JP4765502B2 - 同期整流型フォワードコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、出力電流を同期整流するフォワードコンバータに関するものである。

従来の同期整流型のフォワードコンバータとして特許文献１が開示されている。図１にその特許文献１のコンバータの回路を示す。

この図１に示す回路では、トランス４の１次側の主スイッチ素子２は、オンすると２次側の整流側同期整流素子５がオンし、転流側スイッチ素子６がオフする。ここで転流側スイッチ素子６のターンオフが遅れると、２つのスイッチ素子５，６を通る短絡経路が形成されてしまうので、トランス４の３次巻線４ｃに直列に駆動スイッチ素子７を設け、１次側の主スイッチ素子２をターンオンする信号で駆動スイッチ素子７をオンさせるように構成している。この構成によって、１次側の主スイッチ素子２がオンする直前に転流側スイッチ素子６のゲート容量の電荷を、駆動スイッチ素子７を介して引き抜き、転流側スイッチ素子６を速やかにオフして短絡を防止する。

このように、２次側にチョークコイルを有し、２次巻線や補助巻線に発生する電圧によって２次側の同期整流素子および転流側スイッチ素子をオン／オフする同期整流型のフォワードコンバータにおいては、主スイッチのスイッチング動作が停止すると、または出力端子に比較的高い電圧が印加されると、２次側が自励発振して２次側から１次側へ電力が逆流する（回生される）という問題が生じる。

そこで、特許文献２には、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知する自励発振検知回路を設け、自励発振が検知された時、転流側同期整流器のゲート・ソース間に設けたスイッチをオンし、ゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させて転流側同期整流器をオフさせるようにして自励発振を停止させるようにした回路が示されている。

また、特許文献３には、転流側スイッチ素子のゲート・ソース間に補助スイッチ素子を接続し、整流側スイッチ素子のゲート信号により転流側スイッチ素子のゲートをオフする構成が示されている。このことにより自励発振の周波数を高く設定して、外部から逆流する電流を小さく抑え、逆流・自励発振による同期整流素子の電流ストレスを軽減するようにしている。
特開２０００−２６２０５１号公報 特開２００３−３０４６８４号公報 特開２００３−２４４９５２号公報

ところが、特許文献２に示されているコンバータでは、転流側同期整流素子のオフタイミングスイッチと自励発振時の停止スイッチの２つの補助スイッチが必要となり、回路が複雑化する。

また、特許文献３に示されているコンバータでは、転流側スイッチ素子のゲート・ソース間に補助スイッチ素子を設けた場合に、転流側スイッチ素子のオフタイミングを転流側スイッチ素子のハーフオン状態で検知しているため、逆流防止回路としての動作で過剰なストレスがスイッチ素子（主スイッチ素子，同期整流用スイッチ素子）に掛かる。さらに、整流側同期整流素子オフ時の補助スイッチのオフ遅れにより、補助スイッチ素子がトランスの巻線の両端をショートする場合があり、補助スイッチ素子が破壊するおそれがあるなどの問題があった。

そこで、この発明の目的は、上述の問題を解消し、出力過電圧による逆流動作および自励発振が生じても同期整流用スイッチ素子へのストレスを軽減して安定動作する、または自励発振を停止させる同期整流型フォワードコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、この発明の同期整流型フォワードコンバータは次のように構成する。

（１）１次巻線（Ｎ１）と２次巻線（Ｎ２）を備えたトランス（Ｔ）と、該トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、前記トランス（Ｔ）の２次巻線（Ｎ２）に対して直列に接続したチョークコイル（Ｌ２）と、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサ（Ｃ１）と、前記トランス（Ｔ）の２次巻線（Ｎ２）に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子（整流側同期整流素子Ｑ２）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子（転流側同期整流素子Ｑ３）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路（２３）と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記トランス（Ｔ）の補助巻線（Ｎ４）に対して直列に接続され、前記転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子に対する、前記トランス（Ｔ）の補助巻線（Ｎ４）の起電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）と、
前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン時に前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）をオンする制御用スイッチ素子駆動回路（２４）と、
前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）に対する制御電圧信号を生成する制御電圧信号生成回路（２６）と、
前記スイッチング制御回路（２３）の制御停止状態を検知する１次側制御停止検知回路（２５）と、
前記１次側制御停止検知回路（２５）の出力に基づき、１次側制御停止時に前記制御電圧信号生成回路（２６）から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）へオン制御電圧信号を与える１次側制御停止時制御回路（２７）と、
を備え、
前記１次側制御停止時制御回路（２７）を介して前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）へ与えられる前記オン制御電圧信号によって駆動され、前記整流スイッチ素子（Ｑ２）の制御電圧を制御する、整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ６）を更に設けたことを特徴とする。

（２）１次巻線（Ｎ１）と２次巻線（Ｎ２）を備えたトランス（Ｔ）と、該トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、前記トランス（Ｔ）の２次巻線（Ｎ２）に対して直列に接続したチョークコイル（Ｌ２）と、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサ（Ｃ１）と、前記トランス（Ｔ）の２次巻線（Ｎ２）に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子（整流側同期整流素子Ｑ２）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子（転流側同期整流素子Ｑ３）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路（２３）と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記トランス（Ｔ）の補助巻線（Ｎ４）に対して直列に接続され、前記転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子に対する、前記トランス（Ｔ）の補助巻線（Ｎ４）の起電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）と、
前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン時に前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）をオンする制御用スイッチ素子駆動回路（２４）と、
前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）に対する制御電圧信号を生成する制御電圧信号生成回路（２６）と、
前記スイッチング制御回路（２３）の制御停止状態を検知する１次側制御停止検知回路（２５）と、
前記１次側制御停止検知回路（２５）の出力に基づき、１次側制御停止時に前記制御電圧信号生成回路（２６）から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）へオン制御電圧信号を与える１次側制御停止時制御回路（２７）と、
を備え、
前記１次側制御停止時制御回路（２７）は、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）へオン制御電圧信号を与えるオン信号断続スイッチ素子（Ｑ７）を備え、
前記制御用スイッチ素子駆動回路（２４）は、前記スイッチング制御回路（２３）による主スイッチ素子（Ｑ１）への駆動信号により１次側が駆動され、２次側から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）への制御電圧信号を発生するパルストランス（Ｔ２）を備え、
前記１次側制御停止検知回路（２５）は、前記パルストランス（Ｔ２）の２次側出力を整流するとともにその放電速度を上回る速さで充電し、該充電による電圧を前記オン信号断続スイッチ素子（Ｑ７）へ与える充電回路を備え、
前記パルストランス（Ｔ２）の２次側に、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子と前記充電回路のグランドとの間に、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子がグランドに接地されるのを防止するインピーダンス回路（Ｄ９）を設けたことを特徴とする。

（３）前記充電回路は、前記パルストランスの２次側出力を両波整流したものとする。

（４）前記制御電圧信号生成回路（２６）は、例えば前記整流スイッチ素子（Ｑ２）を駆動する電圧信号を充電する充電回路とする。

（５）前記制御電圧信号生成回路（２６）は、例えば前記補助巻線（Ｎ４）のフライバック電圧を充電する充電回路とする。

（６）前記制御電圧信号生成回路（２６）は、例えば前記チョークコイル（Ｌ２）に発生する電圧を充電する充電回路とする。

（７）前記１次側制御停止時制御回路（２７）を介して前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）へ与えられる前記オン制御電圧信号によって駆動され、前記整流スイッチ素子（Ｑ２）の制御電圧を制御する、整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ６）を更に設けたものとする。

（１）出力端子へ過電圧が印加されることによって同期整流回路が自励発振を起こして１次側の制御が停止すると、または１次側への入力がオフすること等によって１次側のスイッチング制御が停止すると、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）に対してオン制御電圧が印加されて、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート寄生容量電荷の引き抜きが速くなって、転流スイッチＱ３が早くオンすることになり、自励発振周波数の低下が抑制される。その結果、整流スイッチ素子および転流スイッチ素子のストレスが軽減される。

（２）パルストランス（Ｔ２）の２次側に、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子と前記充電回路のグランドとの間に、インピーダンス回路（Ｄ９）を設けることにより、１次側の制御停止時に前記グランドに対して制御電圧信号生成回路（２６）の信号電流が流れるのが阻止されて、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）が正しく動作できるようになる。

（３）前記充電回路が、パルストランス（Ｔ２）の２次側に生じる電圧を両波整流することで充電速度が２倍になり、逆に充電回路の放電速度を速く設定でき、１次側の制御停止時に転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）を早くオンして自励発振周波数低下抑制機能を早く発揮させることができる。

（４）整流スイッチ素子（Ｑ２）を駆動する電圧信号を充電する充電回路で制御電圧信号生成回路（２６）を構成することによって、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御に適した電圧信号を容易に得られる。

（５）また、補助巻線（Ｎ４）のフライバック電圧を充電する充電回路で制御電圧信号生成回路（２６）を構成してもよい。

（６）あるいは、チョークコイル（Ｌ２）に発生する電圧を充電する充電回路で制御電圧信号生成回路（２６）を構成してもよい。

（７）整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ６）は、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）オン信号生成回路からのオン制御信号によって整流スイッチ素子（Ｑ２）の制御電圧を制御するので、自励発振が停止し、逆流が完全に停止できる。

先ず、図２を参照して、以降に示す各実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの共通の構成について説明する。
図２は、一部をブロック化および記号化した同期整流型フォワードコンバータの回路図である。

図２に示すように、主トランスＴ１には１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３、および補助巻線Ｎ４を備えている。１次巻線Ｎ１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、入力端子２１（２１ａ，２１ｂ）の間にコンデンサを接続している。主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には直列にチョークコイルＬ２および整流スイッチ素子Ｑ２を接続し、出力端子３２（３２ａ，３２ｂ）間には平滑コンデンサＣ１を接続している。また、チョークコイルＬ２の励磁エネルギの放出時の転流経路を構成する（チョークコイルＬ２と平滑コンデンサＣ１と共にループを構成する）位置に転流スイッチ素子Ｑ３を設けている。

主トランスＴ１の３次巻線Ｎ３には、ダイオードＤ１，Ｄ２、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ２から成る３次整流平滑回路２２を接続している。スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２からの出力を電源として入力し、また出力電圧検出信号として入力し、主スイッチ素子Ｑ１に対してスイッチング制御信号を出力する。整流スイッチ素子Ｑ２の制御端子には、主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の起電圧を印加するように回路を構成している。また、この整流スイッチ素子Ｑ２の制御端子にはその制御電圧を制御する整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６を接続している。

転流スイッチ素子Ｑ３の制御端子には、主トランスＴ１の補助巻線Ｎ４の一端を接続し、この補助巻線Ｎ４の他端には、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５を接続している。

上記整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６および転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５の制御端子には制御用スイッチ素子駆動回路２４を接続している。この制御用スイッチ素子駆動回路２４は、スイッチング制御回路２３から出力される主スイッチ素子Ｑ１に対するスイッチング制御信号を入力し、それに同期するタイミングで転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５および整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６を駆動する。

具体的には、主スイッチ素子Ｑ１のオン時に転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５をオンする。また、主スイッチＱ１のオフ時に整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６をオンする。

また、制御電圧信号生成回路２６が生成した電圧がオン信号断続スイッチ素子Ｑ７を経由して整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６および転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５の制御端子に印加されるように回路を構成している。

１次側制御停止検知回路２５は制御用スイッチ素子駆動回路２４を介してスイッチング制御回路２３の動作停止状態を検知し、停止状態のときオン信号断続スイッチ素子Ｑ７をオンする。

図２に示した同期整流型フォワードコンバータの動作は次の通りである。
〈通常動作〉
先ず、スイッチング制御回路２３から主スイッチ素子Ｑ１のゲートへ印加される電圧によって主スイッチ素子Ｑ１がオンする。Ｑ１のオンにより主トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に電流が流れる。これに伴い、２次巻線Ｎ２の起電圧によって整流スイッチ素子Ｑ２がオンして、Ｎ２→Ｃ１→Ｌ２→Ｑ２→Ｎ２の経路で電流が流れ、Ｃ１が充電されると共にＬ２に励磁エネルギが蓄積される。この時、補助巻線Ｎ４の起電圧は逆向きであるので転流スイッチ素子Ｑ３はオフのままである。

スイッチング制御回路２３の制御により主スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、２次巻線Ｎ２の起電圧が反転してＱ２の制御端子電圧が反転するのでＱ２がターンオフする。また、補助巻線Ｎ４に発生する起電圧によって転流スイッチ素子Ｑ３の制御端子電圧が正極性となってＱ３がターンオンする。すなわち、ダイオードＤｓ（Ｑ５の寄生ダイオード）→Ｎ４→Ｑ３の制御端子の経路でＱ３の制御端子に制御電圧が印加され、Ｑ３がターンオンする。その結果、Ｌ２→Ｑ３→Ｃ１→Ｌ２の経路で転流が生じる。
上記主スイッチ素子Ｑ１のオン／オフによって上記整流と転流を繰り返す。

また、制御用スイッチ素子駆動回路２４から出力される信号によって、Ｑ１オン時にＱ５がオンするので、Ｑ３の制御端子（Ｑ３がＭＯＳ−ＦＥＴであればゲート・ソース間容量）に充電された電荷が速やかに放電され、Ｑ３は直ちにオフする。また、Ｑ１オフ時にはＱ６がオンするので、Ｑ２の制御端子（Ｑ２がＭＯＳ−ＦＥＴであればゲート・ソース間容量）に充電された電荷が速やかに放電され、Ｑ２は直ちにオフする。このようにして整流スイッチ素子Ｑ２と転流スイッチ素子Ｑ３が共にオンしている状態を回避する。

〈逆流動作〉
整流方式を同期整流とした際に、２次出力に発生した過電圧によりチョークコイルＬ２が励磁されるモードが発生すると、同期整流用のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３はＭＯＳ−ＦＥＴであって双方向に電流を流せるため、２次出力から入力側へ電力が回生されるモードが発生する。このモードでは出力からコンバータへ電流が流れ込む（逆流する）ため、このモードの動作を逆流動作という。

逆流動作は入力電源（この同期整流型フォワードコンバータの入力電源）の能力に左右される。基本的に入力へ回生される電力を吸収しない場合と吸収できる場合とでは動作が異なる。逆流時の入力電力を吸収しない場合は入力電圧の上昇を伴うため、入力過電圧時の保護回路が必要となる。ここでは入力電源が電流の吸い込みも行え、電圧を常に一定にできる場合を想定する。

逆流動作時は、Q１のオン期間が主トランスＴ１のオン期間より短くなる状態が発生する。通常動作では１次側からL２を励磁するため、1 次からの電力供給がなくなると、L２電圧が反転し、トランス電圧が反転してQ２がオフするが、逆流動作時はＬ２が出力電源（例えば出力端子に並列接続されている他の電源）により、このオフ期間に励磁され、Ｑ１のオンタイミングで励磁状態のリセットに移る。この回路では、トランスの２次巻線Ｎ２により転流スイッチ素子Ｑ３の制御が行われるため、Ｌ２の励磁状態によりＱ２がオフ制御される。

このように、逆流動作時は、スイッチング制御回路２３によるスイッチング周波数で動作するため、動作周波数が固定される。

〈自励発振動作〉
上記逆流動作の状態から、スイッチング制御回路２３による制御が完全になくなる（主スイッチ素子Ｑ１のスイッチングが停止する）と、出力から印加される電圧によりコンバータの動作周波数が制御される自励発振動作状態となる。

図２の回路においてスイッチング制御が停止した際に、転流スイッチ素子Ｑ３は補助巻線Ｎ４に発生する電圧でオンする。これにより、Ｑ３とチョークコイルＬ２を介して電流（逆流）が流れる。この電流は時間の経過と共に増加する。

ここで制御電圧信号生成回路２６およびオン信号断続スイッチ素子Ｑ７が存在しないとすると、自励発振時では１次側の制御が停止しているので、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５はオフ状態である。そのため、Ｑ３の制御端子（ゲート・ソース間容量）に充電された電荷は徐々にしか放電されず、Ｑ３の制御端子の電圧は徐々にしか低下しない。

上記放電が進んでＱ３がオフするとチョークコイルＬ２の電圧が反転し、Ｑ２がオンする。これによって、２次巻線Ｎ２→Ｑ２→Ｌ２の経路で電流が流れ、電力が１次側に回生される。チョークコイルＬ２の励磁がリセットされると、このチョークコイルＬ２の電圧が反転し、Ｑ２がオフすることにより、２次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ４にフライバック電圧が発生し、Ｑ３がオンする。この動作を繰り返すことによって自励発振する。

上述のように、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５が存在しないとすると、Ｑ３の制御端子に充電された電荷は徐々にしか放電しないため、自励発振の発振周波数は低くなる。例えば、３５〜７５Ｖ入力、１．２〜５Ｖ出力で、制御時のスイッチング周波数は６４０ｋＨｚで、周波数低下を抑制しない場合の自励発振周波数は約半分の３００ｋＨｚ程度と低くなってしまう。

そこで、１次側の制御が停止した場合にオン信号断続スイッチ素子Ｑ７をオンして、制御電圧信号生成回路２６の電圧をＱ５，Ｑ６の制御端子へ与える。Ｑ５がオンするとＱ３のオン期間が制限され、自励発振周波数が通常のスイッチング周波数と同程度に維持される。また、Ｑ６がオンするとＱ２がオフするので、主トランスＴ１が励磁されなくなり、補助巻線Ｎ４にトランス励磁リセットのためのフォワード電圧が発生しなくなり、Ｑ３が再度オンすることがなく自励発振が停止する。

次に、第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図３・図４を基に説明する。
図３は第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図、図４はその主要部の波形図である。

図３に示すように、スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２からの出力を電源として動作し、且つその電圧を分圧する抵抗Ｒ２，Ｒ３と、その分圧電圧を入力するスイッチング制御用ＩＣ２３０とで構成している。このスイッチング制御回路２３は、パルストランスＴ２の１次巻線を通して主スイッチ素子Ｑ１のゲートへスイッチング制御信号を出力する。パルストランスＴ２の１次巻線には、パルストランスリセット用のダイオードＤ１０を接続している。

整流スイッチ素子Ｑ２のゲートには、主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の起電圧を、コンデンサＣ４を介して印加するようにコンデンサＣ４を接続している。またこの整流スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間には、ダイオードＤ３を接続している。

転流スイッチ素子Ｑ３のゲートには、主トランスＴ１の補助巻線Ｎ４の一端を接続し、この補助巻線Ｎ４の他端には、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５を接続している。

この転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートには、パルストランスＴ２の２次巻線の一端を接続している。

Ｑ２のゲートとコンデンサＣ４との接続点と２次側の接地との間には、ダイオードＤ１３、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ１３からなる充電回路を制御電圧信号生成回路２６Ａとして設けている。この制御電圧信号生成回路２６Ａからの電圧（Ｃ６の充電電圧）がＱ５のゲートに印加されるように、オン信号断続スイッチ素子Ｑ７と抵抗Ｒ１０からなる１次側制御停止時制御回路２７を設けている。

パルストランスＴ２の２次巻線の一端（主スイッチ素子Ｑ１のターンオン時に正電圧が発生する側）を転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに接続している。２次巻線の他端はダイオードＤ９を介して２次側のグランドに接続している。図１では設けられていないダイオードＤ９を備える意味については後述する。上記パルストランスＴ２、ダイオードＤ１０、抵抗Ｒ５によって制御用スイッチ素子駆動回路２４Ａを構成している。

パルストランスＴ２の２次側には、ダイオードＤ１４、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなる１次側制御停止検知回路２５Ａを設けている。この１次側制御停止検知回路２５Ａは、パルストランスＴ２の２次巻線電圧の充電回路であり、１次側の制御が行われているとき所定の電圧（Ｃ５の充電電圧）が現れ、放電用の抵抗Ｒ１２があるので１次側の制御が停止しているとき充電電圧はほぼ０となる。図３に示すように、整流スイッチ素子Ｑ２とチョークコイルＬ２との接続点であり、Ｑ５のソースを接続している点に、すなわち２次側のグランドに上記充電回路のグランドを接続して充電回路の充電電圧が上記オン信号断続スイッチ素子Ｑ７のゲートに与えられるようにしている。このオン信号断続スイッチ素子Ｑ７はデプレッションタイプのｐチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであるので、ゲート電圧が低いとき導通し、所定値以上の正電圧であるとき遮断する。したがって、１次側の制御が停止しているとき導通することになる。

上述のとおり、２次側のグランドにパルストランスＴ２の２次巻線の他端を接続しているので、制御電圧信号生成回路２６Ａの出力を１次側制御停止時制御回路２７を介してＱ５のゲートに単純に接続しただけでは１次側の制御停止時にＱ５のゲートへ印加されるべき電圧が接地されてしまうので、そのグランドへ流れようとする電流を阻止する方向に、パルストランスＴ２の２次巻線とグランドとの間にダイオードＤ９を挿入している。
図２に示した例では、主スイッチＱ１のオフ時に整流スイッチ素子Ｑ２をターンオフする制御用スイッチ素子Ｑ６を設けたが、この図３の例ではその回路を設けていない。その他の構成は図２に示したものと同様であり、その作用も図２を基に説明したものと同様である。

図３に示した同期整流型フォワードコンバータの動作は次のとおりである。
まず制御電圧信号生成回路２６Ａは、そのコンデンサＣ６にＱ２のゲート電圧のピーク値を保持する。但し、ピーク値を保持することに特別な意味があるのではなく、コンデンサＣ６が所定値以上の電圧に充電されることに意味がある。このコンデンサＣ６に充電される電圧を「Ｑ５オン信号」と言う。Ｑ２を駆動する信号は通常動作時（１次側の制御が行われていてパルストランスＴ２を介してＱ５を制御する信号が伝達される状態）だけでなく自励発振時にも発生するため、１次側制御停止時でも制御電圧信号生成回路２６Ａは機能する。

一方、１次側制御停止検知回路２５Ａは、そのコンデンサＣ５に（Ｑ５を駆動するために１次側からパルストランスＴ２を介して伝達される信号の）ピーク値を保持する。これもピーク値に特別な意味があるのではなく、Ｃ５が所定値以上の電圧に充電されることに意味がある。１次側制御の停止時にはＱ５を駆動するための信号も停止するため、Ｃ５は新たに充電されなくなり、既に充電されていた電荷も抵抗Ｒ１２を介して放電され、充電電圧が低下する。

さて、通常動作時にはコンデンサＣ５の充電電圧は所定値以上になり、オン信号断続スイッチ素子Ｑ７は遮断状態となる。そのため、Ｑ５オン信号は出力されない。

図４においてｔ０で示すタイミングで、何らかの理由で１次側の制御が停止すると、Ｔ２を介してＱ５に伝達される信号が停止し、１次側からの信号でＱ５がオンすることはなくなる。そして、Ｔ２を介して伝えられる信号がなくなるので、制御停止検知回路のＣ５が充電されなくなる。通常動作時にＣ５に充電された電荷はＲ１２を介して放電される一方なので、Ｃ５の充電電圧は徐々に低下する。そして、図４に示したｔ１でＣ５の充電電圧がＱ７のしきい値以下になると、それによってＱ７が導通状態となり、Ｑ５オン信号がＱ７とＲ１０を介してＱ５のゲートに印加され、Ｑ５がオンする。これによって転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量の電荷が速やかに放電されて、Ｑ３のターンオフが早まり、自励発振の発振周波数の低下が抑制される。

ところで、Ｑ５のゲートはもともとパルストランスの２次巻線に発生する信号で制御するために２次巻線の一端に接続している。２次巻線の他端はＱ５のソース、すなわち２次側のグランドに接続している。すなわち、Ｑ５のゲートは直流的には２次巻線を介して２次側のグランドに接続されている。そのため、Ｑ５オン信号を単純にＱ５のゲートに印加するだけではＱ５を制御できない。

そこで、上述したように２次巻線と２次側のグランドとの間にダイオードＤ９を設けて、自励発振時にＱ５のゲートが接地されるのを防止している。通常動作時にはＱ５を制御するパルスはＤ９にとって順方向電圧となるのでＤ９が邪魔になることはない。

但しこのようにＤ９を設けることによってＱ５のゲートがグランドに落ちることは防止できるが、パルストランスＴ２とＱ５のゲートを接続する配線がなくなるわけではないので、Ｑ５のゲートからパルストランスＴ２側に電流が流れるのを防止することはできない。そして、上述のようにパルストランスの２次巻線には１次側制御停止検知回路２５Ａが接続されている。そのため、このままでは自励発振時にＱ５オン信号による電流が１次側制御停止検知回路２５Ａに流れ込んでＣ５を充電することになってしまう。この場合、Ｃ５の充電電圧が上昇してせっかくオンさせたＱ７がオフしてしまう可能性がある。そこで、１次側制御停止検知回路２５Ａの前段にＲ１１を設けてＣ５の充電時定数を大きくして充電電圧の上昇スピードを抑制（Ｒ１２による放電を上回らないように）し、少なくともＱ７が完全なオフ状態にはならないようにしている。Ｑ７は多少抵抗値を持っても導通さえしていれば所期の目的は達成できる。

また、この図３に示した例ではＱ５オン信号をＱ５のゲート（パルストランスＴ２の２次巻線の一端側）に印加するように構成している。しかしながら、自励発振時にはパルストランスＴ２の２次巻線は単なる配線とみなせるので、実際にはＱ５のゲートからＤ９のカソード（２次巻線の他端側）までのどの部分にＱ５オン信号を印加するように構成してもよい。この、Ｑ５オン信号を印加する場所は通常動作時に１次側からＱ５を制御する信号が通る経路（制御信号伝達経路）である。したがって、Ｑ５オン信号はこの制御信号伝達経路に印加するようになっていればよい。

次に、第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図５を基に説明する。
この第３の実施形態では、図５に示すように、自励発振時にＱ２をオフさせるための整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６を設けて、Ｑ６のゲートをパルストランスＴ２の２次巻線の他端（Ｄ９のカソード側）に接続している。そして、Ｑ５オン信号をＱ６のゲート（すなわち、パルストランスＴ２の２次巻線の他端側（Ｑ５の制御信号伝達経路に含まれる））に印加するように構成している。この整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６は図２に示したＱ６に相当するスイッチ素子である。その他の構成は第２の実施形態の場合と同様である。

Ｑ５のゲートとＱ６のゲートは１次側の制御停止時には単なる配線とみなせるパルストランスＴ２の２次巻線を介して接続（短絡）されることになるので、Ｑ５オン信号をＱ６のゲートに印加する構成でも、Ｑ５の制御に関しては第２の実施形態と同じである。

このように構成することによって、自励発振時にＱ５オン信号でＱ５をオンするとともにＱ６をもオンすることによってＱ２をオフする。

Ｑ５オン信号でＱ５と同時にＱ６をオンする場合には、Ｑ５とＱ６のゲート同士を単純に接続すればよさそうなものであるが、そうすると通常動作時にもＱ５と同時にＱ６がオンするようになり、好ましくない。そのため、通常動作時にＱ５をオンする信号ではＱ６がオンしないように、パルストランスＴ２の２次巻線の他端側に接続している。これによってＱ５をオンする信号はＱ６にとっては信号の極性が逆になり、Ｑ６はオンしない。また、パルストランスＴ２の１次巻線にダイオードＤ１０を接続しているため、回路的に通常動作時にはＱ６がオンするような信号は発生しない。すなわち、通常動作時にはＱ６は常にオフしており、等価的に存在しないものとなる。

この第３の実施形態においては、Ｑ６がオンすることによってＱ２がオフするために自励発振そのものが継続しなくなり、停止する。自励発振が停止すると、主トランスＴ１の補助巻線Ｎ４にＱ３をオンさせる電圧が発生しないのでＱ３もオフになり（再度オンすることがなく）、逆流は完全に停止する。

この第３の実施形態では、最終的に自励発振が停止するので、自励発振の周波数を抑制する機能（Ｑ５をオンする機能）は一見不必要に思える。ただ、自励発振が継続しないとはいえ、少なくともＱ６がオンするまでは発振し、それによってＱ２、Ｑ３に電流負荷が掛かるので、最初の発振の周波数低下を抑制するためにも存在意義はある。

次に、第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図６を基に説明する。
この第４の実施形態は制御電圧信号生成回路の他のバリエーションである。図６に示すとおり、制御電圧信号生成回路２６Ｂは、ダイオードＤ１３，コンデンサＣ６，抵抗Ｒ１３からなり、主トランスＴ１の補助巻線Ｎ４のフライバック電圧を充電するものである。このような構成であっても転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５および整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６の制御電圧を生成できる。その他の構成および作用は第３の実施形態の場合と同様である。

なお、この制御電圧信号生成回路２６Ｂの構成は図３に示した第２の実施形態で示した回路にも適用できる。

次に、第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図７を基に説明する。
この第５の実施形態も制御電圧信号生成回路の他のバリエーションである。図７に示すとおり、制御電圧信号生成回路２６Ｃは、ダイオードＤ１３，コンデンサＣ６，抵抗Ｒ１３，Ｒ１４からなり、チョークコイルＬ２に発生する電圧を充電するものである。このような構成であっても、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５および整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ６の制御電圧を生成できる。その他の構成および作用は第３の実施形態の場合と同様である。

なお、この制御電圧信号生成回路２６Ｃの構成も図３に示した第２の実施形態で示した回路に適用できる。

次に、第６の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図８を基に説明する。
この第６の実施形態では、第２〜第４の実施形態で示したパルストランスＴ２の１次巻線に並列に設けられていたダイオードＤ１０を除去している。その代わりに電圧クランプするとともにノイズを除去するために、負パルスをグランドにクランプするダイオードＤ１２と、正パルスをＶＣＣにクランプするダイオードＤ１１とを設けている。

パルストランスＴ２の１次巻線の並列ダイオードを除去したため、通常動作時にＱ１をオンする信号だけでなく、オフする信号（逆方向の信号）もパルストランスＴ２を介して２次側に伝達される。そのため、１次側でＱ１をオフする信号が出る時に、２次側にはＱ６をオンする信号が出力され、Ｑ２がオフする。

もともとＱ１がオフの時にはＱ２もＱ１のオフによって、主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する電圧でオフするように制御されるが、その前にＱ６のオンによってＱ２がオフするようにしている。すなわち、トランスＴ１の漏れインダクタンス等によってＱ２のオフタイミングに対してＱ３のオンタイミングがずれて、Ｑ２とＱ３が同時オンするタイミングが生じるおそれがあるが、Ｑ２のオフとＱ３のオンのタイミングが同期しない制御が可能となるので、上記同時オンがより確実に防止できる。ただ、そのままではこの逆方向の信号に対するグランドからの電流経路がないので、逆方向の電流経路を確保するためにダイオードＤ８を設けている。

図９は上記パルストランスＴ２の２次側の信号がＱ５，Ｑ６のゲートへ印加される部分の回路図である。また、図１０はその波形図である。
このように、パルストランスＴ２の２次巻線から両方向の信号が出るので、そのどちらの側に１次側制御停止検知回路を設けてもよい。この図８に示す例では、第２〜第４の実施形態の場合と異なる他端に１次側制御停止検知回路２５Ａを接続している。その他の構成および作用は第４の実施形態の場合と同様である。

次に、第７の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を、図１１を基に説明する。
この第７の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータは、図８に示した回路において、さらに抵抗Ｒ１５とダイオードＤ１５を設けることによって、パルストランスＴ２の２次巻線に発生するどちら向きの電圧によっても、すなわちパルストランスＴ２の両波整流でコンデンサＣ７を充電できるようにしたものである。この場合、いわゆる両波整流になるのでＣ７の充電速度が２倍になる。充電速度が速いとＲ１４の抵抗値を少々小さくして放電スピードを速めても、通常動作時にＣ７の充電電圧が低下してＱ７がオンすることは避けられる。そして、Ｒ１４の抵抗値が小さいと、１次側の制御停止時においてはＣ７の充電電圧低下スピードが速くなり、Ｑ７が早くオンするようになる。すなわち、Ｑ５を早くオンして自励発振周波数低下抑制機能を早く発揮させることができる。
その他は第６の実施形態の場合と同様である。

なお、以上に示した各実施形態では、パルストランスＴ２の２次巻線と主トランスＴ１の２次側のグランドとの間にインピーダンス回路としてダイオードＤ９を設けたが、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５および整流スイッチターンオフ用スイッチ素子Ｑ６のゲートがグランドにさえ落ちなければよいので、例えば適当な値の抵抗でもよい。また、同期制御可能な別のスイッチ素子でインピーダンス回路を構成してもよい。

特許文献１に係るコンバータの構成を示す回路図である。 第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 同コンバータの主要部の波形図である。 第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第６の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 同コンバータの部分回路図である。 図９各部の波形図である。 第７の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。

符号の説明

Ｔ１−主トランス
２１−入力端子
２２−３次整流平滑回路
２３−スイッチング制御回路
２４−制御用スイッチ素子駆動回路
２５−１次側制御停止検知回路
２６−制御電圧信号生成回路
２７−１次側制御停止時制御回路
３２−出力端子
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子
Ｑ３−転流スイッチ素子
Ｑ５−転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｑ６−整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｑ７−オン信号断続スイッチ素子
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−３次巻線
Ｎ４−補助巻線
Ｌ１，Ｌ２−チョークコイル
Ｃ１−平滑コンデンサ
Ｄ９−ダイオード（インピーダンス回路）

Claims (7)

1. １次巻線と２次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
   前記トランスの補助巻線に対して直列に接続され、前記転流スイッチ素子の制御端子に対する、前記トランスの補助巻線の起電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子と、
   前記主スイッチ素子のオン時に前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子をオンする制御用スイッチ素子駆動回路と、
   前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子に対する制御電圧信号を生成する制御電圧信号生成回路と、
   前記スイッチング制御回路の制御停止状態を検知する１次側制御停止検知回路と、
   前記１次側制御停止検知回路の出力に基づき、１次側制御停止時に前記制御電圧信号生成回路から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子へオン制御電圧信号を与える１次側制御停止時制御回路と、
   を備え、
   前記１次側制御停止時制御回路を介して前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子へ与えられる前記オン制御電圧信号によって駆動され、前記整流スイッチ素子の制御電圧を制御する、整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子を設けたことを特徴とする同期整流型フォワードコンバータ。
2. １次巻線と２次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
   前記トランスの補助巻線に対して直列に接続され、前記転流スイッチ素子の制御端子に対する、前記トランスの補助巻線の起電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子と、
   前記主スイッチ素子のオン時に前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子をオンする制御用スイッチ素子駆動回路と、
   前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子に対する制御電圧信号を生成する制御電圧信号生成回路と、
   前記スイッチング制御回路の制御停止状態を検知する１次側制御停止検知回路と、
   前記１次側制御停止検知回路の出力に基づき、１次側制御停止時に前記制御電圧信号生成回路から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子へオン制御電圧信号を与える１次側制御停止時制御回路と、
   を備え、
   前記１次側制御停止時制御回路は、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子へオン制御電圧信号を与えるオン信号断続スイッチ素子を備え、
   前記制御用スイッチ素子駆動回路は、前記スイッチング制御回路による主スイッチ素子への駆動信号により１次側が駆動され、２次側から前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子への制御電圧信号を発生するパルストランスを備え、
   前記１次側制御停止検知回路は、前記パルストランスの２次側出力を整流するとともに充電し、該充電による電圧を前記オン信号断続スイッチ素子へ与える充電回路を備え、
   前記パルストランスの２次側に、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子の制御端子と前記充電回路のグランドとの間に、前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子の制御端子がグランドに接地されるのを防止するインピーダンス回路を設けたことを特徴とする同期整流型フォワードコンバータ。
3. 前記充電回路は、前記パルストランスの２次側出力を両波整流したものである、請求項２に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
4. 前記制御電圧信号生成回路は、前記整流スイッチ素子を駆動する電圧信号を充電する充電回路である請求項１、２または３に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
5. 前記制御電圧信号生成回路は、前記補助巻線のフライバック電圧を充電する充電回路である請求項１、２または３に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
6. 前記制御電圧信号生成回路は、前記チョークコイルに発生する電圧を充電する充電回路である請求項１、２または３に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
7. 前記１次側制御停止時制御回路を介して前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子へ与えられる前記オン制御電圧信号によって駆動され、前記整流スイッチ素子の制御電圧を制御する、整流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子を設けた請求項２〜６のいずれか１項に記載の同期整流型フォワードコンバータ。

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