上にも及ぶことがある。
【０００６】
したがって、大きなクレストファクターを有する高周波信号をピーク電力時にも飽和させずに増幅しようとすると、実動作時の平均出力電力と飽和電力との差（いわゆるバックオフ）を十分に大きくできる高周波増幅器を用いなければならない。
【０００７】
一般に、高周波増幅器では、要求される特性に応じて内部の出力整合回路を調整し、ＦＥＴなどの増幅素子から見た出力側の負荷インピーダンス条件を最適化する。例えば、効率が高くなるように、負荷インピーダンス条件を最適化する場合もあれば、飽和電力が大きくなるように、負荷インピーダンス条件を最適化する場合もある。
【０００８】
しかしながら、例えば「モノリシックマイクロ波集積回路」（電子情報通信学会、相川他著、Ｐ．７４，図３の４）あるいは「ＭＭＩＣ技術の基礎と応用」（リアライズ社、高木・伊藤著、Ｐ．１５５，図８の３９（ａ））で示されているように、効率の高い負荷インピーダンス条件（高効率整合）と飽和電力の大きな負荷インピーダンス条件（高出力整合）とは一般的に一致しない。
【０００９】
図２７は高周波増幅器の増幅素子から見た負荷インピーダンスに対する飽和電力および効率の変化をスミスチャート上で模式的に示す図である。実線は飽和電力の等高線、点線は効率の等高線をそれぞれ表している。
【００１０】
図２７において、最大の飽和電力を実現する負荷インピーダンスは×印で、最大の効率を実現する負荷インピーダンスは●印でそれぞれ示しており、両者は一致せず、しかも出力電力によって最大効率を実現する負荷インピーダンスは変化する。
【００１１】
したがって、高い効率の負荷インピーダンス条件では、高周波信号の瞬時電力の大きな部分が切り取られてしまい、その結果として、隣接するチャンネルに対して大きな妨害波が漏洩されてしまったり、送信される高周波信号が劣化して伝送誤りが大きくなってしまう。
一方、大きな飽和電力の負荷インピーダンス条件では、高周波信号の瞬時電力の大きな部分が切り取られることはなくなるが、高周波増幅器としての効率は低下してしまう。
【００１２】
以上のような理由のため、飽和電力の大きい状態と効率の高い状態とを両立できる高周波増幅器を構成することは難しい。言い換えると、バックオフの大きな状態では、高周波増幅器の効率は大きく低下する。例えば単純なＢ級増幅器の場合、飽和動作時の理論的な最大効率は７８％であるが、バックオフ１０ｄＢ動作時の理論的な最大効率は２５％程度である。そのため、大きなクレストファクターの高周波信号を低歪みで増幅する必要がある基地局用の高周波増幅器の効率が低い原因になっていた。
【００１３】
このような問題を解決するために、スイッチなどを用いて負荷インピーダンスを切替える従来の高周波増幅器がある。
【００１４】
図２８は例えば特開平９−２８４０６１号公報に開示された従来の高周波増幅器の構成を示す図であり、図２９はこの従来の高周波増幅器に用いられる出力整合回路の構成を示す図である。
【００１５】
図２８において、１０１はＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＢＪＴ（バイポーラジャンクショントランジスタ）などの増幅素子、１０２は増幅素子１０１に直流電圧を与える電源回路、１０３は出力整合回路、１０４は負荷である。
【００１６】
出力整合回路１０３は、例えば図２９に示したような構成であり、インピーダンス変換用のトランス１０５と、トランス１０５のタップ端子を切り替えるスイッチ１０６とから構成される。制御信号Ｓｃｔｌによってスイッチ１０６を切り替え、これによって増幅素子１０１から出力整合回路１０３を見た負荷インピーダンスＺｉｎの値を変化させる。
【００１７】
出力電力が小さい場合には高効率の負荷インピーダンス条件に切り替え、出力電力が大きい場合には大出力電力の負荷インピーダンス条件、すなわち飽和電力が大きくなる負荷インピーダンスに切り替えることによって、出力電力の大小に係らず良好な効率を実現しようとするものである。
【００１８】
また、整合回路に設けたスイッチを切り替えたり、整合回路内に可変容量素子などを用いることで負荷インピーダンスを変化させ、出力電力の大小に係らず良好な効率を実現しようとする従来技術が特公平５−５４７２５号公報、特開平１１−４１１１８号公報に類似の高周波増幅器として開示されている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の高周波増幅器は以上のように構成されているので、高周波信号の包絡線変化に追従し、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好な高周波増幅器を構成することは困難であるという課題があった。
【００２０】
前述したように、従来技術では、切替スイッチあるいは可変素子が存在するために、負荷インピーダンス変化の反応時間が大きく、変調波による包絡線の時間変化に対応して変化させることができない。そのために、従来の技術の各公報において述べられているように、主に送信機の高出力モードあるいは低出力モードの切替といった目的で用いることを想定したものであり、高周波信号の包絡線に追従して負荷インピーダンスを変化させることを目的としたものではない。
【００２１】
また、高速切替が可能であったとしても、高周波増幅器の出力回路に用いることのできるほど十分な耐電力特性を有し、損失の少ないスイッチや可変素子を構成することは難しく、結果として効率の改善効果が小さいという課題があった。
【００２２】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、変調による包絡線の変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させ、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好な高周波増幅器を構成することを目的とする。
【００２３】
言い替えれば、バックオフの大きな動作状態、すなわち飽和電力に比べて小さな出力電力においても高効率動作を実現する高周波増幅器を構成することを目的とする。
【００２４】
また、この発明は、飽和電力が十分大きくかつ効率の良好なフィードフォワード増幅器および低歪み増幅器を構成することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を常に増幅する主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を主増幅手段の出力側へ注入するとともに、主増幅手段が増幅した高周波信号を出力端子から出力するサーキュレータとを備えるようにしたものである。
【００２６】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を９０度の位相差を付けて分配する第２の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第２の分配手段が分配した高周波信号を常にそれぞれ増幅する第１の主増幅手段および第２の主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の主増幅手段の出力側および第２の主増幅手段の出力側へそれぞれ注入するとともに、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段がそれぞれ増幅した高周波信号を合成して出力端子から出力する第１の９０度ハイブリッドとを備えるようにしたものである。
【００２７】
この発明に係る高周波増幅器は、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号に遅延時間を与える遅延手段を備えるようにしたものである。
【００２８】
この発明に係る高周波増幅器は、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号の周波数特性を変化させる周波数イコライザを備えるようにしたものである。
【００２９】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段へ入力する高周波信号の瞬時電力変化に対して、副増幅器から出力する高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段を第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３０】
この発明に係る高周波増幅器は、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段入力端子とＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段出力端子との間に直列接続される２つのコンデンサと、２つのコンデンサの間とグランドとを接続するダイオードと、２つのコンデンサの間に対してバイアス用抵抗を介して接続される直流バイアス電源とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたものである。
【００３１】
この発明に係る高周波増幅器は、高周波信号の一部を分配する第３の分配手段と、第３の分配手段が分配した高周波信号の振幅を検出する第１の振幅検出手段と、第３の分配手段を通過した高周波信号の振幅および位相を調整する第２の振幅位相調整手段と、第１の振幅検出手段が検出した高周波信号の振幅を参照して、第２の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたものである。
【００３２】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段とサーキュレータとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３３】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３４】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、サーキュレータと副増幅手段との間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３５】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離して、基本波成分を第１の９０度ハイブリッドへ出力する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分を２つに分配する第２の９０度ハイブリッドと、第１の９０度ハイブリッドと第１の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの一方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第１の合成手段と、第１の９０度ハイブリッドと第２の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの他方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第２の合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたものである。
【００３６】
この発明に係る高周波増幅器は、サーキュレータと出力端子との間に設けられ、サーキュレータからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３７】
この発明に係る高周波増幅器は、第１の９０度ハイブリッドと出力端子との間に設けられ、第１の９０度ハイブリッドからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３８】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段とサーキュレータとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号をサーキュレータへ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００３９】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の９０度ハイブリッドへ通過するアイソレータを備えるようにしたものである。
【００４０】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力されたベースバンド信号を処理するベースバンド処理手段を第１の分配手段が備え、ベースバンド処理手段が処理したベースバンド信号を主増幅手段および副増幅手段へそれぞれ入力する高周波信号に周波数変換する第１の周波数変換手段を備えるようにしたものである。
【００４１】
この発明に係る高周波増幅器は、入力端子から入力されたベースバンド信号を２つに分配する第４の分配手段と、第４の分配手段が分配した一方のベースバンド信号の振幅を検出する第２の振幅検出手段と、第２の振幅検出手段からのベースバンド信号の振幅および位相を調整する第４の振幅位相調整手段と、第２の振幅検出手段が検出したベースバンド信号の振幅とあらかじめ用意されたデータとを参照して、第４の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをベースバンド処理手段が備えるようにしたものである。
【００４２】
この発明に係る高周波増幅器は、副増幅手段が出力した高周波信号を分配する第５の分配手段と、第５の分配手段が分配した高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する第２の周波数変換手段とを備え、制御手段は、第２の周波数変換手段が周波数変換したベースバンド信号を参照して、あらかじめ用意されたデータを更新するようにしたものである。
【００４３】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器を歪み抽出ループに備えるようにしたものである。
【００４４】
この発明に係る低歪み増幅器は、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器と、高周波増幅器が高周波信号に与える歪み特性を補償するディストーションリニアライザを備えるようにしたものである。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【００４６】
図１において、１は高周波信号が入力される入力端子、２は高周波信号を出力する出力端子である。３は入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部（第１の分配手段）、４は分配部３の一方の出力側と接続された主増幅部（主増幅手段）、５は分配部３の他方の出力側と接続された副増幅部（副増幅手段）である。６はサーキュレータであり、副増幅部５が出力した高周波信号を主増幅部４の出力側へ注入し、主増幅部４が出力した高周波信号を出力端子２へ注入するように接続されている。
【００４７】
図２は主増幅部４および副増幅部５の構成の一例を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００４８】
図２の主増幅部４において、７は分配部３の一方の出力側と接続される入力整合回路、８は入力整合回路７からの高周波信号を増幅する増幅素子、９は増幅素子８が増幅した高周波信号をサーキュレータ６へ出力する出力整合回路である。
【００４９】
一方、図２の副増幅部５において、１０は分配部３の他方の出力側と接続される入力整合回路、１１は入力整合回路１０からの高周波信号を増幅する増幅素子、１２は増幅素子１１が増幅した高周波信号をサーキュレータ６へ出力する出力整合回路である。
【００５０】
なお、増幅素子８，増幅素子１１に対して直流バイアスをそれぞれ与える構成要素については図示を省略している。
【００５１】
主増幅部４はいわゆるＡ級、ＡＢ級、Ｂ級にバイアスされた増幅器であり、瞬時電力の大きさによらず高周波信号を常に増幅する。
一方、副増幅部５は例えばＣ級にバイアスされた増幅器であり、変調された高周波信号の包絡線の変動によって瞬時電力が大きくなった場合にのみ高周波信号を増幅し、瞬時電力が小さい場合には高周波信号を出力しない。
【００５２】
次に動作について説明する。
高周波信号の瞬時電力が小さい場合には、主増幅部４が動作し、副増幅部５は動作しない。したがって、入力端子１，分配部３を介して主増幅部４へ入力された高周波信号は、入力整合回路７を通過して増幅素子８で増幅され、出力整合回路９，サーキュレータ６を介して出力端子２から出力される（図１の実線矢印）。
【００５３】
主増幅部４から出力側を見たインピーダンスＺＬは、出力端子２に接続されたインピーダンス（例えば５０Ω）である。主増幅部４では、出力側の負荷インピーダンスＺＬで高効率動作するように出力整合回路９を設計している。具体的には、増幅素子８から出力側を見た負荷インピーダンスＺＬ＿ＦＥＴが、高効率整合となるように回路定数が決定されている。そのため、瞬時電力が小さい場合には高効率で動作する。
【００５４】
高周波信号の瞬時電力が大きい場合には、主増幅部４とともに副増幅部５が動作する。したがって、入力端子１，分配部３を介して副増幅部５へ入力された高周波信号は、入力整合回路１０を通過して増幅素子１１で増幅され、出力整合回路１２，サーキュレータ６を介して主増幅部４の出力側へ注入される（図１の点線矢印）。
【００５５】
主増幅部４側から出力側を見ると、主増幅部４の出力する高周波信号と同じ高周波信号が出力側から戻って来るように見えるため、負荷インピーダンスＺＬならびにＺＬ＿ＦＥＴが見かけ上変化したように見える。
【００５６】
このとき、副増幅部５からサーキュレータ６を通過して主増幅部４の出力側に注入される高周波信号の振幅と位相を適当な値にすると、主増幅部４から見た負荷インピーダンスＺＬ，増幅素子８から見た負荷インピーダンスＺＬ＿ＦＥＴが、あたかも飽和電力が大きくなるインピーダンスに変化したように見える。そのため、副増幅部５からの高周波信号の注入がない場合に比べて、主増幅部４の飽和電力は大きくなる。したがって、瞬時電力の大きな部分を切り取ることなく主増幅部４は高周波信号を増幅し、サーキュレータ６を介して出力端子２から増幅した高周波信号を出力する。
【００５７】
このように、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には、主増幅部４の負荷インピーダンスは飽和電力が小さいものの高効率を実現する状態にあり、図１の高周波増幅器は高効率動作をする。
一方、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には、サーキュレータ６を介して副増幅部５から主増幅部４の出力側へ高周波信号の注入が行われるので、主増幅部４の増幅素子８から見た負荷インピーダンスが見かけ上変化して、図１の高周波増幅器の飽和電力が大きくなる。
したがって、この実施の形態１による高周波増幅器は、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも高い効率を実現するように動作するようになる。
【００５８】
従来とは異なって、この実施の形態１による高周波増幅器は切替スイッチや可変容量素子を有しないため、高周波信号の包絡線の高速変化に対しても十分に追従することが可能であり、従来の構成では事実上不可能であった変調波の瞬時電力変化に追従して出力整合回路９の負荷インピーダンスを等価的に変化させることができるようになる。
結果として、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも高効率の高周波増幅器を構成することができ、言い換えると、バックオフが大きな動作状態においても効率が良好な高周波増幅器を構成することができる。
【００５９】
また、従来と比較して、切替スイッチや可変容量素子を用いていないため、これらの構成要素に起因する耐電力性や損失などの問題が生じないため、より高出力の高周波増幅器にも適用可能であり、かつ高効率とすることができる。
【００６０】
副増幅部５はＣ級増幅器であるから、入力端子１に入力される高周波信号の瞬時電力が小さな場合には動作せず、直流の消費電力もない。したがって、主増幅部４と副増幅部５からなる系全体の効率を低下させることはない。
【００６１】
なお、副増幅部５は、瞬時電力が大きい場合のみに増幅動作して高周波信号を出力し、瞬時電力が小さい場合には高周波信号を出力せず、直流消費電力も十分に小さくなるようにバイアスされていれば良い。いわゆるＣ級バイアス状態が望ましいが、Ｂ級バイアス状態でも瞬時電力が小さい場合には直流消費電力も十分小さいので、高周波増幅器の高効率化の目的は達成される。
【００６２】
また、瞬時電力が大きい場合に副増幅部５から出力された高周波信号は主増幅部４の出力側で反射され、結果的に出力端子２に現われ出力電力の一部となるので、副増幅部５の消費電力が無駄になることはなく、効率を大きく低下させる原因にはならない。
【００６３】
なお、以上の説明では、主増幅部４，副増幅部５に１段の増幅素子８，１１をそれぞれ用いる場合について説明してきたが、主増幅部４，副増幅部５の双方あるいはいずれか一方に多段接続した増幅素子を用いるようにしても良く、高周波増幅器の利得を調整することができる。
【００６４】
以上のように、この実施の形態１によれば、入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部３と、分配部３の一方の出力側と接続され、分配部３からの高周波信号を増幅する主増幅部４と、分配部３の他方の出力側と接続され、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には動作せず、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には分配部３からの高周波信号を増幅する副増幅部５と、副増幅部５が増幅した高周波信号を主増幅部４の出力側へ注入するとともに、主増幅部４が増幅した高周波信号を出力端子２へ注入するサーキュレータ６とを備えるようにしたので、変調された高周波信号の包絡線変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させることができるようになり、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には高効率の増幅器として動作し、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には飽和電力の大きい増幅器として動作する高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【００６５】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００６６】
図３において、１３は分配部３からの高周波信号を９０度の位相差を付けて２つに分配する９０度ハイブリッド（第２の分配手段）、１４Ａ，１４Ｂは９０度ハイブリッド１３が出力した２つの高周波信号をそれぞれ増幅する２つの増幅部（第１の主増幅手段、第２の主増幅手段）、１５は副増幅部５が出力した高周波信号を２つに分配して増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側へそれぞれ注入し、増幅部１４Ａ，１４Ｂがそれぞれ出力した高周波信号を結合して出力端子２から出力する９０度ハイブリッド（第１の９０度ハイブリッド）である。
この実施の形態２では、９０度ハイブリッド１３，増幅部１４Ａ，１４Ｂおよび９０度ハイブリッド１５から主増幅部４を構成している。
【００６７】
主増幅部４および副増幅部５の働きは実施の形態１と同様である。つまり、主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂは、入力された高周波信号の瞬時電力の大小にかかわらず増幅動作する増幅器であり、いわゆるＡ級、ＡＢ級、Ｂ級にバイアスされた増幅器である。また、副増幅部５は例えばＣ級にバイアスされた増幅器であり、変調された高周波信号の包絡線変化によって瞬時電力が大きくなった場合に増幅動作し、高周波信号を出力する。副増幅部５の出力は、主増幅部４を構成する９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子に接続されている。
【００６８】
次に動作について説明する。
入力された高周波信号の瞬時電力が小さい場合には主増幅部４のみが動作する。したがって、分配部３が分配した一方の高周波信号は９０度ハイブリッド１３を介して２つの増幅部１４Ａ，１４Ｂによってそれぞれ増幅される。２つの増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力電力は図３の実線矢印のように流れ、９０度ハイブリッド１５で合成され、出力端子２から出力される。このとき９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子には出力が現われない。主増幅部４から見た負荷インピーダンスは出力端子２に接続されたインピーダンス（例えば５０Ω）であり、このときに効率が良くなるように高周波増幅器内部の整合回路が調整されている。
【００６９】
一方、瞬時電力が大きい場合には主増幅部４，副増幅部５がそれぞれ動作する。したがって、分配部３が分配した他方の高周波信号は９０度ハイブリッド１３を介して副増幅部５によって増幅される。副増幅部５の出力電力は図３の点線矢印のように流れ、９０度ハイブリッド１５によって２つに分配されて増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側にそれぞれ注入される。
【００７０】
実施の形態１と同様の理由によって、主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂの見かけ上の負荷インピーダンスは副増幅部５から注入された高周波信号で変化することになり、このときに飽和電力が大きい負荷インピーダンスになることで大きな瞬時電力の信号も増幅可能となる。したがって、瞬時電力の大きな部分を切り取ることなく増幅部１４Ａ，１４Ｂは高周波信号をそれぞれ増幅し、９０度ハイブリッド１５がこれら増幅された高周波信号を合成して出力端子２から出力する。
実施の形態１と同様に、主増幅部４と副増幅部５とを有するこの実施の形態２による高周波増幅器は、飽和電力が大きいにも係らず、低出力時にも効率を高くすることができる。
【００７１】
一般に大電力の高周波増幅器を構成する場合に、図３の主増幅部４の構成、いわゆるバランス増幅器構成は、２つの増幅器１４Ａ，１４Ｂを合成する電力合成の手段としてよく用いられる。出力側の９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子から副増幅部５出力の高周波信号を増幅部１４Ａ，１４Ｂへそれぞれ入力しているので、実施の形態１のサーキュレータ６を用いる必要がなくなり、実施の形態１の効果を得ることができ、また、損失の低減による効率向上、装置の低コスト化という効果が得られる。
【００７２】
なお、入力側の９０度ハイブリッド１３は、出力側の９０度ハイブリッド１５で生じる高周波信号の９０度の位相差を補償するために設けてあるものであり、例えば分配手段と遅延手段とを用いて高周波信号を２つに分配して９０度の位相差をつけるようにしても良い。
【００７３】
以上のように、この実施の形態２によれば、入力端子１から入力された高周波信号を２つに分配する分配部３と、分配部３の一方の出力側と接続され、分配部３からの高周波信号を２つに分配する９０度ハイブリッド１３と、９０度ハイブリッド１３からの高周波信号をそれぞれ増幅する増幅部１４Ａ，１４Ｂと、分配部３の他方の出力側と接続され、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には動作せず、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には分配部３からの高周波信号を増幅する副増幅部５と、副増幅部５が増幅した高周波信号を増幅部１４Ａ，１４Ｂの出力側へそれぞれ注入するとともに、増幅部１４Ａ，１４Ｂがそれぞれ増幅した高周波信号を結合して出力端子２へ出力する９０度ハイブリッド１５とを備えるようにしたので、実施の形態１と同様の効果に加えて、実施の形態１のサーキュレータ６を必要としない分だけ、高周波信号に対する損失が軽減されて高周波増幅器の効率を向上することができるとともに、コストを低減することができるという効果が得られる。
【００７４】
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００７５】
図４において、１６は副増幅部５を通過する高周波信号の振幅を調整する可変減衰部（第１の振幅位相調整手段）、１７は副増幅部５を通過する高周波信号の位相を調整する可変移相部（第１の振幅位相調整手段）である。この実施の形態３では、可変減衰部１６および可変移相部１７を副増幅部５とサーキュレータ６との間に設けるようにし、副増幅部５が出力した高周波信号の振幅と位相を調整するようにしている。
【００７６】
このようにすることで、サーキュレータ６を介して主増幅部４へ注入する高周波信号の振幅と位相を最適化することが可能になり、瞬時電力が大きい場合の主増幅部４の見かけ上の負荷インピーダンスを調整して、高周波増幅器の効率をさらに向上させることができるという効果が得られる。
【００７７】
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３の可変減衰部１６，可変移相部１７を用いた別の構成について説明する。
【００７８】
図５はこの発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。図４と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００７９】
図５では、分配部３と副増幅部５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を設けるようにして、高周波信号の振幅・移相をそれぞれ調整してから副増幅部５で増幅している。このようにすることで、副増幅部５から出力された高周波信号に対する可変減衰部１６，可変移相部１７の損失の影響がなくなるので、実施の形態３と同様の効果に加えて、実施の形態３と比較して、高周波増幅器の効率をさらに向上させることができるという効果が得られる。
【００８０】
また、実施の形態２で示した高周波増幅器に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いることもできる。
図６はこの発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，４と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
図６では、図３の分配部３と副増幅部５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いている。このようにしても、図５の場合と同様の効果が得られる。
また、図３の副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間に可変減衰部１６，可変移相部１７を用いているようにしても良く、実施の形態３と同様の効果が得られる。
【００８１】
実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００８２】
図７において、１８は副増幅部５を通過する高周波信号に対して遅延時間を与える遅延回路（遅延手段）である。図７では、分配部３と副増幅部５との間に遅延回路１８を設けるようにしている。主増幅部４側の経路が高周波信号に与える遅延時間と副増幅部５側の経路が高周波信号に与える遅延時間とを遅延回路１８によって一致させることによって、副増幅部５から主増幅部４への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【００８３】
遅延回路１８として、同軸線路などの一般的な線路を用いるようにしても良いし、バンドパスフィルタの遅延特性を利用する遅延フィルタなどを用いるようにしても良い。
【００８４】
なお、副増幅部５とサーキュレータ６との間に遅延回路１８を設けるようにしても良いし、主増幅部４と副増幅部５との遅延時間差の大小によっては、分配部３と主増幅部４との間または主増幅部４とサーキュレータ６との間に遅延回路１８を設けるようにしても良い。
【００８５】
また、実施の形態２による高周波増幅器に遅延回路１８を適用しても良い。つまり、図３において、分配部３と副増幅部５との間または副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間、分配部３と主増幅部４との間または増幅部１４Ａ，１４Ｂと９０度ハイブリッド１３との間に遅延回路１８を設けることによって同様の効果が得られる。
【００８６】
さらに、遅延回路１８の代わりに、主増幅部４を通過する高周波信号の周波数特性と副増幅部５を通過する高周波信号の周波数特性とを一致させる周波数イコライザを遅延回路１８と同様の構成で設けるようにしても広帯域化の効果が得られ、さらに、遅延回路１８，周波数イコライザの両方を設けても良い。
【００８７】
実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００８８】
図８において、１９は副増幅部５に入力される高周波信号の瞬時電力変化に対して副増幅部５から出力される高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段）である。この実施の形態６では、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を分配部３と副増幅部５との間に設けるようにしている。
【００８９】
高周波信号の瞬時電力がある値以上の場合にのみ副増幅部５は電力を出力するが、高周波増幅器全体の高効率化のためには副増幅部５が動作を開始する瞬時電力の値および瞬時入力電力に対する瞬時出力電力の変化を最適化する必要がある。すなわち副増幅部５側の入力電力変化に対する出力電力変化（いわゆるＡＭ−ＡＭ特性）を最適化する必要がある。
【００９０】
また、瞬時入力電力の変化によって副増幅部５の通過位相特性（いわゆるＡＭ−ＰＭ特性）が変化すると、サーキュレータ６を通過して主増幅部４の出力側に注入される高周波信号の位相が変化し、主増幅部４の見かけ上の負荷インピーダンスが所望の状態から変化してしまう。
以上のような現象を補償して最適な動作を実現するために、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を設けている。
【００９１】
ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は一般に非線形回路で構成することができる。
図９はＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９の構成例を示す図である。
図９において、２０は入力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２１は直流カット用の２つのコンデンサ、２２は直流バイアス電源、２３はバイアス用抵抗、２４はダイオード、２５は出力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）である。
【００９２】
図９のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は、入力端子２０と出力端子２５とを直列接続する２つのコンデンサ２１と、２つのコンデンサ２１の間とグランドとを接続するダイオード２４と、２つのコンデンサ２１の間にバイアス用抵抗２３を介して直流バイアスを与える直流バイアス電源２２とから構成されている。
【００９３】
図９に示したＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９は、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９７の２４３１ページに開示されているダイオードを用いた非線形回路の一例であり、通常は増幅器の非線形性（すなわち、歪み）を補償するためのリニアライザとして用いられるものである。このようにＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を構成することによって、簡単な構成で副増幅部５の非線形性を補償することができるという効果が得られる。
【００９４】
図９に限らず、非線形特性を一般的に有する回路の回路定数などを所望の値に変更することにより、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を構成することができる。
【００９５】
図１０は図９と別のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００９６】
図１０において、２６は分配部３が分配した高周波信号の一部を取り出す分配部（第３の分配手段）、２７は分配部２６によって分配された高周波信号の瞬時電力レベルを検出するレベル検出部（第１の振幅検出手段）、２８はレベル検出部２７の瞬時電力レベルに応じて可変減衰部２９（第２の振幅位相調整手段），可変移相部３０（第２の振幅位相調整手段）を制御する制御部（制御手段）である。
レベル検出部２７が検出した瞬時電力レベルに応じて、制御部２８があらかじめ記憶した減衰量・移相量になるように可変減衰部２９，可変移相部３０をそれぞれ調整することによって、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９として利用することができる。
【００９７】
図１１は図９，１０と別のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。図１０と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【００９８】
図１１に示した制御部２８は、分配部２６，レベル検出部２７によって検出された瞬時電力レベルに応じて、副増幅部５のバイアス条件を変化させるものである。副増幅部５はバイアス条件によって利得や通過位相が変化するので、入力された瞬時電力レベルに応じてバイアス条件を変化させてやれば所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性を実現できる。このように、バイアス条件を変化させることによって、高周波信号の第２の振幅位相調整手段として副増幅部５を利用している。
【００９９】
以上のように、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を設けることによって、副増幅部５が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力の値などを最適化することができるようになり、主増幅部４へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１００】
また、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９を実施の形態２に適用するようにしても良く、同様の効果が得られる。
【０１０１】
実施の形態７．
図１２はこの発明の実施の形態７による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１０２】
図１２において、３１は副増幅部５が出力した高周波信号の基本波成分と２倍波などの高調波成分とを分離するダイプレクサ（分離手段）、３２はダイプレクサ３１が分離した高調波成分の振幅を調整する可変減衰部（第３の振幅位相調整手段）、３３はダイプレクサ３１が分離した高調波成分の位相を調整する可変移相部（第３の振幅位相調整手段）、３４は可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分をダイプレクサ３１が分離した基本波成分と合成してサーキュレータ６へ出力するダイプレクサ（合成手段）である。
【０１０３】
良く知られているように、出力回路において２倍波などの高調波成分に対する負荷インピーダンスを最適化することで、高周波増幅器の効率や歪み特性を向上することができる。また、一般的に、副増幅部５に用いられるＣ級増幅器やＢ級増幅部はその非線形性によって高調波成分を多く出力する。
【０１０４】
そこで、副増幅部５から出力される高調波成分の振幅・位相を調節して、基本波成分と同様に主増幅部４の出力側へ注入することによって、主増幅部４の高調波に対する負荷インピーダンスを変えることが可能になり、主増幅部４の効率をさらに向上することができるようになる。
【０１０５】
副増幅部５で発生した基本波成分および高調波成分はダイプレクサ３１で分離される。基本波成分はダイプレクサ３４へ入力され、高調波成分は可変減衰部３２，可変移相部３３によってその振幅と位相が調整された後にダイプレクサ３４で基本波成分と再び合成され（図１２の点線矢印）、サーキュレータ６を介して主増幅部４の出力側に注入される。この際に、主増幅部４の出力側へ注入される高調波成分の最適条件（位相・振幅）を実現するように可変減衰部３２，可変移相部３３を調整する。
【０１０６】
副増幅部５が出力した高周波信号の高調波成分の振幅や位相を最適化して主増幅部４の出力側へ注入するようにしているので、高周波増幅器の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１０７】
なお、実施の形態２による高周波増幅器において、副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間にダイプレクサ３１，可変減衰部３２，可変移相部３３およびダイプレクサ３４を設けるようにしても良く、同様の効果が得られる。
【０１０８】
実施の形態８．
実施の形態７で示したダイプレクサ３４を図１の主増幅部４の出力側に設けるようにしても良い。
図１３はこの発明の実施の形態８による高周波増幅器の構成を示す図である。図１，１２と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１０９】
図１３では、ダイプレクサ３４をサーキュレータ６と主増幅部４との間に設けるようにしている。したがって、ダイプレクサ３１で分離された基本波成分は、サーキュレータ６を介してからダイプレクサ３１へ入力され、可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分とダイプレクサ３４において合成され、主増幅部４の出力側へ合成された基本波成分と高調波成分とが注入されるようになる。
【０１１０】
つまり、実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、実施の形態７と比較して、サーキュレータ６を通過するのは基本波成分だけになるので、基本波成分に合わせた狭帯域なサーキュレータ６を用いることが可能であり、サーキュレータ６の損失や大きさ・コストなどを低減でき、高周波増幅器としての効率の向上や低コスト化を実現できるという効果が得られる。
【０１１１】
実施の形態９．
図１４はこの発明の実施の形態９による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，１２と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１１２】
図１４において、３５は可変減衰部３２，可変移相部３３を通過した高調波成分を９０度の位相差を付けて分配する９０度ハイブリッド（第２の９０度ハイブリッド）である。３４Ａ，３４Ｂは増幅部１４Ａと９０度ハイブリッド１５との間、増幅部１４Ｂと９０度ハイブリッド１５との間にそれぞれ設けられ、基本波成分と高調波成分とを合成するダイプレクサ（第１の合成手段、第２の合成手段）である。
【０１１３】
主増幅部４を構成する増幅部１４Ａ，１４Ｂは、９０度ハイブリッド１３によって９０度の位相差で動作しているので、注入する高調波成分も９０度の位相差を有する必要がある。この実施の形態９では、９０度ハイブリッド３５を用いて２つに分配する高調波成分に９０度の位相差を与えて、９０度ハイブリッド１５を通過した基本波成分と９０度ハイブリッド３５を通過した高調波成分とをダイプレクサ３４Ａ，３４Ｂによってそれぞれ合成して増幅部１４Ａ，１４Ｂへ注入するようにしている。
【０１１４】
このようにすることで、実施の形態８と同様の効果が得られると共に、実施の形態８と異なりサーキュレータ６を用いる必要がないので、損失が低減し効率を向上することができるという効果が得られる。
【０１１５】
実施の形態１０．
図１５はこの発明の実施の形態１０による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１１６】
図１５において、３６はサーキュレータ６と出力端子２との間に設けられたアイソレータであり、サーキュレータ６から出力端子２へ高周波信号を通過するように設置されている。
【０１１７】
出力端子２がアンテナなどに直接接続される場合に、アンテナの周辺の環境によってアンテナから高周波信号が反射してくる場合がある。
この場合、サーキュレータ６の働きによって主増幅部４の出力側には反射波が現われない。しかしながら、副増幅部５の出力側にはサーキュレータ６を介して出力端子２から反射波が加わるため、アイソレータ３６を設けることによって反射波をアイソレーションするようにしている。このことによって、反射波による副増幅部５の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１１８】
また、実施の形態２の構成においても、９０度ハイブリッド１５と出力端子２との間にアイソレータ３６を設けるようにすれば、同様の効果が得られる。
【０１１９】
実施の形態１１．
実施の形態１０で示したアイソレータ３６を副増幅部５とサーキュレータ６との間に設けるようにしても良い。
図１６はこの発明の実施の形態１１による高周波増幅器の構成を示す図である。図１，１５と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２０】
図１６では、副増幅部５とサーキュレータ６との間にアイソレータ３６が設けられており、副増幅部５からの高周波信号をサーキュレータ６へ通過する方向に設置されている。アンテナからの反射波が出力端子２から入力しても、主増幅部４および副増幅部５の出力側には反射波が戻らないので、実施の形態１０と同様に、主増幅部４，副増幅部５の反射波による特性劣化を防ぐことができる。
【０１２１】
実施の形態１０と同様の効果が得られるとともに、実施の形態９と比較すると、主増幅部４が出力する高周波信号に対する損失はサーキュレータ６だけとなり、アイソレータ３６の分だけ損失を軽減することができ、高周波増幅器の効率を向上できるという効果が得られる。
【０１２２】
実施の形態１２．
実施の形態１０，１１で示したアイソレータ３６を実施の形態２による高周波増幅器に適用することもできる。
図１７はこの発明の実施の形態１２による高周波増幅器の構成を示す図である。図３，１５と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２３】
図１７では、副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間にアイソレータ３６を設けるようにしており、副増幅部５が出力した高周波信号を９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子へ通過する方向にアイソレータ３６が設置されている。
【０１２４】
主増幅部４の増幅部１４Ａ，１４Ｂが完全に同一の特性を有している場合には、９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子には増幅部１４Ａ，１４Ｂからの出力電力は現われない。しかしながら、増幅部１４Ａ，１４Ｂの特性が異なっている場合には、これに応じて９０度ハイブリッド１５のアイソレーション端子に増幅部１４Ａ，１４Ｂからの出力電力が現われて副増幅部５の出力側へ注入されてしまう。この現象によって、副増幅部５の特性が変化したり、場合によっては、本来瞬時電力が小さい場合には動作せず直流電流も流れないはずの副増幅部５が、出力側からの流入電力によって強制的に動作して電流が流れてしまうことが発生する。
【０１２５】
そこで、アイソレータ３６を副増幅部５と９０度ハイブリッド１５との間に設けることによって、増幅部１４Ａ，１４Ｂの特性が完全に同一でない場合にも、副増幅部５の出力側へ電力が流入することを防ぎ、高周波増幅器の安定化、高効率化に寄与することができるという効果が得られる。
【０１２６】
実施の形態１３．
図１８はこの発明の実施の形態１３による高周波増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１２７】
図１８において、３７はベースバンド信号が入力される入力端子、３８は入力端子３７からのベースバンド信号を処理・分配するベースバンド処理回路（ベースバンド処理手段）、３９はベースバンド処理回路３８からの２つのベースバンド信号を高周波信号に周波数変換する周波数変換回路（第１の周波数変換手段）である。
【０１２８】
周波数変換回路３９において、４０Ａ，４０Ｂは周波数変換用ミクサ、４１はローカル発振部である。ローカル発振部４１が出力するローカル信号とベースバンド処理回路３８が出力するベースバンド信号とを周波数変換用ミクサ４０Ａ，４０Ｂがそれぞれミキシングして、主増幅部４，副増幅部５にそれぞれ出力する。
【０１２９】
実施の形態１〜１２では、入力端子１に入力される信号は高周波信号であり、その高周波信号を分配部３で分配して、主増幅部４と副増幅部５に入力する構成としていたが、この実施の形態１３では、通信機のベースバンド処理部３８において低周波のベースバンド信号を２経路に分配する構成である。すなわち、主増幅部４が含まれる経路と副増幅部５が含まれる経路をベースバンド処理部３８で分配する構成である。
【０１３０】
入力端子３７に入力されたベースバンド信号は、ベースバンド処理部３８によって２つに分配された後、周波数変換回路３９によって高周波信号に周波数変換される。これら２つの高周波信号は、実施の形態１と同様に、主増幅部４および副増幅部５によってそれぞれ増幅され、サーキュレータ６を経由して出力端子２に出力される。
【０１３１】
ベースバンド処理部３８によってベースバンド信号を２つのベースバンド信号に処理・分配してから、周波数変換回路３９によって２つの高周波信号に変換するようにしているので、実施の形態３〜６で示した可変減衰部１６、可変移相部１７、遅延回路１８、周波数イコライザ、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部１９などの処理をベースバンド処理部３８に適用して、設計の容易な低い周波数帯域で上記の各処理を実現することが可能となる。したがって、これらの回路構成の自由度が増し、調整の容易な回路、精度の高い回路を構成することが可能となる。
【０１３２】
例えば図１９はベースバンド処理回路３８としてのＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成を示す図である。図１８と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１３３】
図１９において、４２は入力端子３７からのベースバンド信号を分配する分配部（第４の分配手段）、４３は分配部４２によって分配された高周波信号のレベルを検出するレベル検出部（第２の振幅検出手段）である。４４は制御部（制御手段）、４５はＲＯＭ，４６は高周波信号のレベル・位相を調整するレベル位相変換部（第４の振幅位相調整手段）である。制御部４４はレベル検出部４３が検出したレベル値を受けるとＲＯＭ４５にあらかじめ記憶されたデータを参照して、レベル位相変換部４６を制御する。また、４７Ａ，４７Ｂは分配部４２，レベル位相変換部４６からのデジタル信号をアナログ信号にそれぞれ変換するＤ／Ａ変換部である。
【０１３４】
入力端子３７に入力されたベースバンド信号は分配部４２によって２つに分配され、分配された一方のベースバンド信号はＤ／Ａ変換部４７Ａによってアナログのベースバンド信号に変換される。
また、分配された他方のベースバンド信号のレベルをレベル検出部４３が検出し、検出されたレベル値と予めＲＯＭ４５に記憶したデータとを参照して、レベル／位相変換部４６を制御部４４が制御してベースバンド信号のレベルや位相を調整する。レベルや位相が調整されたベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換部４７Ｂによってアナログのベースバンド信号に変換される。
Ｄ／Ａ変換部４７Ａ，４７Ｂがそれぞれ出力したベースバンド信号は、図１８に示した周波数変換部３９によって高周波信号にそれぞれ変換される。
【０１３５】
このように、ベースバンドのディジタル信号処理でこれらの処理を行なうので、高周波信号を処理する場合と比較すると、調整の自由度も大きく、より精度の高い処理が可能となり、結果として高周波増幅器の効率向上に寄与することができるという効果が得られる。
【０１３６】
また、図２０は副増幅部５が出力する高周波信号の一部をベースバンド信号に変換してベースバンド処理回路３８にフィードバックを行なう例を示す図である。図１９と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１３７】
図１９において、４８はデータの書き換えが可能なＲＡＭ，４９はアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、５０はローカル発振部４１からのローカル信号と高周波信号とをミキシングするミクサ（第２の周波数変換手段）、５１は副増幅器５が増幅した高周波信号をサーキュレータ６とミクサ５０とに分配する分配部（第５の分配手段）である。
【０１３８】
ベースバンド信号の入力端子３７から入力された信号は分配部４２で分配される。副増幅部５側の経路に分配されたベースバンド信号はレベル検出部４３でその瞬時レベルが検出され、検出された瞬時レベルとＲＡＭ４８に貯えられたデータとを参照して制御回路４４がレベル・位相変換部４６を制御し、所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性を実現する。
【０１３９】
また副増幅部５の出力の一部は分配部５１で取り出されて、ミクサ５０で周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換部４９でベースバンド信号に変換され制御回路４４に入力される。制御回路４４はＲＡＭ４８に貯えられた所望のＡＭ−ＡＭ／ＰＭ特性とＡ／Ｄ変換部４９の出力とを比較することによって、レベル・位相変換部４６の制御を調整することができる。この際にＲＡＭ４８のデータを最適なデータに書き換える。
【０１４０】
このように、副増幅部５が出力した高周波信号の一部を分配部５１によって取りだし、取り出された高周波信号をミクサ５０，Ａ／Ｄ変換器４９によってベースバンド信号に変換して、このベースバンド信号をもとに、参照するＲＡＭ４８のデータを制御回路４４が最適値に更新するようにしているので、温度変化などによって副増幅部５の特性が変化しても最適な制御を常に行うことができ、高効率な高周波増幅器が実現できるという効果が得られる。また、ＲＡＭ４８のデータを遠隔地に送信あるいは遠隔地から受信することにより遠隔地からの高周波増幅器のモニタや制御も可能となるという効果が得られる。
【０１４１】
なお、実施の形態６と同様に、制御回路４４が副増幅部５のバイアス条件を調整するようにしてもよく、第４の振幅位相調整手段として副増幅部５を利用することができる。
【０１４２】
また、図１８では、ベースバンド処理回路３８において主増幅部４，副増幅部５の経路を分けた構成を示したが、周波数変換回路３９以降を分配する構成でも良い。
【０１４３】
実施の形態１４．
実施の形態１〜１３で示した高周波増幅器をフィードフォワード増幅器に用いる場合について説明する。
図２１はこの発明の実施の形態１４によるフィードフォワード増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１４４】
図２１において、５２はフィードフォワード増幅器の入力端子、５３は入力端子５２に入力された高周波信号を分配する分配部、５４は分配部５３が分配した一方の高周波信号を増幅するフィードフォワード増幅器の主増幅部であり、実施の形態１の高周波増幅器の構成である。５５は分配部５３が分配した他方の高周波信号に遅延時間を与える遅延回路、５６は主増幅部５４からの高周波信号と遅延回路５５からの高周波信号を合成して２つに分配する合成分配部である。５７はフィードフォワード増幅器の歪み抽出ループであり、分配部５３，主増幅部５４，遅延回路５５，合成分配部５６から構成されている。
【０１４５】
５８は合成分配部５６が分配した一方の高周波信号に遅延時間を与える遅延回路、５９は合成分配部５６が分配した他方の高周波信号を増幅する補助増幅部、６０は遅延回路５８の出力と補助増幅部５９の出力とを合成する合成部、６１は合成部６０が合成した高周波信号を出力するフィードフォワード増幅器の出力端子である。６２はフィードフォワード増幅器の歪みキャンセルループであり、遅延回路５８，補助増幅部５９，合成部６０から構成されている。
【０１４６】
合成分配部５６の出力の一方は、歪み抽出ループ５７で抽出された歪み成分が出力され、補助増幅部５９で増幅された後、合成部６０に入力される。合成分配部５６の出力の他方は遅延回路５８を通過した後、補助増幅部５９の出力信号と合成部６０で合成される。この際に遅延回路５８を通過した歪み成分と補助増幅部５９で増幅された歪み成分が同振幅・逆位相となるようにすることで、主増幅部５４の歪み補償を行なう。
【０１４７】
フィードフォワード増幅器は、移動体通信基地局用増幅器など、ピーク電力比の大きな信号を低歪みで増幅する必要のある場合に用いられる。そのためフィードフォワード増幅器に設けた主増幅部５４は例えばバックオフの１０ｄＢ以上の動作状態で用いられることが多い。実施の形態１の高周波増幅器を主増幅部５４に用いることで、高効率でかつ低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することが実現できる。
【０１４８】
一般に歪み補償は、増幅器の歪みを低減するために有効であるが、増幅器の飽和電力の値を向上させることはできない。そのため、従来の技術において述べたような変調波の包絡線のピークが、増幅器の飽和によって切り取られることで発生する歪みを補償することは不可能であった。
【０１４９】
一方、この発明の実施の形態１による高周波増幅器では、バックオフが大きな状態でも効率が高い高周波増幅器を構成することが可能であり、これは別な観点では効率を低下させることなく、飽和電力を向上させた高周波増幅器を実現することが可能である。したがって、実施の形態１の高周波増幅器をフィードフォワード増幅器の主増幅部５４として用いることは非常に有効である。これによって、高効率で、より一層低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１５０】
図２１ではフィードフォワード増幅器の主増幅部５４として実施の形態１の高周波増幅器を用いたが、これに限定されるものではなく、実施の形態２〜１３の高周波増幅器を用いるようにしても良い。
【０１５１】
実施の形態１５．
図２２はこの発明の実施の形態１５による歪み補償増幅器の構成を示す図である。図１と同一または相当する構成については同一の符号を付してある。
【０１５２】
図２２において、６３は歪み補償増幅器の入力端子、６４はプレディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）、６５は実施の形態１の高周波増幅器で構成される増幅部、６６は歪み補償増幅器の出力端子である。
【０１５３】
入力端子６３と増幅部６５との間に設けられたプレディストーションリニアライザ６４は、増幅部６５の歪み特性と逆の非線形性を有するリニアライザである。
入力端子６３から入力された高周波信号はプレディストーションリニアライザ６４によって逆の非線形性が与えられてから、増幅部６５によって歪み特性が与えられて出力端子６６から出力される。プレディストーションリニアライザ６４の非線形性と増幅部６５の歪み特性とは互いに相殺されるようになっているので、出力端子６６には線形な高周波信号が得られる。
【０１５４】
実施の形態１４と同様な理由で、実施の形態１〜１３の高周波増幅器と、プレディストーションリニアライザ６４を組み合わせることで、高効率で、低歪みな歪み補償増幅器が実現できる。
【０１５５】
プレディストーションリニアライザ６４の代わりに、増幅部６５の歪み特性と逆の非線形性を有するポストディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）を増幅部６５と出力端子６６との間に設けるようにしても良い。
【０１５６】
実施の形態１６．
この実施の形態１６では、この発明による高周波増幅器の動作・効果を確認するために行った測定とその結果について説明する。
【０１５７】
図２３はこの発明の実施の形態１６による高周波増幅器の構成を示す図である。図２３の高周波増幅器は、特に実施の形態１を想定して、この発明の動作・効果を示すために試作したものである。
【０１５８】
図２３において、１ｅｘは高周波信号が入力される入力端子、７１ｅｘは入力電力測定のために入力端子１へ入力された高周波信号の電力の一部を取り出すカップラ、７２ｅｘはカップラ７１ｅｘによって取り出された高周波信号の電力を測定する電力計、３ｅｘは入力端子１ｅｘからの高周波信号を２つに分配する分配部で、実施の形態１で示した分配部３に相当する。
【０１５９】
４ｅｘは主増幅部であり、実施の形態１で示した主増幅部４（図１，２）に相当する。主増幅部４ｅｘにおいて、７３ｅｘは主増幅部４ｅｘのドライバ段を構成するドライバ増幅器、７ｅｘは最終段ＦＥＴの入力整合回路、８ｅｘは主増幅部４ｅｘの最終段を構成するＦＥＴ、９ｅｘは出力整合回路である。
出力整合回路９ｅｘは手動の可変のチューナーで構成されていて、測定のためにＦＥＴ８ｅｘに対する負荷インピーダンスを手動で変更できる。
【０１６０】
５ｅｘは副増幅部であり、実施の形態１で示した副増幅部５（図１，２）に相当する。副増幅部５ｅｘにおいて、７４ｅｘは副増幅部５ｅｘのドライバ段を構成するドライバ増幅器、１０ｅｘは最終段ＦＥＴの入力整合回路、１１ｅｘは副増幅部５ｅｘの最終段を構成するＦＥＴ、１２ｅｘは出力整合回路である。
【０１６１】
６ｅｘは副増幅部５ｅｘの出力を主増幅部４ｅｘの出力側に注入するサーキュレータであり、実施の形態１で示したサーキュレータ６（図１，２）に相当する。
また、１６ｅｘ，１７ｅｘはそれぞれ分配部３ｅｘと副増幅部４ｅｘとの間に設けられた可変減衰部、可変移相部であり、実施の形態４（図５）で示した可変減衰部１６，可変位相部１７にそれぞれ相当し、副増幅部５ｅｘ経路側の振幅、位相をそれぞれ調整するものである。７５ｅｘは電力計であり、サーキュレータ６ｅｘから出力された高周波信号の電力を測定する。
【０１６２】
主増幅部４ｅｘの最終段のＦＥＴ８ｅｘは三菱電機製ＭＧＦＳ３６Ｖ，副増幅部５ｅｘの最終段のＦＥＴ１１ｅｘは三菱電機製ＭＧＦＳ３２Ｖであり、いずれもマイクロ波帯用の一般的なＧａＡｓＦＥＴである。
【０１６３】
また、主増幅部４ｅｘ，副増幅部５ｅｘのドライバ増幅器７３ｅｘ，７４ｅｘは、三菱電機製ＧａＡｓＭＭＩＣ３段増幅器ＭＧＦ７１２２Ａを用いている。このＭＭＩＣもマイクロ波帯増幅器用の一般的なＭＭＩＣである。
【０１６４】
さらに、手動の可変のチューナーである出力整合回路９ｅｘ，サーキュレータ６ｅｘは、一般にマイクロ波回路用として市販されているものであり、ＭＡＵＲＹマイクロウェイブ社あるいはＴＲＡＫマイクロウエイブ社などから入手できる。
【０１６５】
主増幅部４ｅｘの最終段のＦＥＴ８ｅｘはＡＢ級（無信号時の電流２８０ｍＡ）にバイアスされている。一方、副増幅部５ｅｘの最終段のＦＥＴ１１ｅｘはＣ級（無信号時の電流０ｍＡ）にバイアスされている。以下の測定は周波数１．９ＧＨｚにおいて行われた。
【０１６６】
まず始めに、副増幅部５ｅｘを動作させずに、主増幅部４ｅｘのみを動作させて図２３の高周波増幅器の飽和電力および効率の測定を行なった。つまり、従来の技術による高周波増幅器の課題を確認するための測定であり、主増幅部４ｅｘの出力整合回路９ｅｘを、飽和電力が大きくなる負荷インピーダンス条件Ａ（以下、単に負荷条件Ａという）に固定した場合と、小信号時に効率が良好になる負荷インピーダンス条件Ｂ（以下、単に負荷条件Ｂという）に固定した場合に関してそれぞれ測定を行なった。
【０１６７】
図２４はこの測定結果である。横軸に出力電力をｄＢｍ単位で取り、その時の利得（左側縦軸、出力電力−入力電力、ｄＢ単位）ならびに効率（右側縦軸、％単位）をグラフ化したものである。
【０１６８】
図２４から分かるように、飽和電力が大きい負荷条件Ａでは、飽和電力（図２４で利得が急激に低下している出力電力で表わされる）は３７．２ｄＢｍが得られている。この負荷条件Ａでは、小出力電力時、例えば出力電力３０ｄＢｍ（バックオフ７．２ｄＢ）のときの効率は２５％である。
【０１６９】
一方、小信号時に効率が良い負荷条件Ｂでは、出力電力３０ｄＢｍ時には効率が３２％となっているが、飽和電力は３５．５ｄＢｍに低下している。すなわち、飽和電力が大きな負荷条件Ａにすると小電力時に効率が低下し、小電力時に効率が良好な負荷条件Ｂにすると飽和電力が不足するという従来の技術の課題を示す結果が得られている。
【０１７０】
次に、出力整合回路９ｅｘの負荷インピーダンス条件を小電力時に効率が良好な負荷条件Ｂに固定し、Ｃ級にバイアスされた副増幅部５ｅｘを動作させて測定を行なった。この場合こそが発明の高周波増幅器に相当する。このときの測定の結果を図２５に示す。図２４と同様に、横軸は出力電力であり、利得（左側縦軸）と効率（右側縦軸）をグラフにしている。副増幅部５ｅｘを動作させない場合の従来の特性も併記した。
【０１７１】
出力電力３０ｄＢｍ以下では、副増幅部５ｅｘはオフ状態であり出力電力を発生していない。そのため副増幅部５ｅｘを動作させていない従来の場合と、副増幅部５ｅｘを動作させている発明の場合とは、同様の特性を示している。
そして、出力電力が３０ｄＢｍを越えるあたりから、実施の形態１で説明したように、副増幅部５ｅｘがオン状態になり出力に電力が現われて、サーキュレータ６ｅｘを経由して主増幅部４ｅｘの出力側に注入されている。この注入電力によって、見かけのインピーダンスが変化し飽和電力が増加している。
【０１７２】
このときの飽和電力は３７．５ｄＢｍであり、図２４に示した飽和電力が最大になる負荷条件Ａの場合と、ほぼ同等な飽和電力が得られている。なお、図２５の効率は、副増幅部５ｅｘの消費電力も含んだ値である。
【０１７３】
これにより、飽和電力を大きくする負荷条件（図２４のＡ）と同等な飽和電力３７．５ｄＢｍを実現して、かつバックオフ動作時、例えば出力電力３０ｄＢｍ動作において、効率を２５％から３２％に向上できるという効果が確認された。
【０１７４】
以上の測定により、Ｃ級にバイアスされた副増幅部５ｅｘと出力側のサーキュレータ６ｅｘを用いたこの発明の構成によって、飽和電力を大きくしつつ、小電力時すなわちバックオフ動作時の効率を向上できるというこの発明の優れた効果が明確になった。
【０１７５】
以上、この発明の目的として、ピーク電力比の大きな変調波を高効率で増幅する、すなわちバックオフが大きな状態でも高効率な高周波増幅器を構成することを目的として述べた。しかし、この発明の高周波増幅器の構成による負荷インピーダンスの切り替え時間は十分に高速であるから、従来（整合回路に設けたスイッチを切り替える手法）の主たる目的、すなわち高周波増幅器の高出力モードと低出力モードを切り替えて、いずれの場合でも高効率動作を実現するという目的にも適応できることは言うまでもない。
【０１７６】
従来では高周波増幅器の出力回路に用いることのできるほど十分な耐電力特性を有し、損失の少ないスイッチや可変素子を構成することが難しく、結果として効率の改善効果が小さいという問題点があるが、この発明で用いているサーキュレータや９０度ハイブリッドは一般に十分な耐電力特性を有し、しかも損失も少ないため、結果として安定に動作し効率の良好な高周波増幅器を構成することが可能である。
【０１７７】
【発明の効果】
以上のように、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を常に増幅する主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を主増幅手段の出力側へ注入するとともに、主増幅手段が増幅した高周波信号を出力端子から出力するサーキュレータとを備えるようにしたので、変調された高周波信号の包絡線変化に追従して出力負荷インピーダンスを変化させることができるようになり、高周波信号の瞬時電力が小さい場合には高効率の増幅器として動作し、高周波信号の瞬時電力が大きい場合には飽和電力の大きい増幅器として動作する高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１７８】
この発明によれば、入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、第１の分配手段が分配した一方の高周波信号を９０度の位相差を付けて分配する第２の分配手段と、高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、第２の分配手段が分配した高周波信号を常にそれぞれ増幅する第１の主増幅手段および第２の主増幅手段と、高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、第１の分配手段が分配した他方の高周波信号を増幅する副増幅手段と、副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の主増幅手段の出力側および第２の主増幅手段の出力側へそれぞれ注入するとともに、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段がそれぞれ増幅した高周波信号を合成して出力端子から出力する第１の９０度ハイブリッドとを備えるようにしたので、高周波信号に対する損失が軽減されて高周波増幅器の効率を向上することができるとともに、コストを低減することができるという効果が得られる。
【０１７９】
この発明によれば、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号に遅延時間を与える遅延手段を備えるようにしたので、主増幅手段側の経路が高周波信号に与える遅延時間と副増幅手段側の経路が高周波信号に与える遅延時間とを一致させられるようになり、副増幅手段から主増幅手段への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【０１８０】
この発明によれば、主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号の周波数特性を変化させる周波数イコライザを備えるようにしたので、主増幅手段側の経路が高周波信号に与える周波数特性と副増幅手段側の経路が高周波信号に与える周波数特性とを一致させられるようになり、副増幅手段から主増幅手段への高周波信号の注入の効果を広帯域にわたって実現できるという効果が得られる。
【０１８１】
この発明によれば、副増幅手段へ入力する高周波信号の瞬時電力変化に対して、副増幅器から出力する高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段を第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８２】
この発明によれば、ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段入力端子とＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段出力端子との間に直列接続される２つのコンデンサと、２つのコンデンサの間とグランドとを接続するダイオードと、２つのコンデンサの間に対してバイアス用抵抗を介して接続される直流バイアス電源とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８３】
この発明によれば、高周波信号の一部を分配する第３の分配手段と、第３の分配手段が分配した高周波信号の振幅を検出する第１の振幅検出手段と、第３の分配手段を通過した高周波信号の振幅および位相を調整する第２の振幅位相調整手段と、第１の振幅検出手段が検出した高周波信号の振幅を参照して、第２の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段が備えるようにしたので、副増幅手段が動作する電力レベルや入力電力に対する出力電力の値などを最適化することができるようになり、主増幅手段へ注入される信号が最適化されて、高周波増幅器全体の効率を改善できるという効果が得られる。
【０１８４】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段とサーキュレータとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８５】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、分離手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８６】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、サーキュレータと副増幅手段との間に設けられ、分離手段が分離した基本波成分と第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分とを合成する合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、サーキュレータの損失や大きさ・コストなどを低減でき、主増幅手段の高調波成分に対する負荷インピーダンスを調整することができるようになり、主増幅手段の効率をさらに向上することができるという効果が得られる。
【０１８７】
この発明によれば、副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離して、基本波成分を第１の９０度ハイブリッドへ出力する分離手段と、分離手段が分離した高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、第３の振幅位相調整手段が調整した高調波成分を２つに分配する第２の９０度ハイブリッドと、第１の９０度ハイブリッドと第１の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの一方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第１の合成手段と、第１の９０度ハイブリッドと第２の主増幅手段との間に設けられ、第２の９０度ハイブリッドからの他方の高調波成分と第１の９０度ハイブリッドを介した基本波成分とを合成する第２の合成手段とを第１の振幅位相調整手段が備えるようにしたので、損失が低減し効率を向上することができるという効果が得られる。
【０１８８】
この発明によれば、サーキュレータと出力端子との間に設けられ、サーキュレータからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたので、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１８９】
この発明によれば、第１の９０度ハイブリッドと出力端子との間に設けられ、第１の９０度ハイブリッドからの高周波信号を出力端子へ通過するアイソレータを備えるようにしたので、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９０】
この発明によれば、副増幅手段とサーキュレータとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号をサーキュレータへ通過するアイソレータを備えるようにしたので、損失を軽減しながら、反射波による副増幅手段の特性変化を防ぐことができ、さらに安定して高効率な高周波増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９１】
この発明によれば、副増幅手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、副増幅手段が増幅した高周波信号を第１の９０度ハイブリッドへ通過するアイソレータを備えるようにしたので、第１の主増幅手段および第２の主増幅手段の特性が完全に同一でない場合にも、副増幅手段の出力側へ電力が流入することを防ぎ、高周波増幅器の安定化、高効率化に寄与することができるという効果が得られる。
【０１９２】
この発明によれば、入力端子から入力されたベースバンド信号を処理するベースバンド処理手段を第１の分配手段が備え、ベースバンド処理手段が処理したベースバンド信号を主増幅手段および副増幅手段へそれぞれ入力する高周波信号に周波数変換する第１の周波数変換手段を備えるようにしたので、設計の容易な低い周波数帯域で処理を実現することが可能となり、回路構成の自由度が増し、調整の容易な回路、精度の高い回路を構成することが可能となる。
【０１９３】
この発明によれば、入力端子から入力されたベースバンド信号を２つに分配する第４の分配手段と、第４の分配手段が分配した一方のベースバンド信号の振幅を検出する第２の振幅検出手段と、第２の振幅検出手段からのベースバンド信号の振幅および位相を調整する第４の振幅位相調整手段と、第２の振幅検出手段が検出したベースバンド信号の振幅とあらかじめ用意されたデータとを参照して、第４の振幅位相調整手段を制御する制御手段とをベースバンド処理手段が備えるようにしたので、調整の自由度も大きく、より精度の高い処理が可能となり、高周波増幅器の効率向上に寄与することができるという効果が得られる。
【０１９４】
この発明によれば、副増幅手段が出力した高周波信号を分配する第５の分配手段と、第５の分配手段が分配した高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する第２の周波数変換手段とを備え、制御手段は、第２の周波数変換手段が周波数変換したベースバンド信号を参照して、あらかじめ用意されたデータを更新するようにしたので、副増幅手段の特性が変化しても最適な制御を常に行うことができ、高効率な高周波増幅器が実現できるという効果が得られ、制御手段のデータを遠隔地に送信あるいは遠隔地から受信することにより遠隔地からの高周波増幅器のモニタや制御も可能となるという効果が得られる。
【０１９５】
この発明によれば、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器を歪み抽出ループに備えるようにしたので、高効率で、より一層低歪みなフィードフォワード増幅器を構成することができるという効果が得られる。
【０１９６】
この発明によれば、請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器と、高周波増幅器が高周波信号に与える歪み特性を補償するディストーションリニアライザを備えるようにしたので、高効率で、低歪みな歪み補償増幅器が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２】 主増幅部および副増幅部の構成の一例を示す図である。
【図３】 この発明の実施の形態２による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図４】 この発明の実施の形態３による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態４による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態５による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態６による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図９】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成例を示す図である。
【図１０】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１１】 ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部を備えた高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態７による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１３】 この発明の実施の形態８による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１４】 この発明の実施の形態９による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１０による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１１による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１２による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１３による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１９】 ベースバンド処理回路としてのＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部の構成を示す図である。
【図２０】 副増幅部が出力する高周波信号の一部をベースバンド信号に変換してベースバンド処理回路にフィードバックを行なう例を示す図である。
【図２１】 この発明の実施の形態１４によるフィードフォワード増幅器の構成を示す図である。
【図２２】 この発明の実施の形態１５による歪み補償増幅器の構成を示す図である。
【図２３】 この発明の実施の形態１６による高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２４】 図２３の高周波増幅器において副増幅部を動作させない場合の測定結果を示す図である。
【図２５】 図２３の高周波増幅器において副増幅部を動作させた場合の測定結果と副増幅部を動作させない場合の測定結果とを比較する図である。
【図２６】 包絡線が変動する高周波信号の時間波形の一例を示す図ある。
【図２７】 高周波増幅器の増幅素子から見た負荷インピーダンスに対する飽和電力および効率の変化をスミスチャート上で模式的に示す図である。
【図２８】 特開平９−２８４０６１号公報に開示された従来の高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２９】 従来の高周波増幅器に用いられる出力整合回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 入力端子、２ 出力端子、３ 分配部（第１の分配手段）、４ 主増幅部（主増幅手段）、５ 副増幅部（副増幅手段）、６ サーキュレータ、７ 入力整合回路、８ 増幅素子、９ 出力整合回路、１０ 入力整合回路、１１ 増幅素子、１２ 出力整合回路、１３ ９０度ハイブリッド（第２の分配手段）、１４Ａ，１４Ｂ 増幅部（第１の主増幅手段、第２の主増幅手段）、１５ ９０度ハイブリッド（第１の９０度ハイブリッド）、１６ 可変減衰部（第１の振幅位相調整手段）、１７ 可変移相部（第１の振幅位相調整手段）、１８ 遅延回路（遅延手段）、１９ ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段）、２０ 入力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２１ コンデンサ、２２ 直流バイアス電源、２３ バイアス用抵抗、２４ ダイオード、２５ 出力端子（ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整部入力端子）、２６ 分配部（第３の分配手段）、２７ レベル検出部（第１の振幅検出手段）、２８ 制御部（制御手段）、２９ 可変減衰部（第２の振幅位相調整手段）、３０ 可変移相部（第２の振幅位相調整手段）、３１ ダイプレクサ（分離手段）、３２ 可変減衰部（第３の振幅位相調整手段）、３３ 可変移相部（第３の振幅位相調整手段）、３４ ダイプレクサ（合成手段）、３４Ａ，３４Ｂ ダイプレクサ（第１の合成手段、第２の合成手段）、３５ ９０度ハイブリッド（第２の９０度ハイブリッド）、３６ アイソレータ、３７ 入力端子、３８ ベースバンド処理回路（ベースバンド処理手段）、３９ 周波数変換回路（第１の周波数変換手段）、４０Ａ，４０Ｂ 周波数変換用ミクサ、４１ ローカル発振部、４２ 分配部（第４の分配手段）、４３ レベル検出部（第２の振幅検出手段）、４４ 制御部（制御手段）、４５ ＲＯＭ，４６ レベル位相変換部（第４の振幅位相調整手段）、４７Ａ，４７Ｂ Ｄ／Ａ変換部、４８ ＲＡＭ，４９ Ａ／Ｄ変換器、５０ ミクサ（第２の周波数変換手段）、５１ 分配部（第５の分配手段）、５２ 入力端子、５３ 分配部、５４ 主増幅部、５５ 遅延回路、５６ 合成分配部、５７ 歪み抽出ループ、５８ 遅延回路、５９ 補助増幅部、６０ 合成部、６１ 出力端子、６２ 歪みキャンセルループ、６３ 入力端子、６４ プレディストーションリニアライザ（ディストーションリニアライザ）、６５ 増幅部、６６ 出力端子、１ｅｘ 入力端子、３ｅｘ 分配部、４ｅｘ 主増幅部、５ｅｘ 副増幅部、６ｅｘ サーキュレータ、７ｅｘ 入力整合回路、８ｅｘ ＦＥＴ、９ｅｘ 出力整合回路、１０ｅｘ 入力整合回路、１１ｅｘ ＦＥＴ、１２ｅｘ 出力整合回路、１６ｅｘ 可変減衰部、１７ｅｘ 可変移相部、７１ｅｘ カップラ、７２ｅｘ 電力計、７３ｅｘ ドライバ増幅器、７４ｅｘ ドライバ増幅器、７５ｅｘ 電力計、１ｅｘ 入力端子、３ｅｘ 分配部、４ｅｘ 主増幅部、５ｅｘ 副増幅部、６ｅｘ サーキュレータ、７ｅｘ 入力整合回路、８ｅｘ ＦＥＴ、９ｅｘ 出力整合回路、１０ｅｘ 入力整合回路、１１ｅｘ ＦＥＴ、１２ｅｘ 出力整合回路、１６ｅｘ 可変減衰部、１７ｅｘ 可変移相部、７１ｅｘ カップラ、７２ｅｘ 電力計、７３ｅｘ ドライバ増幅器、７４ｅｘ ドライバ増幅器、７５ｅｘ 電力計。
Claims (20)
- 入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、
上記高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、上記第１の分配手段が分配した一方の上記高周波信号を常に増幅する主増幅手段と、
上記高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、上記第１の分配手段が分配した他方の上記高周波信号を増幅する副増幅手段と、
上記副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、
上記副増幅手段が増幅した上記高周波信号を上記主増幅手段の出力側へ注入するとともに、上記主増幅手段が増幅した上記高周波信号を出力端子から出力するサーキュレータとを備えることを特徴とする高周波増幅器。 - 入力端子から入力された高周波信号を分配する第１の分配手段と、
上記第１の分配手段が分配した一方の上記高周波信号を９０度の位相差を付けて分配する第２の分配手段と、
上記高周波信号の瞬時電力が小さい場合に効率整合するように形成され、上記第２の分配手段が分配した上記高周波信号を常にそれぞれ増幅する第１の主増幅手段および第２の主増幅手段と、
上記高周波信号の瞬時電力が大きい場合にのみ、上記第１の分配手段が分配した他方の上記高周波信号を増幅する副増幅手段と、
上記副増幅手段を通過する高周波信号の振幅および位相を調整する第１の振幅位相調整手段と、
上記副増幅手段が増幅した上記高周波信号を上記第１の主増幅手段の出力側および上記第２の主増幅手段の出力側へそれぞれ注入するとともに、上記第１の主増幅手段および上記第２の主増幅手段がそれぞれ増幅した上記高周波信号を合成して出力端子から出力する第１の９０度ハイブリッドとを備えることを特徴とする高周波増幅器。 - 主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号に遅延時間を与える遅延手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波増幅器。
- 主増幅手段を通過する高周波信号または副増幅手段を通過する高周波信号の周波数特性を変化させる周波数イコライザを備えることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器。
- 第１の振幅位相調整手段は、
副増幅手段へ入力する高周波信号の瞬時電力変化に対して、上記副増幅手段から出力する上記高周波信号の瞬時電力変化および通過位相特性を調整するＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段であることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器。 - ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段は、
ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段入力端子とＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段出力端子との間に直列接続される２つのコンデンサと、
上記２つのコンデンサの間とグランドとを接続するダイオードと、
上記２つのコンデンサの間に対してバイアス用抵抗を介して接続される直流バイアス電源とを備えることを特徴とする請求項５記載の高周波増幅器。 - ＡＭ−ＡＭ／ＰＭ調整手段は、
高周波信号の一部を分配する第３の分配手段と、
上記第３の分配手段が分配した上記高周波信号の振幅を検出する第１の振幅検出手段と、
上記第３の分配手段を通過した上記高周波信号の振幅および位相を調整する第２の振幅位相調整手段と、
上記第１の振幅検出手段が検出した上記高周波信号の振幅を参照して、上記第２の振幅位相調整手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする請求項５記載の高周波増幅器。 - 第１の振幅位相調整手段は、
副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、
上記分離手段が分離した上記高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、
上記分離手段とサーキュレータとの間に設けられ、上記分離手段が分離した上記基本波成分と上記第３の振幅位相調整手段が調整した上記高調波成分とを合成する合成手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。 - 第１の振幅位相調整手段は、
副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、
上記分離手段が分離した上記高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、
上記分離手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、上記分離手段が分離した上記基本波成分と上記第３の振幅位相調整手段が調整した上記高調波成分とを合成する合成手段とを備えることを特徴とする請求項２記載の高周波増幅器。 - 第１の振幅位相調整手段は、
副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離する分離手段と、
上記分離手段が分離した上記高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、
サーキュレータと主増幅手段との間に設けられ、上記分離手段が分離した上記基本波成分と上記第３の振幅位相調整手段が調整した上記高調波成分とを合成する合成手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。 - 第１の振幅位相調整手段は、
副増幅手段が増幅した高周波信号の基本波成分と高調波成分とを分離して、上記基本波成分を第１の９０度ハイブリッドへ出力する分離手段と、
上記分離手段が分離した上記高調波成分の振幅および位相を調整する第３の振幅位相調整手段と、
上記第３の振幅位相調整手段が調整した上記高調波成分を２つに分配する第２の９０度ハイブリッドと、
上記第１の９０度ハイブリッドと第１の主増幅手段との間に設けられ、上記第２の９０度ハイブリッドからの一方の上記高調波成分と上記第１の９０度ハイブリッドを介した上記基本波成分とを合成する第１の合成手段と、
上記第１の９０度ハイブリッドと第２の主増幅手段との間に設けられ、上記第２の９０度ハイブリッドからの他方の上記高調波成分と上記第１の９０度ハイブリッドを介した上記基本波成分とを合成する第２の合成手段とを備えることを特徴とする請求項２記載の高周波増幅器。 - サーキュレータと出力端子との間に設けられ、上記サーキュレータからの高周波信号を上記出力端子へ通過するアイソレータを備えることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。
- 第１の９０度ハイブリッドと上記出力端子との間に設けられ、上記第１の９０度ハイブリッドからの高周波信号を上記出力端子へ通過するアイソレータを備えることを特徴とする請求項２記載の高周波増幅器。
- 副増幅手段とサーキュレータとの間に設けられ、上記副増幅手段が増幅した高周波信号を上記サーキュレータへ通過するアイソレータを備えることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。
- 副増幅手段と第１の９０度ハイブリッドとの間に設けられ、上記副増幅手段が増幅した高周波信号を上記第１の９０度ハイブリッドへ通過するアイソレータを備えることを特徴とする請求項２記載の高周波増幅器。
- 第１の分配手段は、
入力端子から入力されたベースバンド信号を処理するベースバンド処理手段を備え、
上記ベースバンド処理手段が処理した上記ベースバンド信号を主増幅手段および副増幅手段へそれぞれ入力する高周波信号に周波数変換する第１の周波数変換手段を備えることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。 - ベースバンド処理手段は、
入力端子から入力されたベースバンド信号を２つに分配する第４の分配手段と、
上記第４の分配手段が分配した一方の上記ベースバンド信号の振幅を検出する第２の振幅検出手段と、
上記第２の振幅検出手段からの上記ベースバンド信号の振幅および位相を調整する第４の振幅位相調整手段と、
上記第２の振幅検出手段が検出した上記ベースバンド信号の振幅とあらかじめ用意されたデータとを参照して、上記第４の振幅位相調整手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする請求項１６記載の高周波増幅器。 - 副増幅手段が出力した高周波信号を分配する第５の分配手段と、
上記第５の分配手段が分配した上記高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する第２の周波数変換手段とを備え、
制御手段は、上記第２の周波数変換手段が周波数変換した上記ベースバンド信号を参照して、あらかじめ用意されたデータを更新することを特徴とする請求項１７記載の高周波増幅器。 - 入力端子から入力された高周波信号の歪みを抽出する歪み抽出ループと、上記歪み抽出ループが抽出した歪みを用いて高周波信号の歪みを保証する歪みキャンセルループとを備えたフィードフォワード増幅器において、
請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器を歪み抽出ループに備えることを特徴とするフィードフォワード増幅器。 - 請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載の高周波増幅器と、上記高周波増幅器が高周波信号に与える歪み特性を補償するディストーションリニアライザを備えることを特徴とする歪み補償増幅器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000269077A JP4786021B2 (ja) | 2000-09-05 | 2000-09-05 | 高周波増幅器、フィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器 |
| PCT/JP2001/007492 WO2002021685A1 (fr) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | Amplificateur haute frequence, amplificateur a correction aval et amplificateur a compensation de distorsion |
| CNB01802680XA CN100426664C (zh) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | 高频放大器 |
| EP01961218A EP1317063B1 (en) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | High-frequency amplifier |
| DE60131861T DE60131861D1 (de) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | Hochfrequenzverstärker |
| KR1020027005799A KR100597157B1 (ko) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | 고주파 증폭기 |
| US10/111,411 US6894562B2 (en) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | High-frequency amplifier, feed-forward amplifier and distortion compensating amplifier |
| CA002389303A CA2389303C (en) | 2000-09-05 | 2001-08-30 | High-frequency amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000269077A JP4786021B2 (ja) | 2000-09-05 | 2000-09-05 | 高周波増幅器、フィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002076781A JP2002076781A (ja) | 2002-03-15 |
| JP4786021B2 true JP4786021B2 (ja) | 2011-10-05 |
Family
ID=18755753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000269077A Expired - Fee Related JP4786021B2 (ja) | 2000-09-05 | 2000-09-05 | 高周波増幅器、フィードフォワード増幅器および歪み補償増幅器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6894562B2 (ja) |
| EP (1) | EP1317063B1 (ja) |
| JP (1) | JP4786021B2 (ja) |
| KR (1) | KR100597157B1 (ja) |
| CN (1) | CN100426664C (ja) |
| CA (1) | CA2389303C (ja) |
| DE (1) | DE60131861D1 (ja) |
| WO (1) | WO2002021685A1 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI115935B (fi) * | 2003-02-25 | 2005-08-15 | Nokia Corp | Menetelmä ja laite tehovahvistimen ominaisuuksien säätämiseksi |
| US7038539B2 (en) * | 2003-05-06 | 2006-05-02 | Powerwave Technologies, Inc. | RF amplifier employing active load linearization |
| CN100388623C (zh) * | 2003-07-15 | 2008-05-14 | 福州大学 | 平行式失真信号发生器及其功放应用电路 |
| US7062234B2 (en) | 2003-07-28 | 2006-06-13 | Andrew Corporation | Pre-distortion cross-cancellation for linearizing power amplifiers |
| US20050134377A1 (en) * | 2003-12-23 | 2005-06-23 | Dent Paul W. | Doherty amplifier |
| US7339426B2 (en) * | 2004-03-19 | 2008-03-04 | Powerwave Technologies, Inc. | High efficiency linear amplifier employing dynamically controlled back off |
| US7440733B2 (en) | 2004-04-09 | 2008-10-21 | Powerwave Technologies, Inc. | Constant gain nonlinear envelope tracking high efficiency linear amplifier |
| US20060017509A1 (en) * | 2004-07-21 | 2006-01-26 | Veitschegger William K | Auxiliary transistor gate bias control system and method |
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-
2000
- 2000-09-05 JP JP2000269077A patent/JP4786021B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-08-30 CA CA002389303A patent/CA2389303C/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-08-30 US US10/111,411 patent/US6894562B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-08-30 EP EP01961218A patent/EP1317063B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-08-30 CN CNB01802680XA patent/CN100426664C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-08-30 DE DE60131861T patent/DE60131861D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-08-30 KR KR1020027005799A patent/KR100597157B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-08-30 WO PCT/JP2001/007492 patent/WO2002021685A1/ja active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1317063A4 (en) | 2005-08-17 |
| US20020171477A1 (en) | 2002-11-21 |
| US6894562B2 (en) | 2005-05-17 |
| CN100426664C (zh) | 2008-10-15 |
| WO2002021685A1 (fr) | 2002-03-14 |
| KR20020067513A (ko) | 2002-08-22 |
| EP1317063B1 (en) | 2007-12-12 |
| KR100597157B1 (ko) | 2006-07-05 |
| CA2389303C (en) | 2005-12-06 |
| DE60131861D1 (de) | 2008-01-24 |
| CA2389303A1 (en) | 2002-03-14 |
| CN1389016A (zh) | 2003-01-01 |
| JP2002076781A (ja) | 2002-03-15 |
| EP1317063A1 (en) | 2003-06-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100303 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110713 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |